WO2011086696A1 - 光通信システム、光送信器、光受信器及び光トランスポンダ - Google Patents

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WO2011086696A1
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optical
signal
output
oscillator
unit
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慎也 佐々木
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株式会社日立製作所
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    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/02—Wavelength-division multiplex systems
    • H04J14/0298—Wavelength-division multiplex systems with sub-carrier multiplexing [SCM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/50—Transmitters
    • H04B10/516—Details of coding or modulation
    • H04B10/548—Phase or frequency modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects
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    • H04L27/2614—Peak power aspects
    • H04L27/2621—Reduction thereof using phase offsets between subcarriers

Definitions

  • the present invention relates to an optical communication system, an optical transmitter, an optical receiver, and an optical transponder. More particularly, the present invention relates to an optical OFDM communication system and an optical communication system using multicarriers, and more specifically, an optical OFDM (Orthogora Frequency Division).
  • the present invention relates to an optical communication system, an optical transmitter, an optical receiver, and an optical transponder that reduce PAPR (Peak-to-Average Power Ratio, peak power to average power ratio) in a Multiplexing (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) communication system.
  • PAPR Peak-to-Average Power Ratio, peak power to average power ratio
  • An optical communication system that has been put into practical use so far employs a binary modulation / demodulation technique using light intensity. Specifically, digital information “0” and “1” are converted to on / off of light intensity on the transmitting side and transmitted to the optical fiber, and the light propagated through the optical fiber is photoelectrically converted on the receiving side. The original information is restored.
  • the communication capacity required for optical communication systems has increased dramatically.
  • the demand for higher communication capacity has been met by increasing the speed at which light is turned on and off, that is, the modulation speed.
  • the technique of increasing the modulation speed to realize a large capacity generally has the following problems.
  • the transmittable distance limited by the chromatic dispersion of the optical fiber is shortened.
  • the transmission distance limited by chromatic dispersion is shortened by the square of the bit rate. That is, when the bit rate is doubled, the transmission distance limited by chromatic dispersion becomes 1/4.
  • the modulation speed is increased, there is a problem that the transmission distance limited by the polarization dispersion of the optical fiber is shortened.
  • the transmission distance limited by the polarization dispersion is halved. Specifically, the influence of chromatic dispersion is shown.
  • the transmission distance limited by chromatic dispersion is 60 km, but when the system has a bit rate of 40 Gbps, the distance is approximately It becomes as short as 4km. Further, in the case of the next-generation 100 Gbps system, the transmission distance limited by chromatic dispersion is 0.6 km, and a trunk optical communication system with a transmission distance of about 500 km cannot be realized as it is.
  • a special optical fiber called a dispersion compensating fiber having negative chromatic dispersion is installed in a repeater or transmitter / receiver to cancel the chromatic dispersion of the transmission line. Yes.
  • This special fiber is expensive and requires a sophisticated design of how much dispersion compensation fiber is installed at each site (the length of the dispersion compensation fiber). Both of these increase the price of optical communication systems. Yes.
  • An optical OFDM communication system is a communication system that applies OFDM technology using light as a carrier.
  • OFDM technology as described above, a large number of subcarriers are used, and for each subcarrier, a modulation scheme such as 4-QAM, 8-PSK, or 16-QAM can be applied. Therefore, one symbol time is much longer than the reciprocal of the bit rate.
  • the transmission distance limited by the above-mentioned chromatic dispersion and polarization dispersion is sufficiently longer than the transmission distance assumed in an optical communication system (for example, 500 km in a domestic trunk line system), and the above-mentioned dispersion compensation fiber is not required. Or the number thereof can be reduced. As a result, there is a possibility that a low-cost optical communication system can be realized.
  • FIG. 2 shows a configuration diagram of a conventional optical OFDM communication system using the direct detection method.
  • the optical transmitter 1-1 and the optical receiver 2-1 are connected by an optical fiber 3.
  • the signal is converted into a baseband OFDM signal by the transmission signal processing unit 100 inside the optical transmitter 1-1.
  • An optical OFDM signal is generated by electric field modulation or intensity modulation of light that is amplified and is a carrier by the optical modulator 12.
  • This optical OFDM signal reaches the optical receiver 2-1 through the optical fiber 3 as a transmission path.
  • the optical OFDM signal is directly detected and received by the photodiode 21 and converted into an electrical signal.
  • This electric signal is ideally the above-described baseband OFDM signal.
  • This signal is amplified by the preamplifier 22 and demodulated into data to be originally communicated by the reception signal processing unit 200 and output from the output terminal 5.
  • FIG. 3 shows a functional configuration diagram of the transmission signal processing unit 100.
  • FIG. 4 shows a functional configuration diagram of the received signal processing unit 200.
  • Data to be communicated is first converted into 2N parallel data by the serial-parallel converter 110.
  • N is the number of subcarriers that carry data.
  • the subcarrier modulation is 4-QAM, there are 2N parallel data.
  • the subcarrier modulation is 16-QAM, the number is 4N. That is, the serial data is converted into parallel data of “the number of bits of one symbol ⁇ the number of subcarriers”.
  • the subcarrier modulation unit 120 modulates N subcarriers using the parallel data.
  • the modulated subcarrier is converted into time-axis data by the inverse FFT unit 130 and converted into serial data by the parallel-serial conversion unit 140.
  • the serial data is cyclically inserted by the cyclic prefix insertion unit 150, passes through the D / A conversion unit 160, and is sent to the driver amplifier as an analog signal.
  • the received electrical signal amplified by the preamplifier is converted into a digital signal by the A / D conversion unit 210, the cyclic prefix is deleted by the cyclic prefix deletion unit 220, and the serial-parallel conversion unit 230 Converted to N parallel data.
  • These parallel data are separated into N subcarrier signals by the FFT unit 240, the data on each subcarrier is demodulated by the subcarrier demodulating unit 250, and converted into serial data by the parallel-serial converting unit 260. Is done.
  • the problem is that the OFDM signal has a large PAPR (peak power to average power ratio).
  • PAPR peak power to average power ratio
  • the linearity of the power amplifier that drives the transmission antenna is poor, the signal is distorted at peak power, reception sensitivity is deteriorated, or interference with adjacent wireless channels due to the spread of the signal spectrum is caused.
  • ⁇ 0 is the linear phase
  • ⁇ NL (t) is the nonlinear phase
  • ⁇ is the nonlinear constant of the optical fiber
  • ⁇ is the loss factor of the optical fiber
  • P (t) is the optical power
  • P ave is the average optical power
  • PAPR (T) represents the peak-to-average power ratio (PAPR) at each time.
  • the symbol shown with an italic character in a numerical formula is shown with a normal format in this specification for convenience. As can be seen from this equation, the nonlinear phase of light rotates in proportion to PAPR.
  • phase rotation occurs due to the peak power of the signal itself (self-phase modulation effect), which causes waveform distortion due to wavelength dispersion and increases the error rate.
  • phase rotation is induced by the peak power of signals of adjacent wavelengths (cross phase modulation effect), and the error rate is increased in the same manner as the self phase modulation effect.
  • cross phase modulation effect causes phase rotation of subcarriers in the OFDM signal.
  • a random phase rotation according to PAPR is induced around a fixed phase rotation determined by the average power. If this random phase rotation exceeds the threshold for symbol determination, the symbol is determined to be an error.
  • subcarrier modulation is QPSK
  • symbol determination is erroneous when ⁇ ⁇ / 4 phase rotation occurs from an ideal symbol point. Therefore, it is important from the viewpoint of reducing the error rate that optical transmission is performed using a signal in which the PAPR is minimized.
  • Non-Patent Document 1 collectively describes the principles, advantages, and disadvantages of these methods.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2009-188510 has devised an optical OFDM communication system that keeps the envelope constant by using the above-described phase modulation.
  • the PAPR is 6 dB or more, which is larger than the conventional optical communication system using OOK, and the effect is limited.
  • the reception method is limited to the coherent reception method, and the receiver configuration is four times that of the direct detection reception method and the reception signal processing unit is complicated.
  • the communication system is more expensive than the reception method.
  • the present invention has been made in view of the above points.
  • the PAPR is smaller than the PAPR (6 dB) of a conventional optical communication system at a location where the optical power in the transmission line is large.
  • Another object of the present invention is to provide an optical communication system, an optical transmitter, an optical receiver, and an optical transponder that can be applied to a direct detection reception system.
  • An object of the present invention is to provide an optical communication system, an optical transmitter, an optical receiver, and an optical transponder having a PAPR of less than 6 dB.
  • the phase of the RF sine wave is modulated with a baseband OFDM signal, the light wave is modulated using this sine wave, transmitted through an optical fiber, and then optical-electrically converted.
  • a baseband OFDM signal is reproduced by synchronous detection with a sine wave.
