JP3688166B2 - Cdma変調方法及びその装置 - Google Patents
Cdma変調方法及びその装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3688166B2 JP3688166B2 JP33656299A JP33656299A JP3688166B2 JP 3688166 B2 JP3688166 B2 JP 3688166B2 JP 33656299 A JP33656299 A JP 33656299A JP 33656299 A JP33656299 A JP 33656299A JP 3688166 B2 JP3688166 B2 JP 3688166B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- complex
- digital
- gain factor
- channel signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
- H04J13/10—Code generation
- H04J13/12—Generation of orthogonal codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
- H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
- H04B2201/70707—Efficiency-related aspects
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散通信システム及びCDMA(Code Division Multiple Access)システムにおける拡散変調方法及びその装置に関し、特に複素QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)拡散変調を行うCDMA拡散変調方法及びその装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
スペクトル拡散通信及びスペクトル拡散通信技術を利用したCDMA(Code Division Multiple Access)システムは、マルチパスフェージングに強い、データの高速化が可能、通信品質が良好、周波数利用効率が良い等の特徴を保有しているため、次世代の移動通信及びマルチメディア移動通信に有望な通信方式である。
スペクトル拡散通信は、送信側において伝送すべき信号の帯域幅よりもはるかに広い帯域に拡散して送信する。一方、受信側ではスペクトル拡散された信号を元の信号帯域幅に復元することにより、上記特徴が発揮される。
【0003】
図7は、従来のスペクトル拡散通信システムにおける送信部のブロック図である。伝送すべき情報100は、一次変調器101により、BPSK(Bibary Phase Shift Keying:2相位相シフトキーイング)やQPSK(Quadrature Phase Shift Keying:4相位相シフトキーイング)等の変調をうけたデータ信号D(t)となる。拡散符号発生器103により生成されたスペクトル拡散符号C(t)により、データ信号D(t)は、二次変調器102によって二次変調される。拡散符号C(t)としては、M系列、ゴールド符号、アダマール符号等の符号が使用される。CDMAシステムは拡散符号発生器103により生成された拡散符号C(t)によりユーザ、セル、情報チャネル等の区別を行う。その後、乗算器104により、無線搬送波発生器105により発生させた搬送波を二次変調波に乗算して無線周波数に変換する。この変換された搬送波(ベースバンド送信信号)を増幅器106により増幅後、アンテナ107から送信する。
【0004】
さて、二次変調(拡散変調)の手法として一次変調と同様にBPSK、QPSK等がある。図8は、従来の二次変調器の一例を示すブロック図である。この二次変調器は、図8に示すように、同相チャネル(ICH)と直交チャネル(QCH)に独立なデータDi,Dqに対し、独立な拡散符号Ci,Cqを用いて乗算器110,111による演算を行う。こうして、Di・Ci及びDq・Cqである拡散信号112,113が得られる。この手法は二重チャネルQPSK法と呼ばれ、二重チャネルQPSKは独立なデータを同時に伝送する場合に有効な手法である。これらの拡散変調についての詳細は、次の文献に述べられている。
文献1:横山光雄著“スペクトル拡散通信システム”科学技術出版社、P.471〜478
【0005】
次に、さらに複雑な複素QPSK拡散変調法について説明する。図9は、この複素QPSK拡散変調法を行う二次変調器の他の例を示すブロック図である。これは、複素データ(Di,Dq)が、複素QPSK演算部121において複素拡散符号(Si,Sq)により複素拡散され、ICH拡散信号Ai及びQCH拡散信号Aqが生成される。この複素QPSK変調は、以下の(1)式のように表現される。
【0006】
j:虚数単位
【0007】
複素QPSK演算部121は、(1)式の右辺各項を生成するために、複素データ(Di,Dq)と複素拡散符号(Si,Sq)の演算を乗算器122,123,124,125により実行する。こうして、演算の結果、(1)式における各項(Di・Si)、(Dq・Sq)、(Di・Sq)、(Dq・Si)が求まる。そして、(1)式の符号を考慮して、加算器126,127にて加算(減算)が行われる。
【0008】
次世代の移動体通信方式であるW−CDMA(Wideband−CDMA)では、2種類の拡散符号を用いた拡散変調が行なわれる。すなわち、符号周期が非常に長いロングコードと符号周期が短いショートコードを組み合わせて、拡散及びスクランブルの役割を果している。W−CDMAの拡散変調及び拡散符号の役割については、次の文献に詳細が紹介されている。
文献2:佐和橋、安達、“マルチメディアに適した移動無線アクセス:W−CDMA”、信学技法、SST−98−41,1998−12
文献3:大野、佐和橋、土肥、東、“広帯域コヒーレントDS−CDMAを用いる移動無線アクセス”、NTT DoCoMoテクニカルジャーナル、Vol.4No3
【0009】
次に、図8の(Ci,Cq)による二重拡散と図9の(Si,Sq)による複素QPSK変調とを組み合わせた2種類の拡散符号を使用した拡散変調法を説明する。すなわち、データ信号(Di,Dq)を拡散符号(Ci,Cq)で二重拡散した後、拡散符号(Si,Sq)による複素QPSK変調を行う。この複素QPSK変調は、(2)式のように表現される。
【0010】
【0011】
図10は、この複素QPSK拡散変調法を行う二次変調器の他の例を示すブロック図である。この複素QPSK変調を行う二次変調器は、図10において、データ信号(Di,Dq)と拡散符号(Ci,Cq)は乗算器110,111により二重拡散される。この二重拡散された信号112,113は、複素QPSK演算部121において、他方の拡散符号(Si,Sq)との間で複素QPSK拡散変調が実行され、加算・減算器126,127により加算(減算)が行われる。
【0012】
すなわち、複素QPSK演算部121は、(2)式の右辺各項を生成するために、複素データ(Di・Ci,Dq・Cq)と複素拡散符号(Si,Sq)の演算を乗算器122,123,124,125により実行する。こうして、演算の結果、(2)式における各項(Di・Ci・Si)、(Dq・Cq・Sq)、(Di・Ci・Sq)、(Dq・Cq・Si)が求まる。
【0013】
ここで、一方の拡散符号(Ci,Cq)の拡散速度(チップレート)と他方の拡散符号(Si,Sq)の拡散速度(チップレート)が等しい場合には、拡散符号(Si,Sq)はスクランブルの役割となるため、拡散符号(Si,Sq)はスクランブルコードとも呼ばれる。
【0014】
図10におけるデータ信号(Di,Dq)は、前述したように独立なデータである。例えば、Diを送るべき情報データとし、Dqを制御信号として割り当てることができる。情報データDiと制御信号Dqは、重要度等に応じてその振幅比を可変するためのゲインファクタGにより調整される場合がある。図11は、制御信号DqをゲインファクタGにより調整する二次変調器を示すブロック図である。
【0015】
この二次変調器は、図11に示すように、直交CHデータ信号Dqは、ゲインファクタ制御器136から生成されたゲインファクタGの信号を用いて、乗算器131により重みが加えられる。ゲインファクタGの重み付けされたデータ信号(Di,G・Dq)は、図10と同様に、拡散符号(Ci,Cq)は乗算器110,111により二重拡散された後、複素QPSK演算部121及び加算器126,127により他方の拡散符号(Si,Sq)との間で複素QPSK拡散変調が実行される。
【0016】
このように複素QPSK変調された信号Ai,AqはCDMA送信信号の帯域制限のためにLPF(低域通過フィルタ)132,133(または隣接チャネルへの漏洩電力を抑圧するためにルートナイキストフィルタ)を介してDAC(デジタル−アナログ変換器)134,135によりアナログ信号(Ri,Rq)に変換される。この後アナログベースバンド信号(Ri,Rq)は無線周波数に変換され、増幅された後、アンテナからCDMA信号として送信される。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】
図11に示したCDMAの複素QPSK拡散変調回路(二次変調器)において、デジタルデータに対する重み付けするため、精度よくゲインファクタGを調整するには、ゲインファクタGのビット数を増大する必要がある。ゲインファクタGを考慮した場合、図11におけるICH拡散信号Ai及びQCH拡散信号Aqは、以下に示す(3)式となる。
【0018】
【0019】
(3)式において、Gを含む項は多ビット演算となる。(3)式を実行するためには、図11の複素QPSK演算部121は多ビット演算になり、その結果、拡散信号Ai,Aqも多ビット値となる。従って、LPF(またはルートナイキストフィルタ)132,133は多ビット入力、多ビット出力の多ビット重み付けデジタルフィルタとなる。LPF(またはルートナイキストフィルタ)132,133は隣接チャネルへの漏洩電力を抑圧するため、CDMAシステムでは厳格に規定されている。例えば、次の文献4に詳細が説明されている。
文献4:東、高木、柚木、鷹見“W−CDMAシステム実験特集(1)移動局装置概要”、NTT DoCoMoテクニカルジャーナル、Vol.6No3
【0020】
多ビットの重み付け及び多くのタップを持ったデジタルフィルタによりLPF(またはルートナイキストフィルタ)132,133の厳格な特性が実現される。このようにLPF(またはルートナイキストフィルタ)132,133は多ビット入力、多ビット出力、多ビット重み付け、多タップが必要となるため、ゲート規模が増大する及び消費電力が増大するという課題がある。
【0021】
本発明の目的は、ゲート規模を削減でき、低消費電力化を図ったCDMA複素QPSK拡散変調がおこなえるCDMA変調方法及びその装置を提供するものである。
【0022】
【課題を解決するための手段】
第1の発明は、複素拡散符号により複素QPSK拡散変調して得られた1ビットのデジタル信号をデジタル−アナログ変換し、送信信号とするCDMA変調方法において、 送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号の少なくとも1つの信号に重みを重要度に応じて印加するゲインファクタの重み付けを、デジタル−アナログ変換以降に行うことを特徴とする。
【0023】
第2の発明は、複素拡散符号により複素QPSK拡散変調して得られた1ビットのデジタル信号をフィルタリングし、送信信号とするCDMA変調方法において、送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号の少なくとも1つの信号に重みを重要度に応じて印加するゲインファクタの重み付けを、フィルタリング以降に行うことを特徴とする。