  • An optical transmitter that maps and modulates digital data into a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, and transmits an optical signal through an optical fiber;
  • An optical receiver that photoelectrically converts an optical signal propagated through the optical fiber, demodulates each subcarrier signal, and regenerates the original digital data;
  • the optical transmitter is A transmission signal processing unit that maps and modulates digital data onto a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, and generates a baseband OFDM signal by performing an inverse FFT operation on the modulated subcarrier signal;
  • a first oscillator that outputs a sine wave of a predetermined frequency;
  • a phase modulation unit that phase-modulates the baseband OFDM signal into a sine wave that is an output of the first oscillator;
  • An electro-optical conversion unit that converts a sine wave output from the phase modulation unit into an optical signal;
  • the optical receiver is: An optical-electrical converter that converts an optical signal received from the optical
  • Digital data is mapped to a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, modulated, an optical transmitter that transmits an optical signal through an optical fiber, and an optical signal propagated through the optical fiber is photoelectrically converted
  • An optical transmitter in an optical communication system comprising an optical receiver that demodulates each subcarrier signal and reproduces the original digital data, A transmission signal processing unit that maps and modulates digital data on a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, and performs a base FFT OFDM signal by performing an inverse FFT operation on the modulated subcarrier signal;
  • An oscillator that outputs a sine wave of a predetermined frequency;
  • an optical transmitter including an electro-optical conversion unit that converts a sine wave output from the phase modulation unit into an optical signal.
  • Digital data is mapped to a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, modulated, an optical transmitter that transmits an optical signal through an optical fiber, and an optical signal propagated through the optical fiber is photoelectrically converted
  • An optical receiver in an optical communication system comprising an optical receiver that demodulates each subcarrier signal and regenerates the original digital data,
  • the optical receiver is: An optical-electric conversion unit that receives an optical signal obtained by phase-modulating a baseband OFDM signal into a sine wave having a predetermined frequency through the optical fiber and converts the optical signal into an electrical signal; A frequency that substantially matches the frequency is preset, and an oscillator that generates a sine wave of the frequency; A synchronous detector for synchronously detecting the output of the photoelectric conversion unit with a sine wave that is an output of the oscillator; There is provided an optical receiver having a reception signal processing unit for reproducing original digital data from a subcarrier signal obtained by FFT-converting the output of the synchronous detection
  • a transmission signal processing unit that maps and modulates digital data onto a plurality of subcarriers orthogonal to each other over a symbol time, and generates a baseband OFDM signal by performing an inverse FFT operation on the modulated subcarrier signal;
  • a first oscillator that outputs a sine wave of a predetermined frequency;
  • a phase modulation unit that phase-modulates the baseband OFDM signal into a sine wave that is an output of the first oscillator; and an electro-optical conversion unit that converts the sine wave output from the phase modulation unit into an optical signal.
  • a transmission unit An optical-electrical converter for converting an optical signal received via the optical fiber into an electrical signal;
  • a second oscillator that generates a sine wave having a frequency substantially matching that of the first oscillator;
  • a synchronous detector that synchronously detects the output of the opto-electric converter with a sine wave that is the output of the second oscillator, and the original digital data is recovered from a subcarrier signal obtained by FFT-converting the output of the synchronous detector
  • an optical transponder including a reception unit having a reception signal processing unit.
  • an optical communication system capable of reducing PAPR at a location where optical power is high in a transmission line and reducing deterioration in reception sensitivity in an optical OFDM communication system.
  • the PAPR can be reduced, it is possible to provide an optical communication system, an optical transmitter, an optical receiver, and an optical transponder capable of long-distance transmission.
  • the transmission distance determined by nonlinear phase noise induced by PAPR is approximately three times that of a conventional optical OFDM communication system.
  • the functional block diagram of the optical communication system of this invention The functional block diagram of the conventional optical OFDM communication system.
  • the functional block diagram of the optical communication system which shows 1st embodiment. 1 is a functional block diagram of an optical communication system using direct modulation.
  • the functional block diagram of the optical communication system which uses a narrow-band optical filter in 2nd embodiment The schematic diagram of the spectrum of the electrical signal generated by optical OFDM signal and direct detection reception.
  • an optical transmitter 1 and an optical receiver 2 are connected by an optical fiber 3.
  • the transmission signal processing unit 100 in the optical transmitter 1 converts communication data input from the input terminal 4 into a baseband OFDM signal.
  • the phase of the sine wave of frequency f m from the optical transmitter inside the RF oscillator (first oscillator) 6 phase-modulated by the phase modulation unit 8 by the base band OFDM signal.
  • the phase-modulated sine wave is converted into an optical signal by the electro-optical converter 10.
  • the sine wave is converted into light power or electric field. This optical signal propagates through the optical fiber 3 serving as a transmission path and enters the optical receiver 2.
  • the light-electric conversion unit 20 converts the light into an electric signal.
  • This electrical signal is synchronously detected with a sine wave from the RF oscillator (second oscillator) 7 inside the optical receiver 2, and its output signal is reproduced as communication data by the received signal processing unit 200 and output from the output terminal 5. Is done.
  • the baseband OFDM signal that is an output signal of the transmission signal processing unit 100 in FIG. 1 needs to be a real number so as to be suitable for phase modulation.
  • a real number it is necessary to use a real part or an imaginary part of a complex OFDM signal, or to devise mapping to a subcarrier so that a negative frequency component becomes a Hermitian conjugate of a positive frequency component.
  • the baseband OFDM signal can be expressed by the following equation.
  • C k represents data (signal space coordinates.
  • N is the number of subcarriers
  • ⁇ f is a subcarrier frequency interval
  • t time
  • Ts one symbol time.
  • the signal as a modulation signal, the frequency f m output signals of the phase modulation part 8 when the phase modulated sine wave which is the output of the RF oscillator 6 is expressed by the following equation (2).
  • h is a modulation degree of phase modulation.
  • the phase-modulated sine wave is converted into an optical signal by the electro-optical converter 10.
  • the output optical power of the semiconductor laser Is expressed by equation (3).
  • P 0 is the average optical power.
  • the PAPR is 3 dB, which can be greatly reduced from the PAPR in the case of conventional optical OFDM communication.
  • the optical signal of Expression (3) propagates through the optical fiber 3 that is a transmission path and reaches the optical receiver 2.
  • the photoelectric conversion unit 20 converts the current into a current proportional to the power (3) of the optical signal, which is further converted into a voltage and amplified.
  • the output signal of the photoelectric conversion unit 20 is synchronously detected by the sine wave output from the RF oscillator 7 and the synchronous detection unit 9.
  • the frequency of this sine wave is the frequency f m of the same RF oscillator 6 in the interior of the transmitter 1 (or substantially identical). Further, as shown in FIG.
  • Equation (4) represents the AC component of the input of the synchronous detector 9
  • the second term represents the output of the RF oscillator 7, and the entire left side represents the operation of the mixer 90.
  • This signal passes through the low-pass filter 91 of the synchronous detector 9 and is output, and this output signal can be expressed by the middle side of the equation (4).
  • phase modulation is a small signal (h ⁇ 1)
  • Equation (4) which is proportional to the baseband OFDM signal of Equation (1).
  • the output of the synchronous detection unit 9 is the middle side of the equation (4), but the communication is performed by changing the reception signal processing unit 200 to 200-1 shown in FIG. Data can be obtained.
  • Received signal processing unit 200-1 after the A / D conversion, inverse sine function (or, sin output of said RF oscillator 7 (2 ⁇ ⁇ f m ⁇ t ) rather than cos (2 ⁇ ⁇ f m ⁇ t )
  • a signal processing unit 270 that executes an inverse cosine function is inserted into the reception signal processing unit 200.
  • the MZ modulator 12-1 in FIG. 7 outputs a light electric field proportional to the input electric signal. This is called electric field modulation.
  • Input electric signal of the MZ modulator 12-1 is amplified signal a sine wave driver amplifier 13-2 of the frequency f m which is phase-modulated by the real baseband OFDM signal. That is, Formula (2) is an electric signal input to the MZ modulator.
  • Continuous light of the frequency f c from the laser 11-2 of FIG. 7 is the electric field modulated by the MZ modulator 12-1, the light can be expressed by the following equation.
  • the first item of the equation (5) expresses the electric field of the electric field modulated light
  • the second item expresses the electric field of the continuous light which is not modulated.
  • the electric field modulated light and continuous light are simultaneously transmitted through an optical fiber, and when direct detection is received, a beat between the electric field modulated light and continuous light occurs. It becomes.
  • the light inside the case receiver - installing a double band pass filter or a low pass filter for blocking the harmonics of the formula (2) having a center frequency 2 ⁇ f m is the output of the electrical converter There is a need.
  • the light of the formula (5) has a PAPR of 6 dB or less at a portion where the optical power in the optical fiber 3 is large, and it can be seen that this method is a means for solving the problem.
  • a method for setting the electric field intensity of continuous light as shown in Equation (5) there is a method for adjusting the DC bias of the MZ modulator 12-1.
  • the electro-optical conversion unit 10 realizes using optical SSB (Single Side Band) modulation.
  • the electric field of transmitter output light when optical SSB modulation is used can be expressed by the following equation.
  • the first item in equation (6) represents the upper sideband, and the second item represents the electric field of continuous light.
  • the discussion here is for the upper sideband, but the same applies when the lower sideband is used.
  • the PAPR of equation (6) is obtained as 3 dB.
  • the PAPR becomes 3 dB at a place where the optical power is large inside the optical fiber, and it can be seen that the above-described means using the optical SSB modulation is one means for solving the problem.
  • the output light is passed through the narrow-band optical filter 14 regardless of whether the semiconductor laser is directly modulated or an MZ modulator is used. This can be realized by blocking unnecessary sidebands. In this case as well, when direct detection reception is used in the photoelectric conversion unit 20, an appropriate amount of continuous light is simultaneously transmitted through the narrowband optical filter.