【0024】
第3の発明は、複素拡散符号により複素QPSK拡散変調して得られた1ビットのデジタル信号をフィルタリング後、デジタル−アナログ変換し、送信信号とするCDMA変調方法において、送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号の少なくとも1つの信号に重みを重要度に応じて印加するゲインファクタの重み付けを、処理信号の量子化ビット数に応じて回路規模が変化する信号処理段階以降の段階に行うことを特徴とする。
【0025】
第4の発明は、少なくとも1つの複素拡散符号発生装置と、送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号が前記複素拡散符号発生装置から生成された複素拡散符号により複素QPSK拡散変調し、1ビットのデジタル信号を得る複素QPSK演算部と、複素QPSK演算部からの出力信号のそれぞれに接続されたフィルタと、該フィルタを通過した信号をデジタル−アナログ変換するデジタル−アナログ変換器と、送信すべき同相チャネル信号または直交チャネル信号に対応した項にゲインファクタの重みを重要度に応じて印加するためのゲインファクタ乗算器と、重み付けをした信号を加算して複素QPSK拡散変調信号を生成する加算装置とを備え、前記ゲインファクタ乗算器は、前記フィルタ以降に配置したことを特徴とする。
【0026】
第5の発明は、少なくとも1つの複素拡散符号発生装置と、送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号が前記複素拡散符号発生装置から生成された複素拡散符号により複素QPSK拡散変調し、1ビットのデジタル信号を得る複素QPSK演算部と、複素QPSK演算部からの出力信号のそれぞれに接続されたフィルタと、該フィルタを通過した信号をデジタル−アナログ変換するデジタル−アナログ変換器と、送信すべき同相チャネル信号または直交チャネル信号に対応した項にゲインファクタの重みを重要度に応じて印加するためのゲインファクタ乗算器と、重み付けをした信号を加算して複素QPSK拡散変調信号を生成する加算装置とを備え、前記ゲインファクタ乗算器は、前記デジタル−アナログ変換器以降に配置したことを特徴とする。
【0027】
第6の発明は、前記フィルタが、ルートナイキスト特性のデジタルフィルタであり、25から40のタップ数及び5から8ビットの係数重み付け量子化ビット数であることを特徴とする。
【0028】
第7の発明は、送信すべき同相チャネル信号、直交チャネル信号各々に重みを印加する場合、一方のチャネル信号に対するゲインファクタで、他方のチャネル信号に対するゲインファクタを正規化することにより、一つのチャネル信号に対してのみゲイン調整を行うことを特徴とする。
【0030】
従って、本発明によれば、2種類の拡散符号を使用したCDMA複素QPSK拡散を行い(3)式に基づき、ゲインファクタの演算、複素QPSK演算方法、及びフィルタ、デジタル−アナログ変換器での演算手法及び構成法を最適化することにより、複雑なルートナイキストフィルタ(デジタルフィルタ)入力信号を多ビットではなく、最小の1ビットとすることができ、所要ゲート数の減少化及び低消費電力化が可能となる。
【0031】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【0032】
図1は、本発明に係るCDMA変調回路の一実施形態を示すのブロック図である。このCDMA変調回路(図7における二次変調器)への入力信号は、デジタルデータ信号(Di,Dq)であり、乗算器11,12、第1の拡散符号生成器31,32、第2の拡散符号生成器33,34、複素QPSK演算部13、LPF(またはルートナイキストフィルタ)18,19,20,21、DAC(デジタル−アナログ変換器)22,23,24.25、ゲインファクタ制御器35、重み付け乗算器26,27及び加算器28,29から構成される。複素QPSK演算部13は、乗算器14,15,16,17から構成されている。
【0033】
独立なデジタルデータ信号Di,Dqは、拡散符号生成器31,32で生成された第1の拡散符号Ci,Cqとの間で、乗算器11,12により拡散変調され、拡散変調信号(Di・Ci)41及び(Dq・Cq)42が得られる。拡散変調信号41,42は、複素QPSK演算部13に入力され、もう一方の拡散符号生成器33,34で生成された第2の拡散符号Si,Sqとの間で複素QPSK演算が実行される。複素QPSK演算部13への入力信号(Di・Ci,Dq・Cq)41,42は、第2の拡散符号(Si,Sq)との複素QPSK演算の結果、出力43,44,45,46が得られる。これら複素QPSK演算の出力43,44,45,46は、(2)式の演算により生じた4つの項に対応している。すなわち、複素QPSK演算機能は、(2)式で示したように、入力のICH及びQCH信号と拡散符号(スクランブルコード)のICH及びQCH信号との乗算を実行し、その結果4項(Di・Ci・Si)、(Dq・Cq・Sq)、(Di・Ci・Sq)、(Dq・Cq・Si)が求まる。
【0034】
複素QPSK演算から生じた上記4項に該当する信号43〜46は、隣接チャネルへの漏洩電力を抑圧するためにルートナイキスト特性を持つLFP18〜21によりフィルタリングされ、デジタル信号47,48,49,50が得られる。このデジタル信号47〜50は、DAC22〜25によりアナログ値51,52,53,54に変換される。(3)式に従ったゲインファクタGの重み付けを実行するため、ICHデータ信号Dqを含む項に対応する信号44及び45に、ゲインファクタ制御器35からのゲインファクタGの重み付けを乗算器26,27にて行う。
【0035】