  • another means for realizing the optical SSB modulation uses an optical IQ modulator 12-2 as the electro-optical conversion unit 10-4, and uses an I component modulation signal as a Q component modulation signal.
  • an I component modulation signal as a Q component modulation signal.
  • a technique that uses a Hilbert transformed signal In this case, the above-mentioned narrow band optical filter is unnecessary. In this case as well, when direct detection reception is used in the photoelectric conversion unit 20, an appropriate amount of continuous light is simultaneously output from the optical IQ modulator.
  • the above solution uses direct detection reception.
  • the solution means using the MZ modulator or optical SSB modulation and direct detection reception
  • continuous light and modulated light cause a beat in direct detection and are converted into an electric signal.
  • a beat between subcarriers of the signal also occurs and an electric signal is generated. This occurs in the range from DC to 2 ⁇ B on the frequency axis.
  • the beat signal between the subcarriers interferes with the beat signal of the original continuous light and the modulated light, and the reception error rate is deteriorated.
  • FIG. 9A shows the spectrum arrangement of the optical signal
  • FIG. 9B shows the spectrum of the electrical signal obtained when the optical signal is directly detected and received.
  • the beat signal between subcarriers becomes smaller on the high frequency side when observed in the electrical spectrum, so in order to avoid this interference, at least f m > 2B, in order to completely avoid this interference It is necessary to satisfy f m > 3B.
  • the optical-electric conversion unit of the receiver according to the present embodiment is not limited to this, and can also be applied to the case where coherent reception shown in FIG. 13 is used. .
  • subcarrier modulation is assumed to be 4-QAM, but this embodiment is not limited to this, and can be applied to any subcarrier modulation scheme.
  • the number of subcarriers is N (N is an integer).
  • FIG. 1 shows a configuration diagram of an optical OFDM communication system.
  • the optical OFDM communication system includes, for example, a transmitter (optical transmitter) 1, an optical fiber 3, and a receiver (optical receiver) 2.
  • the transmitter 1 includes, for example, a transmission signal processing unit 100, an RF oscillator 6, and an electro-optical conversion unit 10.
  • the transmitter 1 may include an input terminal 4.
  • the receiver 2 includes an opto-electric conversion unit 20 and a reception signal processing unit 200.
  • the receiver 2 may include an output terminal 8.
  • the transmitter 1 and the receiver 2 are connected via an optical fiber 3.
  • the electro-optical converter 10 of the transmitter 1 may be realized by a driver amplifier 13-1 and a direct modulation semiconductor laser 11-1 as shown in FIG. 6, for example, or as shown in FIG.
  • the driver amplifier 13-2, the laser 11-2, and the MZ modulator 12-1 may be provided.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of the transmission signal processing unit 100 according to the first embodiment.
  • the transmission signal processing unit 100 includes, for example, a serial-parallel conversion unit (S / P) 110, a subcarrier modulation unit 120, an inverse FFT unit (inverse Fourier transform unit) 130, and a parallel-serial conversion unit (P / S). ) 140, a cyclic prefix insertion unit (CPI) 150, and a digital-analog conversion unit (D / A conversion unit) 160.
  • Data to be originally communicated is converted into 2N parallel data by the serial-parallel converter 110.
  • the subcarrier modulation unit 120 modulates N subcarriers using the parallel data.
  • the input signal is converted to time-axis data by the inverse FFT unit 130 and converted to serial data by the parallel-serial conversion unit 140.
  • the serial data is inserted with a cyclic prefix by the cyclic prefix insertion unit 150, passes through the D / A conversion unit 160, and is output as an analog signal. This signal is called a baseband OFDM signal.
  • the sine wave that is the output of the RF oscillator 6 in FIG. 1 is phase-modulated by the above-described baseband OFDM signal in the phase modulation unit 8, and then converted into an optical signal by the electro-optical conversion unit 10, and is transmitted to the optical fiber 3. Emitted.
  • the phase modulation unit can be realized by, for example, a VCO (Voltage-Controlled Oscillator).
  • VCO Voltage-Controlled Oscillator
  • the equation (A) becomes Can be expressed as If this is realized by a circuit, FIG. 16 is obtained. That is, the phase modulation circuit 8 in the small signal approximation is as shown in FIG.
  • the configuration of the electro-optical converter 10 for example, direct modulation (FIG. 6) or MZ modulation (FIG. 7) can be used as described above.
  • This optical signal enters the receiver 2 through the optical fiber 3 which is a transmission path. Here, it is converted into an electric signal by the photoelectric conversion unit 20.
  • This electric signal is synchronously detected by the synchronous detection unit 9 by a sine wave that is the output of the RF oscillator 7.
  • the output signal is demodulated by the reception signal processing unit 200 and taken out from the output terminal 10 as serial data.
  • the configuration of received signal processing section 200 is the same as the configuration shown in FIG. 4, for example, and a normal OFDM signal processing configuration can be used.
  • the configuration of the synchronous detection unit 9 is, for example, as shown in FIG.
  • the electric signal of the preamplifier output performs a multiplication and an output of the oscillator 7 which oscillation frequency and outputs a RF signal substantially coincident with the oscillation frequency f m of the RF oscillator 6 of the transmitter in a mixer 90, a low of its output Synchronous detection is realized by passing through a low-pass filter 91 that extracts a frequency component (oscillation frequency f m or less).
  • the received signal processing unit 200-1 in FIG. 14 can also be used as the received signal processing.
  • the reception signal processing unit 200-1 is different from the reception signal processing unit 200 in that a signal processing unit 270 that executes an inverse sine function or an inverse cosine function is provided at a subsequent stage of the A / D conversion unit 210.
  • this signal processing unit 270 By introducing this signal processing unit 270, there is a feature that accurate demodulation is possible in the case of a large degree of phase modulation.
  • FIG. 5 shows a configuration diagram in which the direct detection receiving method is used for the photoelectric conversion unit 20-1 in the present embodiment.
  • the photoelectric conversion unit 20-1 includes, for example, a photodiode 21 and a preamplifier 22.
  • FIG. 8 shows a system configuration diagram of the second embodiment.
  • the difference from the first embodiment is that a narrow-band optical filter 14 is installed at the optical output of the electro-optical converter 10 inside the transmitter 1-4.
  • the sideband of the output optical signal of the electro-optical converter 10 is cut off, and an optical SSB (Single Side Band) signal is generated.
  • the optical SSB signal is known not to cause waveform degradation due to the wavelength dispersion characteristic of the optical fiber, and is a signal suitable for a long-distance communication system.
  • the electro-optical converter 10 in the second embodiment is 10-2 in FIG. 6 or 10-3 in FIG.
  • the photoelectric conversion unit 20 is 20-1 in FIG.
  • FIG. 10 is a configuration diagram including a laser 11-2, an optical IQ modulator, a Hilbert converter 15, and a driver amplifier 13-2 in an electro-optical converter 10-4. is there.
  • This embodiment has a feature that the wavelength of the semiconductor laser can be arbitrarily selected because the above-described narrowband optical filter 14 is not used.
  • the Hilbert transform unit 15 in FIG. 10 can be considered as follows.
  • the output of the phase modulator 8 in FIG. 10, that is, the input signal to the Hilbert transformer 15 is It can be expressed as If phase modulation can approximate a small signal, equation (9) can be expressed by equation (10).
  • FIG. 11 is a diagram in which the right side of Expression (11) is applied to the Hilbert transform unit 15 in FIG. That is, make a sin (w m ⁇ t) output cos oscillator 6 (w m ⁇ t) by shifting the - [pi] / 2 by the phase, by the baseband signal phi (t) in the phase modulator 8 to the sine wave
  • the Hilbert transform can be realized, and the same optical SSB signal as in FIG. 10 can be generated.
  • FIG. 10 becomes FIG. That is, FIG. 12 can generate the same optical SSB signal as FIG.
  • FIG. 13 is a configuration diagram of the entire communication system according to the third embodiment.
  • the receiver 2-3 according to the third embodiment includes, for example, an opto-electric converter 20-2, an RF oscillator 7-1, a synchronous detector 9, a received signal processor 200, and a local semiconductor.
  • a laser 50 and an optical multiplexing unit 60 are included.
  • the optical signal that has propagated from the transmitter 1 through the optical fiber 3 enters the receiver 2-3.
  • This optical signal is combined with the output light of the local laser diode 50 installed in the receiver 2-3 by the optical multiplexing unit 60, and is so-called coherently received by the optical-electrical conversion unit 20-2. Is converted to This signal is detected by the synchronous detection unit 9 by a sine wave that is an output of the RF oscillator 7-1 inside the receiver 2-3, and the output is demodulated by the received signal processing 200 and output from the terminal 5 as data.
  • the optical multiplexing unit 60 of the present embodiment may be an optical coupler, an optical 90-degree hybrid, or a polarization-diversity-compatible polarization separation element (PBS) and two optical 90-degree hybrids.
  • the photodiode 21 is a balanced photodiode or a photodiode pair corresponding to the configuration of the photosynthesis unit 60.
  • Transponder Another embodiment is an optical transponder 300 shown in FIG.
  • This optical transponder 300 has a transmitter 1 and a receiver 2 mounted on one housing or board. Accordingly, the optical transponder 300 has two optical fibers 3-1 and 3-2.
  • the optical fiber 3-1 is used for transmitting an optical signal
  • the optical fiber 3-2 is used for receiving an optical signal.
  • the transmitter 1 and the receiver 2 of the optical transponder 300 appropriate ones of the above-described embodiments can be used.
  • FIG. 18 is a diagram using an RF oscillator inside the transmitter 1, but the RF oscillator may be mounted anywhere within the optical transponder 300-1.
  • This embodiment can be used for an optical communication system, for example.

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Abstract

　光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、ＰＡＰＲを低減する。送信器内部に設けたＲＦ発振器出力の正弦波を、送信信号処理部１００の出力であるベースバンドＯＦＤＭ信号によって位相変調し、この位相変調された正弦波を用いて光波を変調する。この光を信号光として光通信を実現すると、光ファイバ内部の光電力が大きい箇所ではＰＡＰＲは６ｄＢ以下という低い値が実現でき、上記課題を解決できる。この信号光を伝送路である光ファイバを伝播し受信器で電気信号に変換される。この電気信号は、送信器内部に設置された上記ＲＦ発振器と同じ周波数を発振するＲＦ発振器の出力正弦波によって同期検波される。この同期検波出力は、通常の受信用ＯＦＤＭ信号処理を行ってデータを復元する。

Description

光通信システム、光送信器、光受信器及び光トランスポンダ
　本発明は、光通信システム、光送信器、光受信器及び光トランスポンダに係り、特に、光ＯＦＤＭ通信システム及びマルチキャリアを用いた光通信システムに関し、より具体的には、光ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｌａ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、直交周波数分割多重）通信システムにおいてＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ－ｔｏ－Ａｖｅｒａｇｅ　Ｐｏｗｅｒ　Ｒａｔｉｏ、ピーク電力対平均電力比）を低減する光通信システム、光送信器、光受信器及び光トランスポンダに関する。
　今まで実用化されてきた光通信システムは、光の強度を用いた２値の変復調技術を適用している。具体的には、送信側でディジタル情報の「０」と「１」を光の強度のオン－オフに変換して光ファイバに送信し、光ファイバを伝播した光は受信側で光電変換されてもとの情報を復元している。近年、インターネットの爆発的普及に伴い、光通信システムに要求される通信容量は飛躍的に伸びている。通信容量の大容量化の要請に対して今までは、光のオン－オフする速度、つまり変調速度を上昇させることで対応してきた。しかしながら、この変調速度を上昇させて大容量化を実現するという手法では一般に、次に述べる課題がある。
　変調速度を上昇させると、光ファイバの波長分散によって制限される伝送可能な距離は短くなる、という課題がある。一般に波長分散によって制限される伝送距離はビットレートの二乗で短くなる。つまり、ビットレートが２倍になると、波長分散により制限される伝送距離は１／４になる。同様に変調速度を上昇させると、光ファイバの偏波分散により制限される伝送可能な距離が短くなる、という課題もある。一般にビットレートが２倍になると、偏波分散によって制限される伝送距離は１／２になる。波長分散の影響を具体的に示すと、ビットレートが１０Ｇｂｐｓで通常分散ファイバを用いると波長分散で制限される伝送距離は６０ｋｍであるが、ビットレートが４０Ｇｂｐｓのシステムになると、其の距離はおよそ４ｋｍと短くなる。さらに次世代の１００Ｇｂｐｓシステムの場合は波長分散によって制限される伝送距離は０．６ｋｍとなり、このままでは、伝送距離が５００ｋｍ程度の幹線光通信システムを実現することはできない。超高速な幹線光通信システムを構築するために現在は、伝送路の波長分散を打ち消すために負の波長分散を持ったいわゆる分散補償ファイバという特殊な光ファイバを中継器や送受信機に設置している。
この特殊ファイバは高価であり、またその分散補償ファイバを各サイトにどれだけ（分散補償ファイバの長さ）設置するかという高度な設計が必要になり、これら両者が光通信システムの価格を押し上げている。
　そこで最近、通信容量を増加させる光変復調方式として、ＯＦＤＭ技術を用いた光通信システムの研究が脚光を浴びている。ＯＦＤＭ技術は、１シンボル時間内で直交する、つまり１シンボル時間の逆数の整数倍の周波数を持つ、多数の正弦波（これをサブキャリアと呼ぶ）のそれぞれの振幅と位相を所定の値に設定することによって情報を乗せ（変調し）、これらのサブキャリアを束ねた信号でキャリアを変調し送信する技術である。このＯＦＤＭ技術は、電話局と家庭の間で通信するＶＤＳＬ（Ｖｅｒｙ　ｈｉｇｈ　ｂｉｔ　ｒａｔｅ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ　Ｌｉｎｅ）システムや、家庭内での電力線通信システム、さらには地上波ディジタルＴＶシステムで用いられ、実用化されている。さらには次世代の携帯電話システムでも用いられる予定である。
　光ＯＦＤＭ通信システムは、光をキャリアとしてＯＦＤＭ技術を適用した通信システムである。ＯＦＤＭ技術では、前述のように多数のサブキャリアを用いており、さらにおのおののサブキャリアの変調方式は、例えば、４－ＱＡＭ、８－ＰＳＫ、あるいは１６－ＱＡＭなど多値変調方式が適用可能なため、１シンボル時間がビットレートの逆数より非常に長くなる。その結果として前述の波長分散や偏波分散によって制限される伝送距離が、光通信システムで想定される伝送距離（例えば、国内の幹線システムでは５００ｋｍ）より十分長くなり、前述の分散補償ファイバが不要となる又はその数が削減できる。その結果、低コスト光通信システムが実現できる可能性がある。
　図２に、直接検波方式を用いた従来の光ＯＦＤＭ通信システムの構成図を示す。
　光送信器１－１と光受信器２－１は光ファイバ３で接続されている。本来通信すべきデータが光送信器１－１に入力端子４より入力すると、光送信器１－１の内部の送信信号処理部１００でベースバンドＯＦＤＭ信号に変換され、この信号はドライバアンプ１３で増幅され光変調器１２でキャリアである光を電界変調あるいは強度変調することによって光ＯＦＤＭ信号が生成される。この光ＯＦＤＭ信号は伝送路である光ファイバ３を通って光受信器２－１に到達する。光ＯＦＤＭ信号はフォトダイオード２１で直接検波受信されて電気信号に変換される。この電気信号は理想的には前述のベースバンドＯＦＤＭ信号であり、この信号はプリアンプ２２で増幅されて受信信号処理部２００で本来通信すべきデータに復調されて出力端子５より出力される。
　図３に、送信信号処理部１００の機能構成図を示す。また、図４に、受信信号処理部２００の機能構成図を示す。
　通信すべきデータは、まずシリアル－パラレル変換部１１０で２Ｎ個のパラレルデータに変換される。ここでＮはデータを乗せるサブキャリアの本数である。サブキャリアの変調が４－ＱＡＭの場合は２Ｎ個のパラレルデータであるが、これが例えば１６－ＱＡＭの場合は４Ｎ個となる。つまりシリアルデータは、「１シンボルのビット数×サブキャリアの本数」個のパラレルデータに変換する。サブキャリア変調部１２０は、このパラレルデータを用いてＮ本のサブキャリアに変調をかける。この変調されたサブキャリアは逆ＦＦＴ部１３０で時間軸のデータに変換され、パラレル－シリアル変換部１４０でシリアルデータに変換される。このシリアルデータはサイクリックプリフィックス挿入部１５０でサイクリックプリフィックスが挿入され、Ｄ／Ａ変換部１６０を通過してアナログ信号としてドライバアンプへ信号を送出する。
　受信信号処理部２００では、プリアンプで増幅された受信電気信号をＡ／Ｄ変換部２１０でディジタル信号に変換し、サイクリックプリフィックス削除部２２０でサイクリックプリフィックスが削除され、シリアルーパラレル変換部２３０でＮ本のパラレルデータに変換される。これらのパラレルデータはＦＦＴ部２４０においてＮ本のサブキャリア信号に分離され、サブキャリア復調部２５０にて各サブキャリアに乗っているデータが復調され、パラレル－シリアル変換部２６０にてシリアルデータに変換される。
　光通信システムにおいても無線通信システムにおいても、ＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲ（ピーク電力対平均電力比）が大きい点が課題となる。無線通信の場合は、送信アンテナを駆動するパワアンプの線形性が悪い場合、ピーク電力時に信号が歪み、受信感度劣化、あるいは信号スペクトルの広がりによる隣接無線チャネルへの干渉を引き起こす。
　光通信システムでは、無線通信システムには無い光ファイバ通信固有の、ＰＡＰＲが大きい事に起因する課題がある。それはピーク電力が大きい時刻で光の位相が他の時刻の位相より余計に回転する非線形位相回転という現象である。これは、伝送路である光ファイバが弱い非線形性を示す事に起因する現象である。光ファイバの持つ非線形光学効果、所謂Ｋｅｒｒ効果は次式で記述できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 ここで、φ０は線形位相、φＮＬ（ｔ）は非線形位相、γは光ファイバの非線形定数、αは光ファイバの損失係数、Ｐ（ｔ）は光パワ、Ｐａｖｅは平均光パワ、ＰＡＰＲ（ｔ）は各時刻でのピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）をそれぞれ表す。なお、数式中斜字で示す記号は、便宜上本明細書中においては通常の書式で示す。この式からわかるように、光の非線形位相はＰＡＰＲに比例して回転する。単一波長の光を用いた光通信システムでは、信号自身のピークパワによって位相回転が起こり（自己位相変調効果）、これが波長分散によって波形ひずみを引き起こし、誤り率を増加させる。また、波長多重光通信システムでは、隣接波長の信号のピークパワによって位相回転が誘起され（相互位相変調効果）、自己位相変調効果と同様に誤り率を増加させる。これらの位相回転は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの位相回転を引き起こす。より正確に述べると、平均パワによって決まる固定の位相回転の周りにＰＡＰＲに応じたランダムな位相回転が誘起される。このランダムな位相回転が、シンボル判定の閾値を越えるとそのシンボルは誤りと判定される。例えばサブキャリアの変調をＱＰＳＫとすると、理想シンボル点から±π／４位相回転が起こるとシンボル判定を誤る。したがって、ＰＡＰＲを極力小さく抑えた信号を用いて光伝送を行うことが誤り率を低減する観点で重要である。