そして、ゲインファクタGの重み付けをしたデータ信号Dqに対応した項を含む信号55,56とデータ信号Diに対応した項を含む信号51,54を、(3)式の符号を考慮して加算器28,29で加算(減算)する。その結果、拡散変調した送信アナログベースバンドICH信号Yi及びQCH信号Yqが得られる。
【0036】
図11中のLPF(またはルートナイキストフィルタ)132,133及びDAC134,135とLPF(ルートナイキストフィルタ)18〜21及びDAC22〜25が同等の特性であるとすれば、明らかにアナログベースバンド信号YiとRiは等しく、YqとRqは等しいため、本発明による図1に示す方式にてゲインファクタGを含んだCDMA複素QPSK拡散変調が実現できる。
【0037】
図1における複素QPSK演算部13は、入力信号Di,Dq、第1の拡散符号Ci,Cq及び第2の拡散符号Si,Sqはすべて1ビットのデジタル信号であるため、乗算器11,12,14,15,16,17を通過した出力信号43,44,45,46は1ビットデジタル信号となる。従って、次段のLPF18〜21の入力は、1ビットデジタル信号となる。すなわち、図11の従来例で示した多ビット入力のLPF132,133とは異なり、LPF18〜21は1ビット入力となる。このため、大幅なゲート規模の削減が期待でき、また低消費電力化が期待できる。
【0038】
次に、本発明が、従来と比較して、上記効果が実際に得られるかを確認してみる。
図1と図11のCDMA変調回路のLPFのゲート数の比較を行うために、基準となるLPF及びDACの特性を評価する。すなわち、隣接チャネル漏洩電力特性を満たすためにLPF(ルートナイキストフィルタ)に必要なタップ数、重み付け係数の量子化ビット数及びDACの所要ビット数を求める。隣接チャネル漏洩電力特性については、文献4を参考にして、−45dB/4.096MHz(5MHz離調)とする。この隣接チャネル漏洩電力特性に関する条件を満たすLPFのパラメータである所要タップ数、量子化ビット数及びDACの所要ビット数についての計算結果を図2、図3及び図4にそれぞれ示す。
【0039】
図2は、パラメータとしてオーバサンプリングとした場合の所要タップ数と隣接チャネル漏洩電力との関係を示すものであり、オーバサンプリングは4倍、5倍及び6倍での結果を示す。図2より、タップ数により漏洩電力特性は大きく影響され、タップ数の増大に比例してゲート数が増大することを考慮すれば、隣接チャネル漏洩電力特性に関する上記条件を満たすためには25〜40タップとする必要がある。特に、マージンを考慮すれば28タップが望ましいタップ数である。
【0040】
図3はルートナイキストフィルタの重み付け係数の量子化ビット数と自乗誤差の関係を示している。ゲート数を削減するためには、できるだけ少ないビット数で実現する必要があるが、図3より5〜8ビットの量子化ビットが要求される。7〜8ビット以上では自乗誤差特性が飽和し始めるため、最大でも8ビットで十分であり、特に6ビットが望ましい量子化ビットである。
【0041】
図4は、次段のDAC22〜25の所要ビット数と隣接チャネル漏洩電力との関係を示しており、7〜10ビット必要となる。8ビット以下での漏洩電力特性は大きくビット数の影響を受け、9又は10ビット以上では特性が飽和することを考慮すれば、8ビットまたは10ビットが望ましい。
【0042】
LPF(ルートナイキストフィルタ)はデジタルフィルタにより実現されるため、上記パラメータを規定しさらにLPF(ルートナイキストフィルタ)への入力ビット数を規定することにより、フィルタ部の消費電力を決定するゲート数を見積もることが可能である。LPF(ルートナイキストフィルタ)への入力ビット数は、図11及び図1の構成により異なり、図11の構成ではゲインファクタGにより入力ビット数が規定されるが、図1の構成では1ビット入力である。
【0043】
一般に、デジタル回路では半導体プロセスを一定とした場合、消費電力は動作周波数とゲート数に比例する。特に、次世代の移動体通信では、音声のみでなく高速なマルチメディアデータを取り扱うため、動作周波数が高くなる。従って、デジタル部のゲート数を少しでも削減することが非常に重要となる。
【0044】
LPF(ルートナイキストフィルタ)のタップ数を上記のように28とした場合、重み付け係数の量子化ビット数及びLPF(ルートナイキストフィルタ)への入力ビット数と全てのLPF(ルートナイキストフィルタ)のゲート数との関係を図5に示す。
図5において、入力ビット数が1ビットについては、図1の構成に基づくLPFの特性である。4系統あるLPF(ルートナイキストフィルタ)18〜21への入力は1ビットであり、重み付け係数の量子化ビット数(4、6及び8ビット)のそれぞれに対するゲート数を示している。図5において、入力ビット数3、5、8及び10ビットは、図11の構成に基づくLPFの特性である。2系統すべてのルートナイキストフィルタのゲート数を、重み付け係数の量子化ビット数(4、6及び8ビット)をパラメータとして示している。
【0045】
図1のLPF(ルートナイキストフィルタ)が図11よりゲート数が少なくなるのは、次の場合である。すなわち、図11の構成の変調回路では、LPF(ルートナイキストフィルタ)への入力ビット数がゲインファクタGにより規定される。このため、図5よりLPF(ルートナイキストフィルタ)の重み付けビット数が4ビットの場合には、図11のLPFの入力ビット数またはゲインファクタGは4ビット以上のとき、図1のLPF(入力ビット数が1)の方がゲート数が少ない。また、重み付けビット数が6ビット及び8ビットの場合には、図11のLPFの入力ビット数またはゲインファクタGは6ビット以上のとき、図1のLPF(入力ビット数が1)の方がゲート数が少ない。ただし、図5において、ゲート数の見積もりは回路構成法により多少変動する可能性があることには注意すべきである。
【0046】