　無線伝送システムではＰＡＰＲ低減化技術は数々提案されており、主なものとしては、例えば、（１）ハードリミッタで強制的にＰＡＰＲをある一定値以下に保ちながらフィルタで隣接無線チャネルへのスペクトルの干渉を抑制する、（２）サブキャリアへのデータのマッピング（つまり変調）を複数回試しＰＡＰＲが少ない変調を選択する、（３）プリコーディング（トレリス符号化など）を用いて冗長性を持たせ、これによってＰＡＰＲが小さな信号を生成する、などがある。非特許文献１にはこれらの方式の原理、長所と欠点がまとめて記載されている。また、非特許文献２に記載されているように、最近位相変調を用い無線信号の包絡線を一定に保つ（ＰＡＰＲ＝０ｄＢ）方式の検討も行われている。
　これらのＰＡＰＲ低減策を光ＯＦＤＭ通信システムに適用した研究も、すでに発表されている（非特許文献３、４）。さらに特開２００９－１８８５１０号公報（特許文献１）では、上述の位相変調を用いて包絡線を一定に保つ光ＯＦＤＭ通信システムも考案されている。
特開２００９－１８８５１０号公報
Ｓ．Ｈ．Ｈａｎ、　ａｎｄ　Ｊ．Ｈ．Ｌｅｅ、「Ａｎ　Ｏｖｅｒｖｉｅｗ　ｏｆ　Ｐｅａｋ－ｔｏ－Ａｖｅｒａｇｅ　Ｐｏｗｅｒ　Ｒａｔｉｏ　Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｆｏｒ　Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」、ＩＥＥＥ　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ａｐｒｉｌ　２００５，　ｐｐ．５６－６５ Ｓ．Ｃ．Ｔｈｏｍｐｓｏｎ、Ａ．Ｕ．Ａｈｍｅｄ、ａｎｄ　Ｊ．Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ、ｅｔ　ａｌ、「Ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｅｎｖｅｌｏｐ　ＯＦＤＭ」、ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｖｏｌ．５６、Ｎｏ．８、Ａｕｇｕｓｔ　２００８、ｐｐ．１３００－１３１２ Ｂ．Ｇｏｅｂｅｌ、Ｓ．Ｈｅｌｌｅｒｂｒａｎｄ、Ｎ．Ｈａｕｆｅ、ｅｔ　ａｌ、「ＰＡＰＲ　Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｆｏｒ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　Ｏｐｔｉｃａｌ　ＯＦＤＭ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」、ＩＣＴＯＮ２００９、Ｍｏ．Ｂ２．４、２００９ Ｂ．Ｇｏｅｂｅｌ、Ｓ．Ｈｅｌｌｅｒｂｒａｎｄ、Ｎ．Ｈａｕｆｅ、ｅｔ　ａｌ、「Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ　Ｌｉｍｉｔｓ　ｆｏｒ　Ｈｉｇｈ　Ｂｉｔ－Ｒａｔｅ　Ｏ－ＯＦＤＭ　Ｓｙｓｔｅｍｓ」、ＩＥＥＥ　Ｓｕｍｍｅｒ　Ｔｏｐｉｃａｌ　Ｍｅｅｔｉｎｇ２００９、ＭＣ４．２、２００９
　非特許文献３、４に記述されている対策を用いた場合、ＰＡＰＲは６ｄＢ以上であり従来のＯＯＫを用いた光通信システムよりＰＡＰＲは大きく、効果は限定的である。また特開２００９－１８８５１０号公報の技術では、受信方式がコヒーレント受信方式に限定されており、直接検波受信方式と比較して受信器構成が４倍で受信信号処理部も複雑となり、したがって直接検波受信方式より高コストな通信システムとなる。
　本発明は、以上の点に鑑みてなされたものであり、光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、伝送路内部での光電力が大きい箇所でそのＰＡＰＲが従来の光通信システムのＰＡＰＲ（である６ｄＢ）より小さく、かつ直接検波受信方式にも適用できる光通信システム、光送信器、光受信器及び光トランスポンダを提供することを目的とする。本発明は、ＰＡＰＲが６ｄＢより小さい光通信システム、光送信器、光受信器及び光トランスポンダを提供することを目的のひとつとする。
　本発明では、ＲＦ正弦波の位相をベースバンドＯＦＤＭ信号で変調し、この正弦波を用いて光波を変調し、光ファイバで伝送した後、光－電気変換し、得られた電気信号を前記ＲＦ正弦波で同期検波することによってベースバンドＯＦＤＭ信号を再生する。
　本発明の第１の解決手段によると、
　ディジタルデ－タをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号を送信する光送信器と、
　該光ファイバを伝播した光信号を光電変換し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデ－タを再生する光受信器と
を備え、
　前記光送信器は、
　ディジタルデ－タをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調された該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベ－スバンドＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理部と、
　予め定められた周波数の正弦波を出力する第１発振器と、
　該ベ－スバンドＯＦＤＭ信号を、前記第１発振器の出力である正弦波に位相変調する位相変調部と、
　前記位相変調部から出力された正弦波を光信号に変換する電気－光変換部と
を有し、
　前記光受信器は、
　前記光ファイバを介して前記光送信器から受信した光信号を電気信号に変換する光－電気変換部と、
　前記第１発振器と略一致する周波数の正弦波を生成する第２発振器と、
　前記光－電気変換部の出力を前記第２発振器の出力である正弦波で同期検波する同期検波部と、
　前記同期検波部の出力をＦＦＴ変換したサブキャリア信号から元のディジタルデ－タを再生する受信信号処理部と
を有する光通信システムが提供される。
　本発明の第２の解決手段によると、
　ディジタルデ－タをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号を送信する光送信器と、該光ファイバを伝播した光信号を光電変換し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデ－タを再生する光受信器とを備えた光通信システムにおける前記光送信器であって、
　ディジタルデ－タをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調された該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベ－スバンドＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理部と、
　予め定められた周波数の正弦波を出力する発振器と、
　該ベ－スバンドＯＦＤＭ信号を、前記発振器の出力である正弦波に位相変調する位相変調部と、
　前記位相変調部から出力された正弦波を光信号に変換する電気－光変換部と
を備えた光送信器が提供される。
　本発明の第３の解決手段によると、
　ディジタルデ－タをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号を送信する光送信器と、該光ファイバを伝播した光信号を光電変換し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデ－タを再生する光受信器とを備えた光通信システムにおける前記光受信器であって、
　前記光受信器は、
　ベ－スバンドＯＦＤＭ信号が予め定められた周波数の正弦波に位相変調された光信号を、前記光ファイバを介して受信して電気信号に変換する光－電気変換部と、
　前記周波数と略一致する周波数が予め設定され、該周波数の正弦波を生成する発振器と、
　前記光－電気変換部の出力を前記発振器の出力である正弦波で同期検波する同期検波部と、
　前記同期検波部の出力をＦＦＴ変換したサブキャリア信号から元のディジタルデ－タを再生する受信信号処理部と
を有する光受信器が提供される。
　本発明の第４の解決手段によると、
　ディジタルデ－タをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調された該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベ－スバンドＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理部、
　予め定められた周波数の正弦波を出力する第１発振器、
　該ベ－スバンドＯＦＤＭ信号を、前記第１発振器の出力である正弦波に位相変調する位相変調部、及び
　前記位相変調部から出力された正弦波を光信号に変換する電気－光変換部
を有する送信部と、
　前記光ファイバを介して受信した光信号を電気信号に変換する光－電気変換部、
　前記第１発振器と略一致する周波数の正弦波を生成する第２発振器、
　前記光－電気変換部の出力を前記第２発振器の出力である正弦波で同期検波する同期検波部、及び
　前記同期検波部の出力をＦＦＴ変換したサブキャリア信号から元のディジタルデ－タを再生する受信信号処理部
を有する受信部と
を備えた光トランスポンダが提供される。
　本発明によると、光ＯＦＤＭ通信システムにおいて、伝送路内部で光電力が高い箇所でのＰＡＰＲを小さくでき、受信感度劣化を低減できる光通信システム、光送信器、光受信器及び光トランスポンダを提供することができる。また、ＰＡＰＲを小さくできることにより、長距離伝送が可能な光通信システム、光送信器、光受信器及び光トランスポンダを提供することができる。
　例えば、本発明のＰＡＰＲが３ｄＢの光通信システムにおいて、ＰＡＰＲによって誘起される非線形位相雑音で決まる伝送距離は、従来の光ＯＦＤＭ通信システムのそれと比べるとおよそ３倍となる。
本発明の光通信システムの機能ブロック図。 従来の光ＯＦＤＭ通信システムの機能ブロック図。 ＯＦＤＭ通信システムの送信信号処理部の機能ブロック図。 ＯＦＤＭ通信システムの受信信号処理部の機能ブロック図。 第一の実施の形態を示す光通信システムの機能ブロック図。 直接変調を用いた光通信システムの機能ブロック図。 ＭＺ変調器を用いた光通信システムの機能ブロック図。 第二の実施の形態で狭帯域光フィルタを用いる光通信システムの機能ブロック図。 光ＯＦＤＭ信号と直接検波受信で発生する電気信号のスペクトルの模式図。 第二の実施の形態で光ＩＱ変調器を用いる光通信システムの機能ブロック図。 第二の実施の形態で小信号位相変調の場合の光ＩＱ変調器を用いる光通信システムの機能ブロック図。 第二の実施の形態で第二の小信号位相変調の場合の光ＩＱ変調器を用いる光通信システムの機能ブロック図。 第三の実施の形態を示す光通信システムの機能ブロック図。 ＯＦＤＭ通信システムの第二の受信信号処理部の機能ブロック図。 同期検波部の構成図。 小信号位相変調部の構成図。 第四の実施の形態を示す光トランスポンダの機能ブロック図。 第四の実施の形態を示す第二の光トランスポンダの機能ブロック図。
１．原理及び概要
　図１を用いて本実施の形態の原理を説明する。本実施の形態の光通信システムは、光送信器１と光受信器２が光ファイバ３で接続されている。光送信器１内部の送信信号処理部１００では、入力端４から入力された通信するデータを、ベースバンドＯＦＤＭ信号に変換する。光送信器内部のＲＦ発振器（第１発振器）６からの周波数ｆｍの正弦波の位相を上記ベースバンドＯＦＤＭ信号によって位相変調部８で位相変調する。この位相変調された正弦波は電気－光変換部１０によって光信号に変換される。この電気－光変換部１０では、上記正弦波は光の電力あるいは電界に変換される。この光信号は、伝送路である光ファイバ３を伝播し、光受信器２に入射する。光受信器２では、光－電気変換部２０で電気信号に変換される。この電気信号は、光受信器２内部のＲＦ発振器（第２発振器）７からの正弦波と同期検波され、その出力信号は、受信信号処理部２００で通信データに再生され、出力端５から出力される。
　本実施の形態に関わる信号について数式を用いて以下に説明する。図１の送信信号処理部１００の出力信号であるベースバンドＯＦＤＭ信号は、位相変調に適するように実数である必要がある。実数とするためには、複素ＯＦＤＭ信号の実部、あるいは虚部を用いるか、サブキャリアへのマッピングを負の周波数成分が正の周波数成分のエルミート共役になるように工夫する必要がある。例えば、複素ＯＦＤＭ信号の実部を用いる場合を例に挙げると、ベースバンドＯＦＤＭ信号は次式で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで、Ｃｋはデータ（信号空間座標。例えばサブキャリア変調が４－ＱＰＳＫの場合なら±１±ｉの４点）をあらわす。またＮはサブキャリア数、Δｆはサブキャリア周波数間隔、ｔは時間、Ｔｓは１シンボル時間である。
　この信号を変調信号として、ＲＦ発振器６の出力である周波数ｆｍの正弦波を位相変調すると位相変調部８の出力信号は次式（２）で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 ここで、ｈは位相変調の変調度である。
　この位相変調が施された正弦波を電気－光変換部１０で光信号に変換する。例えば電気－光変換素子として直接変調用の半導体レーザを用いた場合は、半導体レーザに印加する電流を式（２）に比例させ、適当なバイアス電流に重畳させると、この半導体レーザの出力光電力は式（３）であらわせる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 ここでＰ０は平均光電力である。
　式（３）から分かるように、この場合ＰＡＰＲは３ｄＢであり、従来の光ＯＦＤＭ通信の場合のＰＡＰＲより大きく低減できる。
　式（３）の光信号は、伝送路である光ファイバ３を伝播して、光受信器２に到達する。光受信器２では光－電気変換部２０で光信号の電力（３）に比例した電流に変換され、さらにこの電流は電圧に変換され増幅される。この光－電気変換部２０の出力信号は、ＲＦ発振器７の出力である正弦波と同期検波部９で同期検波される。この正弦波の周波数は送信器１の内部にあるＲＦ発振器６と同一（又は略同一）の周波数ｆｍである。また、同期検波部９の構成例としては図１５に示すように、ミキサー９０と低域通過フィルタ９１の組み合わせからなり、低域通過フィルタによって周波数２×ｆｍの成分は出力されない構成となっている。この場合、同期検波部９の動作は式（４）で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　式（４）の左辺第一項は同期検波部９の入力のＡＣ成分を、第二項はＲＦ発振器７の出力を表し、左辺全体がミキサー９０の動作を表している。この信号が同期検波部９の低域通過フィルタ９１を通過して出力されるが、この出力信号は式（４）の中辺で表せる。ここで位相変調が小信号の場合（ｈ＜１）はさらに式（４）の右辺として表せるが、これは式（１）のベースバンドＯＦＤＭ信号に比例している。この信号を光受信器２内部の受信信号処理部２００で復調することにより通信データが出力端子５から出力される。これが本実施の形態の基本原理である。
　なお、位相変調において小信号近似が成り立たない場合は、同期検波部９の出力は式（４）の中辺となるが、受信信号処理部２００を図１４に示す２００－１に変えることによって通信データを得ることができる。受信信号処理部２００－１は、Ａ／Ｄ変換の後、逆正弦関数（あるいは、ＲＦ発振器７の出力を上記のｓｉｎ（２π・ｆｍ・ｔ）ではなくｃｏｓ（２π・ｆｍ・ｔ）に設定した場合は逆余弦関数）を実行する信号処理部２７０を受信信号処理部２００に挿入した構成である。
　以上の解決手段は、電気－光変換部１０において図６のような半導体レーザの直接変調を利用した場合を記述しているが、ＭＺ変調器を用いた電界変調を利用しても同じ動作が実現できる。この場合について図７を用いて詳細に記述する。
　図７のＭＺ変調器１２－１は入力する電気信号に比例した光の電界を出力する。これを電界変調と呼ぶ。ＭＺ変調器１２－１の入力電気信号は実ベースバンドＯＦＤＭ信号で位相変調された周波数ｆｍの正弦波をドライバアンプ１３－２で増幅した信号である。つまり式（２）がＭＺ変調器への入力する電気信号である。図７のレーザ１１－２からの周波数ｆｃの連続光はＭＺ変調器１２－１で電界変調され、その光は次式で表現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　式（５）の第一項目は電界変調された光の電界を、第二項目は変調を受けていない連続光の電界を表現している。
　電界変調と直接検波受信を組み合わせた光通信システムでは、電界変調された光と連続光を同時に光ファイバ伝送し、直接検波受信すると、電界変調された光と連続光のビートが起こり、これが電気信号となる。なお、この場合受信器内部の光－電気変換部の出力には２×ｆｍを中心周波数とする式（２）の２倍の高調波を遮断する帯域通過フィルタあるいは低域通過フィルタを設置する必要がある。
　上記の直接検波受信で発生する、電界変調された光と連続光とのビートで発生する電気信号を効率よく取り出すためには、Ｋ１はおおよそ１＋√２／２＝約１．７に設定すると良い。この場合、式（５）の光は、光ファイバ３内部の光電力が大きい箇所でＰＡＰＲは６ｄＢ以下であり、本方式が課題を解決する手段であることがわかる。
　なお、連続光の電界強度を式（５）のように設定する方法としては、ＭＺ変調器１２－１の直流バイアスを調整する方法がある。
　さらに別の解決手段は、電気－光変換部１０において、光ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｓｉｄｅ　Ｂａｎｄ、シングルサイドバンド）変調を用いて実現する方法がある。光ＳＳＢ変調を用いた場合の送信器出力光の電界は次式で表現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　式（６）の第一項目は上側帯波を、第二項目は連続光の電界をそれぞれ表現している。ここでの議論は上側帯波で行うが、下側帯波を用いる場合も同じである。
　式（６）の光を直接検波受信すると、連続光と上側帯波のビートが起こり、これが信号として取り出される。この信号を効率よく取り出すためには、式（６）の第二項目の振幅Ｋ２をおおよそ１．０に設定すると良い。
　この場合、式（６）のＰＡＰＲは３ｄＢと求まる。光ファイバ内部で光電力が大きい箇所でＰＡＰＲが３ｄＢとなり、光ＳＳＢ変調を用いる上述の手段は課題解決の一手段であることがわかる。
　光ＳＳＢ変調を実現する手段としては、図８に示すように、上記半導体レーザを直接変調した場合も、ＭＺ変調器を用いた場合も、その出力光を狭帯域光フィルタ１４に通過させることにより、不要なサイドバンドを遮断して実現できる。なお、この場合も光－電気変換部２０において直接検波受信を利用する場合は、適当な量の連続光も同時に狭帯域光フィルタを通過させて送信する。