図11のLPFが入力ビット数またはゲインファクタGが4ビット程度以下で、図1のLPFがタップ数25から40タップ、重み付け係数5から8ビット及DACビット数(フィルタ出力)8から10ビットで構成される場合には、逆に図11の従来のものがゲート数が少なくなる。
【0047】
本発明の他の実施形態を図6に示す。図6において、CDMAの複素QPSK拡散変調回路への入力信号はデジタルデータ信号(Di、Dq)であり、第1の拡散符号生成器31,32、第2の拡散符号生成器33,34、複素QPSK演算部13、LPF(またはルートナイキストフィルタ)18〜21、ゲインファクタ制御器35、重み付け乗算器61,62、加算器63,64、DAC65,66から構成される。
【0048】
独立なデジタルデータ信号Di,Dqは、拡散符号生成器31,32で生成された第1の拡散符号Ci,Cqとの間で、乗算器11,12により、拡散変調され、拡散変調信号(Di・Ci)41及び(Dq・Cq)42が得られる。拡散変調信号41,42は、複素QPSK演算部13に入力され、もう一方の拡散符号生成器33,34で生成された第2の拡散符号Si、Sqとの間で複素QPSK演算を実行する。複素QPSK演算部13への入力信号(Di・Ci,Dq・Cq)41,42は、第2の拡散符号(Si,Sq)との複素QPSK演算の結果、出力43〜46が得られる。これら複素QPSK演算の出力43〜46は、(2)式の演算により生じた4つの項に対応している。すなわち、複素QPSK演算機能は、(2)式で示したように、入力のICH及びQCH信号と拡散符号(スクランブルコード)のICH及びQCH信号との乗算を実行し、その結果、上記4項が求まる。
【0049】
上記4項に該当する信号43〜46は、隣接チャネルへの漏洩電力を抑圧するために、ルートナイキスト特性を持つLFP18〜21によりフィルタリングされ、デジタル信号47〜50が得られる。(3)式に従ったゲインファクタGの重み付けを実行するため、ICHデータ信号Dqを含む項に対応する信号48,50に、ゲインファクタ制御器35からのゲインファクタGの重み付けを乗算器61,62にて行う。そしてゲインファクタGの重み付けをしたデータ信号Dqに対応した項を含む信号70,71とデータ信号Diに対応した項を含む信号47,49を(3)式の符号を考慮して加算器63,64で加算(減算)した結果、拡散変調された送信ベースバンドICHデジタル信号72及びQCHデジタル信号73が得られる。
拡散変調された送信ベースバンドICHデジタル信号72及びQCHデジタル信号73は、DAC65,66により拡散変調された送信ベースバンドアナログ信号が得られる。
【0050】
図6に説明した方式は、上述した図1の発明の効果に加え、図1の構成よりも必要なDAC数が少なくて済む特徴がある。
【0051】
本発明の図1、図11及び図6におけるCDMA複素QPSK拡散変調装置は、2種類の拡散符号を使用して拡散及びスクランブルを行っているが、1種類の拡散コードを用いても同一の効果が得られることは明らかである。すなわち、複素QPSK演算部13への入力信号は必ずしも拡散変調されている必要はなく、データ信号(Di,Dq)またはゲインファクタGを考慮したデータ信号(Di,G・Dq)であっても本発明は有効に機能する。
【0052】
上記説明では、ゲインファクタGは直交チャネル信号に印加したが、同相チャネル信号に印加しても、あるいは、同相チャネル信号、直交チャネル信号各々にゲインファクタを印加する場合でも、同相チャネルに印可されるゲインファクタで正規化すれば、効果は同一であることは明らかである。
【0053】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、隣接チャネル漏洩電力特性及びゲインファクタを考慮したルートナイキストフィルタ構成及び複素QPSK拡散変調構成とするため、ゲート規模が削減でき、低消費電力化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係るCDMA変調回路の一実施形態を示すのブロック図である。
【図2】 パラメータとしてオーバサンプリングした場合の所要タップ数と隣接チャネル漏洩電力との関係を示すグラフである。
【図3】ルートナイキストフィルタの重み付け係数の量子化ビット数と自乗誤差の関係を示すグラフである。
【図4】 デジタル−アナログ変換器の所要ビット数と隣接チャネル漏洩電力との関係を示すグラフである。
【図5】 ルートナイキストフィルタのゲート数と入力ビット数を示すグラフである。
【図6】 本発明に係るCDMA変調回路の他の実施形態を示すのブロック図である。
【図7】 従来のスペクトル拡散通信システムにおける送信部のブロック図である。
【図8】 従来の二次変調器の一例を示すブロック図である。
【図9】 従来の二次変調器の他の例を示すブロック図である。
【図10】 従来の二次変調器の更に他の例を示すブロック図である。
【図11】 従来の二次変調器の更に他の例を示すブロック図である。
【符号の説明】
11,12 乗算器
13 複素QPSK演算部
14〜17 乗算器
18〜21 LPF
22〜25 DAC
26,27 重み付け乗算器
28,29 加算器
31,32 第1の拡散符号生成器
33,34 第2の拡散符号生成器
35 ゲインファクタ制御器
Claims (7)
- 複素拡散符号により複素QPSK拡散変調して得られた1ビットのデジタル信号をデジタル−アナログ変換し、送信信号とするCDMA変調方法において、
送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号の少なくとも1つの信号に重みを重要度に応じて印加するゲインファクタの重み付けを、デジタル−アナログ変換以降に行うことを特徴とするCDMA変調方法。 - 複素拡散符号により複素QPSK拡散変調して得られた1ビットのデジタル信号をフィルタリングし、送信信号とするCDMA変調方法において、