　光ＳＳＢ変調を実現する他の手段は、図１０に示すように、電気－光変換部１０－４として、光ＩＱ変調器１２－２を用い、Ｑ成分の変調信号としてＩ成分の変調信号のヒルベルト変換された信号を使用する手法がある。この場合前述の狭帯域光フィルタは不要である。なお、この場合も光－電気変換部２０において直接検波受信を利用する場合は、適当な量の連続光も同時に光ＩＱ変調器から出力する。
　上述の解決手段は直接検波受信を使用している。これら解決手段のうち、ＭＺ変調器あるいは光ＳＳＢ変調と直接検波受信を用いた解決手段では、直接検波において連続光と変調光がビートを起こし、電気信号に変換されることを上述したが、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間のビートも起こり電気信号が発生する。これは周波数軸上で直流から２×Ｂの範囲に発生する。ここでＢはベースバンドＯＦＤＭ信号の帯域幅であり、式（１）の記号を用いると、Ｂ＝（Ｎ＋１）×Δｆと表せる。このサブキャリア間のビート信号が本来の連続光と変調光とのビート信号に干渉を起こし、受信誤り率の劣化を起こす。
　そこで、連続光の周波数ｆｃと変調光の周波数の間にガードバンドを設ける。図９にその様子を示す。図９（ａ）は、光信号のスペクトル配置を示しており、この光信号を直接検波受信したときに得られる電気信号のスペクトルを図９（ｂ）に示す。この図からわかるように、サブキャリア間のビート信号は電気のスペクトルで観測すると高周波側ほど小さくなるので、この干渉を避けるためには、少なくともｆｍ＞２Ｂ、この干渉を完全に避けるためにはｆｍ＞３Ｂを満足する必要がある。
　上述の解決手段は直接検波受信を主に記述したが、本実施の形態の受信器の光－電気変換部は、これに限るものではなく、図１３に示すコヒーレント受信を用いた場合も適用できる。
２．第１の実施の形態
　図１等を参照して第１の実施の形態を説明する。ここでは説明のためサブキャリアの変調は４－ＱＡＭと仮定するが、本実施の形態はこれに制限されるものではなく、任意のサブキャリア変調方式に対して適用可能である。またサブキャリアの本数はＮ本（Ｎは整数）とする。
　図１に、光ＯＦＤＭ通信システムの構成図を示す。
　光ＯＦＤＭ通信システムは、例えば、送信器（光送信器）１と、光ファイバ３と、受信器（光受信器）２とを備える。送信器１は、例えば、送信信号処理部１００と、ＲＦ発振器６と、電気－光変換部１０とを有する。送信器１は、入力端子４を備えてもよい。受信器２は、光－電気変換部２０と、受信信号処理部２００とを有する。受信器２は、出力端子８を備えてもよい。送信器１と受信器２は、光ファイバ３を介して接続される。なお、送信器１の電気－光変換部１０は、例えば、図６に示すようにドライバアンプ１３－１及び直接変調用半導体レーザ１１－１で実現しても良いし、あるいは図７に示すようにドライバアンプ１３－２とレーザ１１－２及びＭＺ変調器１２－１を備えてもよい。
　図３は、第１の実施の形態における送信信号処理部１００の構成図を示す。
　送信信号処理部１００は、例えば、シリアル－パラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１１０と、サブキャリア変調部１２０と、逆ＦＦＴ部（逆フーリエ変換部）１３０と、パラレル－シリアル変換部（Ｐ／Ｓ）１４０と、サイクリックプリフィックス挿入部（ＣＰＩ）１５０と、ディジタル－アナログ変換部（Ｄ／Ａ変換部）１６０を備える。
　本来通信すべきデータは、シリアル－パラレル変換部１１０で２Ｎ個のパラレルデータに変換される。サブキャリア変調部１２０は、このパラレルデータを用いてＮ本のサブキャリアに変調をかける。この変調されたサブキャリア（ｃｋ、ｋ＝１、２、・・・Ｎ）は逆ＦＦＴ部１３０に入力される。入力された信号は、逆ＦＦＴ部１３０で時間軸のデータに変換され、パラレルーシリアル変換部１４０でシリアルデータに変換される。このシリアルデータはサイクリックプリフィックス挿入部１５０でサイクリックプリフィックスが挿入され、Ｄ／Ａ変換部１６０を通過してアナログ信号として出力される。この信号をベースバンドＯＦＤＭ信号と呼ぶ。
　図１のＲＦ発振器６の出力である正弦波は、位相変調部８において、上述のベースバンドＯＦＤＭ信号で位相変調された後、電気－光変換部１０で光信号となって、光ファイバ３に出射される。位相変調部は例えばＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ－Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）などで実現できる。
　また、位相変調が小信号近似できる場合を考えてみる。一般に位相変調信号は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 で記述できる。ここで、ωｃはＲＦ発振器の発振角周波数を、φ（ｔ）はベースバンドＯＦＤＭ信号を表す。
　ここで位相変調の小信号近似を行うと、式（Ａ）は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 と表現できる。これを回路で実現すると、図１６となる。つまり小信号近似での位相変調回路８は、図１６となる。
　電気－光変換部１０の構成は、例えば、上述のように直接変調（図６）やＭＺ変調（図７）を用いることができる。
　この光信号は伝送路である光ファイバ３を通って受信器２に入射する。ここで光－電気変換部２０によって電気信号に変換される。この電気信号は、ＲＦ発振器７の出力である正弦波によって同期検波部９で同期検波される。その出力信号は、受信信号処理部２００で復調されシリアルデータとして出力端子１０から取り出される。受信信号処理部２００の構成は例えば図４に示される構成と同様であり、通常のＯＦＤＭ信号処理構成を用いることができる。
　同期検波部９の構成は、例えば図１５に示すとおりである。つまり、プリアンプ出力の電気信号と、発振周波数が送信器のＲＦ発振器６の発振周波数ｆｍと略一致したＲＦ信号を出力する発振器７の出力とをミキサー９０で掛け算を行い、その出力のうち低周波成分（発振周波数ｆｍ以下）を抽出する低域通過フィルタ９１を通すことによって同期検波が実現する。
　なお、受信信号処理としては図１４の受信信号処理部２００－１を用いることもできる。この受信信号処理部２００－１は、Ａ／Ｄ変換部２１０の後段に逆正弦関数あるいは逆余弦関数を実行する信号処理部２７０を設置したところが受信信号処理部２００と異なる点である。この信号処理部２７０を導入することにより、大きな位相変調度の場合により正確な復調が可能になる、という特徴がある。
　図５に、本実施の形態において光－電気変換部２０－１に直接検波受信方式を用いた構成図を示す。光－電気変換部２０－１は、例えば、フォトダイオード２１とプリアンプ２２とを備える。
３．第２の実施の形態
　第２の実施の形態を図８等を参照して説明する。図８は、第２の実施の形態のシステム構成図を示す。第１の実施の形態との違いは、送信器１－４の内部の電気－光変換部１０の光出力に狭帯域光フィルタ１４が設置されている点である。この狭帯域光フィルタによって、電気－光変換部１０の出力光信号の側帯波を遮断し、光ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｓｉｄｅ　Ｂａｎｄ）信号が生成される。光ＳＳＢ信号は、光ファイバの波長分散特性による波形劣化を生じさせないことが知られており、長距離通信システムに適した信号である。
　第２の実施の形態における電気－光変換部１０は、図６の１０－２あるいは、図７の１０－３である。また、光－電気変換部２０は図５の２０－１である。
　光ＳＳＢ信号を発生する他の手段として、図１０は電気－光変換部１０－４の内部にレーザ１１－２と光ＩＱ変調器とヒルベルト変換部１５とドライバアンプ１３－２を備える構成図である。本実施の形態では、上述の狭帯域光フィルタ１４を用いていないため、半導体レーザの波長を任意に選択できるという特徴がある。
　また、位相変調が小信号近似できる場合、図１０のヒルベルト変換部１５は次のように考えることができる。図１０の位相変調器８の出力、すなわちヒルベルト変換部１５への入力信号は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 で表せる。ここで位相変調が小信号近似できるとすると、式（９）は式（１０）で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 　この式（１０）をヒルベルト変換すると、ベースバンドＯＦＤＭ信号φ（ｔ）が実（位相変調を行う場合は、実数）であることを考慮すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 と近似できる。式（１１）の右辺を図１０のヒルベルト変換部１５に適用した図が図１１である。すなわち、発振器６の出力ｃｏｓ（ｗｍ・ｔ）を－π／２だけ位相をずらしてｓｉｎ（ｗｍ・ｔ）をつくり、この正弦波に位相変調器８でベースバンド信号φ（ｔ）による位相変調をかけることによってヒルベルト変換が実現でき、図１０と同じ光ＳＳＢ信号を発生することができる。
　さらに、図１１のヒルベルト変換部に対応する位相変調部を式（１１）の左辺で構成し、Ｉ側の位相変調部に図１６（式（８））を用いると、小信号近似の下で図１０は図１２となる。すなわち図１２によって、図１０と同じ光ＳＳＢ信号を発生することができる。
４．第３の実施の形態
　第３の実施の形態を図１３を参照して説明する。図１３は、第３の実施の形態の通信システム全体の構成図である。
　第３の実施の形態の受信器２－３は、例えば、光－電気変換部２０－２と、ＲＦ発振器７－１と、同期検波部９と、受信信号処理部２００と、局発用半導体レーザ５０と、光合波部６０を有する。送信器１から光ファイバ３を伝播してきた光信号は、受信器２－３に入射する。この光信号は、受信器２－３内部に設置された局発用半導体レーザ５０の出力光と光合波部６０で合波され、光－電気変換部２０－２でいわゆるコヒーレント受信され、電気信号に変換される。この信号は受信器２－３内部のＲＦ発振器７－１の出力である正弦波によって同期検波部９で検波され、その出力は受信信号処理２００で復調されデータとして端子５から出力される。