送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号の少なくとも1つの信号に重みを重要度に応じて印加するゲインファクタの重み付けを、フィルタリング以降に行うことを特徴とするCDMA変調方法。 - 複素拡散符号により複素QPSK拡散変調して得られた1ビットのデジタル信号をフィルタリング後、デジタル−アナログ変換し、送信信号とするCDMA変調方法において、
送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号の少なくとも1つの信号に重みを重要度に応じて印加するゲインファクタの重み付けを、処理信号の量子化ビット数に応じて回路規模が変化する信号処理段階以降の段階に行うことを特徴とするCDMA変調方法。 - 少なくとも1つの複素拡散符号発生装置と、
送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号が前記複素拡散符号発生装置から生成された複素拡散符号により複素QPSK拡散変調し、1ビットのデジタル信号を得る複素QPSK演算部と、
複素QPSK演算部からの出力信号のそれぞれに接続されたフィルタと、
該フィルタを通過した信号をデジタル−アナログ変換するデジタル−アナログ変換器と、
送信すべき同相チャネル信号または直交チャネル信号に対応した項にゲインファクタの重みを重要度に応じて印加するためのゲインファクタ乗算器と、
重み付けをした信号を加算して複素QPSK拡散変調信号を生成する加算装置とを備え、
前記ゲインファクタ乗算器は、前記フィルタ以降に配置したことを特徴とするCDMA変調装置。 - 少なくとも1つの複素拡散符号発生装置と、
送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号が前記複素拡散符号発生装置から生成された複素拡散符号により複素QPSK拡散変調し、1ビットのデジタル信号を得る複素QPSK演算部と、
複素QPSK演算部からの出力信号のそれぞれに接続されたフィルタと、
該フィルタを通過した信号をデジタル−アナログ変換するデジタル−アナログ変換器と、
送信すべき同相チャネル信号または直交チャネル信号に対応した項にゲインファクタの重みを重要度に応じて印加するためのゲインファクタ乗算器と、
重み付けをした信号を加算して複素QPSK拡散変調信号を生成する加算装置とを備え、
前記ゲインファクタ乗算器は、前記デジタル−アナログ変換器以降に配置したことを特徴とするCDMA変調装置。 - 前記フィルタは、ルートナイキスト特性のデジタルフィルタであり、25から40のタップ数及び5から8ビットの係数重み付け量子化ビット数であることを特徴とする請求項4又は5記載のCDMA変調装置。
- 送信すべき同相チャネル信号、直交チャネル信号各々に重みを印加する場合、一方のチャネル信号に対するゲインファクタで、他方のチャネル信号に対するゲインファクタを正規化することを特徴とする請求項4,5又は6記載のCDMA変調装置。
Priority Applications (8)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP33656299A JP3688166B2 (ja) | 1999-11-26 | 1999-11-26 | Cdma変調方法及びその装置 |
US10/129,789 US6833770B1 (en) | 1999-11-26 | 2000-11-24 | CDMA modulation method and device therefor |
EP00977914A EP1233532B1 (en) | 1999-11-26 | 2000-11-24 | Cdma modulation method and device therefor |
AU15508/01A AU768619B2 (en) | 1999-11-26 | 2000-11-24 | CDMA modulation method and device therefor |
CNB008156263A CN1192509C (zh) | 1999-11-26 | 2000-11-24 | 码分多址调制方法及其装置 |
KR10-2002-7006184A KR100450539B1 (ko) | 1999-11-26 | 2000-11-24 | Cdma 변조 방법 및 그 장치 |
PCT/JP2000/008293 WO2001039387A1 (fr) | 1999-11-26 | 2000-11-24 | Procede de modulation amcr et dispositif associe |
DE2000615381 DE60015381T2 (de) | 1999-11-26 | 2000-11-24 | Cdma-modulationsverfahren und zugehörige vorrichtung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP33656299A JP3688166B2 (ja) | 1999-11-26 | 1999-11-26 | Cdma変調方法及びその装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001156679A JP2001156679A (ja) | 2001-06-08 |
JP3688166B2 true JP3688166B2 (ja) | 2005-08-24 |
Family
ID=18300435
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP33656299A Expired - Fee Related JP3688166B2 (ja) | 1999-11-26 | 1999-11-26 | Cdma変調方法及びその装置 |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6833770B1 (ja) |