　本実施の形態の光合波部６０は、光カプラあるいは光９０度ハイブリッド、あるいは偏波ダイバーシティ対応の偏波分離素子（ＰＢＳ）と２台の光９０度ハイブリッドでも良い。また、フォトダイオード２１は、よく知られているように、光合成部６０の構成に対応してバランスドフォトダイオード、あるいはフォトダイオード対である。
５．トランスポンダ
　他の実施形態としては図１７に示す光トランスポンダ３００がある。この光トランスポンダ３００はひとつの筐体あるいはボードに送信器１と受信器２を搭載したものである。したがって、光トランスポンダ３００は２つの光ファイバ３－１と３－２を持つ。光ファイバ３－１は光信号を送信するために用い、光ファイバ３－２は光信号を受信するために使用する。光トランスポンダ３００の送信器１、受信器２は、上述の各実施の形態の適宜のものを用いることができる。
　なお、この実施形態の場合、送信器１と受信器２に搭載されているＲＦ発振器を共用することが可能であり、例えば図１８のように送信器１に搭載されたＲＦ発振器の出力の一部を受信器２で用いることが可能である。図１８は送信器１内部のＲＦ発振器を用いた図であるが、ＲＦ発振器は光トランスポンダ３００－１の内部であればどこに搭載されていてもかまわない。
　本実施の形態は、例えば、光通信システムに利用可能である。
１、１－１、１－２、１－３、１－４、１－５、１－６、１－７　送信器（光送信器）
２、２－１、２－２、２－３　受信器（光受信器）
３、３－１、３－２　光ファイバ
４　入力端子
５　出力端子
６、７　ＲＦ発振器
８　位相変調部
９　同期検波部
１０、１０－１、１０－２、１０－３、１０－４、１０－５　電気－光変換部
１１、１１－２　レーザ、
１１－１　直接変調用半導体レーザ
１２　光変調器
１２－１　ＭＺ変調器
１２－２　光ＩＱ変調器
１３、１３－１、１３－２　ドライバアンプ
１４　狭帯域光フィルタ
１５　ヒルベルト変換部
１６　－π／２移相回路
１６－１　＋π／２移相回路
２０、２０－１、２０－２　光－電気変換部
２１　フォトダイオード
２２　プリアンプ
３０　光フィルタ
５０　局発用レーザ
６０　光合波部
９０　ミキサー
９１　低域通過フィルタ
９２　加算器
１００　送信信号処理部
１１０、２３０　シリアル－パラレル変換部
１２０　サブキャリア変調部
１３０　逆ＦＦＴ部
１４０、２６０　パラレル－シリアル変換部
１５０　サイクリックプリフィックス挿入部
１６０　ディジタル－アナログ変換部
２００、２００－１　受信信号処理部
２１０　アナログ－ディジタル変換部
２２０　サイクリックプリフィックス削除部
２４０　ＦＦＴ部
２５０　サブキャリア復調部
２７０　逆正弦関数（あるいは逆余弦関数）部
３００、３０１　光トランスポンダ

Claims (15)

  1. 　ディジタルデ－タをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号を送信する光送信器と、
    　該光ファイバを伝播した光信号を光電変換し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデ－タを再生する光受信器と
    を備え、
    　前記光送信器は、
    　ディジタルデ－タをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調された該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベ－スバンドＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理部と、
    　予め定められた周波数の正弦波を出力する第１発振器と、
    　該ベ－スバンドＯＦＤＭ信号を、前記第１発振器の出力である正弦波に位相変調する位相変調部と、
    　前記位相変調部から出力された正弦波を光信号に変換する電気－光変換部と
    を有し、
    　前記光受信器は、
    　前記光ファイバを介して前記光送信器から受信した光信号を電気信号に変換する光－電気変換部と、
    　前記第１発振器と略一致する周波数の正弦波を生成する第２発振器と、
    　前記光－電気変換部の出力を前記第２発振器の出力である正弦波で同期検波する同期検波部と、
    　前記同期検波部の出力をＦＦＴ変換したサブキャリア信号から元のディジタルデ－タを再生する受信信号処理部と
    を有する光通信システム。
  2. 　前記光－電気変換部は、フォトダイオ－ドを用いて直接検波受信することを特徴とする請求項１に記載の光通信システム。
  3. 　前記第１及び第２発振器から出力される正弦波の周波数ｆｍは、前記ベ－スバンドＯＦＤＭ信号の帯域Ｂとｆｍ＞２Ｂなる関係を満たすことを特徴とする請求項１又は２に記載の光通信システム。
  4. 　前記電気－光変換部は、光ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｓｉｄｅ　Ｂａｎｄ）信号を発生することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の光通信システム。
  5. 　前記光ＳＳＢ信号を発生させる手段として、前記電気－光変換部は、前記位相変調部の出力をＩ成分の変調信号とし、該Ｉ成分の変調信号をヒルベルト変換した信号をＱ成分の変調信号とする光ＩＱ変調器を有する請求項４に記載の光通信システム。
  6. 　前記光－電気変換部は、
    　局発用レ－ザと合波用光カプラ部とフォトダイオ－ドを備え、コヒ－レント検波受信することを特徴とする請求項１、３、４及び５のいずれかに記載の光通信システム。
  7. 　ディジタルデ－タをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号を送信する光送信器と、該光ファイバを伝播した光信号を光電変換し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデ－タを再生する光受信器とを備えた光通信システムにおける前記光送信器であって、
    　ディジタルデ－タをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調された該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベ－スバンドＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理部と、
    　予め定められた周波数の正弦波を出力する発振器と、
    　該ベ－スバンドＯＦＤＭ信号を、前記発振器の出力である正弦波に位相変調する位相変調部と、
    　前記位相変調部から出力された正弦波を光信号に変換する電気－光変換部と
    を備えた光送信器。
  8. 　前記発振器から出力される正弦波の周波数ｆｍは、前記ベ－スバンドＯＦＤＭ信号の帯域Ｂとｆｍ＞２Ｂなる関係を満たすことを特徴とする請求項７に記載の光送信器。
  9. 　前記電気－光変換部は、光ＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｓｉｄｅ　Ｂａｎｄ）信号を発生することを特徴とする請求項７又は８に記載の光送信器。
  10. 　前記光ＳＳＢ信号を発生させる手段として、前記電気－光変換部は、前記位相変調部の出力をＩ成分の変調信号とし、該Ｉ成分の変調信号をヒルベルト変換した信号をＱ成分の変調信号とする光ＩＱ変調器を有する請求項９に記載の光送信器。
  11. 　ディジタルデ－タをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、光ファイバを介して光信号を送信する光送信器と、該光ファイバを伝播した光信号を光電変換し、各サブキャリア信号を復調して元のディジタルデ－タを再生する光受信器とを備えた光通信システムにおける前記光受信器であって、
    　前記光受信器は、
    　ベ－スバンドＯＦＤＭ信号が予め定められた周波数の正弦波に位相変調された光信号を、前記光ファイバを介して受信して電気信号に変換する光－電気変換部と、
    　前記周波数と略一致する周波数が予め設定され、該周波数の正弦波を生成する発振器と、
    　前記光－電気変換部の出力を前記発振器の出力である正弦波で同期検波する同期検波部と、
    　前記同期検波部の出力をＦＦＴ変換したサブキャリア信号から元のディジタルデ－タを再生する受信信号処理部と
    を有する光受信器。
  12. 　前記光－電気変換部は、フォトダイオ－ドを用いて直接検波受信することを特徴とする請求項１１に記載の光受信器。
  13. 　前記光－電気変換部は、
    　局発用レ－ザと光合波部とフォトダイオ－ドを備え、コヒ－レント検波受信することを特徴とする請求項１１に記載の光受信器。
  14. 　ディジタルデ－タをシンボル時間にわたって互いに直交する複数のサブキャリアにマッピングして変調し、変調された該サブキャリア信号を逆ＦＦＴ演算してベ－スバンドＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理部、
    　予め定められた周波数の正弦波を出力する第１発振器、
    　該ベ－スバンドＯＦＤＭ信号を、前記第１発振器の出力である正弦波に位相変調する位相変調部、及び
    　前記位相変調部から出力された正弦波を光信号に変換する電気－光変換部
    を有する送信部と、
    　前記光ファイバを介して受信した光信号を電気信号に変換する光－電気変換部、
    　前記第１発振器と略一致する周波数の正弦波を生成する第２発振器、
    　前記光－電気変換部の出力を前記第２発振器の出力である正弦波で同期検波する同期検波部、及び
    　前記同期検波部の出力をＦＦＴ変換したサブキャリア信号から元のディジタルデ－タを再生する受信信号処理部
    を有する受信部と
    を備えた光トランスポンダ。
  15. 　前記送信部の第１発振器と前記受信部の第２発振器を一台の発振器で共用したことを特徴とする請求項１４に記載の光トランスポンダ。
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