EP (1) | EP1233532B1 (ja) |
JP (1) | JP3688166B2 (ja) |
KR (1) | KR100450539B1 (ja) |
CN (1) | CN1192509C (ja) |
AU (1) | AU768619B2 (ja) |
DE (1) | DE60015381T2 (ja) |
WO (1) | WO2001039387A1 (ja) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100423724B1 (ko) | 2001-06-09 | 2004-03-22 | 주식회사 팬택앤큐리텔 | 무선통신시스템에서 복합 직교 위상 편이 방식을 이용한데이터 처리 장치 및 그 방법 |
JP4057467B2 (ja) * | 2002-11-12 | 2008-03-05 | 株式会社リコー | 超広帯域通信用受信機および超広帯域通信用の再生データ生成方法 |
JP4222957B2 (ja) * | 2004-03-01 | 2009-02-12 | ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 | 送信電力制御方法および装置 |
JP4362090B2 (ja) * | 2004-07-05 | 2009-11-11 | パナソニック株式会社 | 変調器 |
CN103220247A (zh) | 2005-09-28 | 2013-07-24 | 日本电气株式会社 | 调制器、滤波器、滤波器增益控制方法和代码调制方法 |
CN1968029A (zh) | 2005-11-16 | 2007-05-23 | 弥亚微电子(上海)有限公司 | 一种采用特殊扩频序列的扩频调制解调方法及装置 |
US8259845B2 (en) * | 2007-05-25 | 2012-09-04 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and apparatus for communicating with root-nyquist, self-transform pulse shapes |
EP2434640B1 (en) | 2010-09-24 | 2012-12-05 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (PUBL) | Correction of imbalances in a complex intermediate frequency mixer |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4730340A (en) * | 1980-10-31 | 1988-03-08 | Harris Corp. | Programmable time invariant coherent spread symbol correlator |
US5103459B1 (en) * | 1990-06-25 | 1999-07-06 | Qualcomm Inc | System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system |
ZA955600B (en) | 1994-07-13 | 1996-04-02 | Qualcomm Inc | System and method for simulating interference received by subscriber units in a spread spectrum communication network |
KR970011690B1 (ko) * | 1994-11-22 | 1997-07-14 | 삼성전자 주식회사 | 파일럿트 채널을 이용한 대역확산 통신시스템의 데이타 송신기 및 수신기 |
JP2718398B2 (ja) | 1995-06-30 | 1998-02-25 | 日本電気株式会社 | Cdma基地局送信装置 |
KR0173101B1 (ko) | 1996-08-14 | 1999-03-30 | 양승택 | 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 통신용 월쉬-4상 위상변조 칩 변조 장치 |
KR19990016606A (ko) * | 1997-08-18 | 1999-03-15 | 윤종용 | 씨디엠에이 이동통신시스템의 의사직교부호를 이용한 대역확산신호 발생장치 및 방법 |
KR100269593B1 (ko) * | 1997-12-02 | 2000-10-16 | 정선종 | 다중 채널을 위한 직교 복소 확산 방법 및 그 장치 |
US6101225A (en) | 1998-04-29 | 2000-08-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for performing a modulation |
US6337876B1 (en) | 1998-08-26 | 2002-01-08 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Control of power ratios for in-phase and quadrature channels in a communications system |
JP3362009B2 (ja) * | 1999-03-01 | 2003-01-07 | シャープ株式会社 | スペクトル拡散通信装置 |
-
1999
- 1999-11-26 JP JP33656299A patent/JP3688166B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-11-24 KR KR10-2002-7006184A patent/KR100450539B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2000-11-24 CN CNB008156263A patent/CN1192509C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2000-11-24 DE DE2000615381 patent/DE60015381T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-11-24 WO PCT/JP2000/008293 patent/WO2001039387A1/ja active IP Right Grant
- 2000-11-24 AU AU15508/01A patent/AU768619B2/en not_active Ceased
- 2000-11-24 US US10/129,789 patent/US6833770B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-11-24 EP EP00977914A patent/EP1233532B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO2001039387A1 (fr) | 2001-05-31 |
EP1233532B1 (en) | 2004-10-27 |
EP1233532A4 (en) | 2003-03-19 |
KR100450539B1 (ko) | 2004-10-02 |
CN1390395A (zh) | 2003-01-08 |
DE60015381D1 (de) | 2004-12-02 |
KR20020050281A (ko) | 2002-06-26 |
US6833770B1 (en) | 2004-12-21 |
CN1192509C (zh) | 2005-03-09 |
DE60015381T2 (de) | 2005-10-13 |
AU768619B2 (en) | 2003-12-18 |
AU1550801A (en) | 2001-06-04 |
JP2001156679A (ja) | 2001-06-08 |
EP1233532A1 (en) | 2002-08-21 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8897119B2 (en) | Mobile station, base station, communication system, and communication method | |
JP3094292B2 (ja) | 多重チャンネルのための直交複素拡散方法およびその装置 | |
JP4202604B2 (ja) | 送信信号の振幅を制限する方法及び装置 | |
EP1471659A2 (en) | Code division multiple access base station transmitter | |
JP4053884B2 (ja) | 高効率マルチキャリアフィルタ | |
JP3688166B2 (ja) | Cdma変調方法及びその装置 | |
JP2002033716A (ja) | Cdma拡散方法およびcdma端末装置 | |
JP5013201B2 (ja) | 変調器、フィルタ、フィルタのゲイン制御方法、および符号変調方法 | |
CA2320703C (en) | Upsampling filter having one-bit multipliers for multiple spread-data streams | |
US20050101277A1 (en) | Gain control for interference cancellation | |
US7742516B2 (en) | Modulator | |
US7577183B2 (en) | Transmission apparatus and peak reduction method | |
EP1402633B1 (en) | Data transmission method and arrangement | |
JP3660257B2 (ja) | Cdma変調方法およびcdma変調装置 | |
JP2005057611A (ja) | Cdma変調方法及び変調装置 | |
JP2003298358A (ja) | 無線送信機用の電力増幅装置、電力増幅装置制御用プログラム、及び、無線送信機用の電力増幅方法 | |
MXPA99004498A (en) | Despreading of direct sequence spread spectrum communications signals |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050607 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090617 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100617 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100617 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110617 Year of fee payment: 6 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |