CN1390395A

CN1390395A - 码分多址调制方法及其装置

Info

Publication number: CN1390395A
Application number: CN00815626A
Authority: CN
Inventors: 福元修作; 中井孝至; 荒木俊介
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1999-11-26
Filing date: 2000-11-24
Publication date: 2003-01-08
Anticipated expiration: 2020-11-24
Also published as: US6833770B1; JP2001156679A; EP1233532A4; AU1550801A; DE60015381D1; JP3688166B2; EP1233532B1; WO2001039387A1; AU768619B2; KR20020050281A; KR100450539B1; EP1233532A1; CN1192509C; DE60015381T2

Abstract

本发明目的在于使得CDMA复合QPSK扩频调制的实现成为可能,本发明可采用低功耗的缩减的门规模。数字数据信号Di与Dq被乘法器11与12用扩频码发生器31与32产生的第一扩频码Ci与Cq加以扩频调制,以产生扩频调制信号(Di·Ci)41与(Dq·Cq)42。信号41与42被输入复合QPSK处理器13,用扩频码发生器33与34产生的第二扩频码Si与Sq对它们进行复合QPSK运算。结果所得的信号经LPF 18至21滤波。然后由DAC 22至25将经滤波的信号转换成模拟值51至54。包括ICH数据信号Dq的信号44与45经乘法器26与27处理,以用来自增益系数控制器63的增益系数G对它们进行加权。

Description

码分多址调制方法及其装置

技术领域

本发明涉及扩频通信系统与CDMA(码分多址)系统中的扩频调制方法及采用该方法的装置，具体涉及一种CDMA扩频调制方法与一种采用该方法的、用以实现复合QPSK(正交相移键控)扩频调制的装置。

技术背景

采用扩频通信技术的扩频通信与CDMA(码分多址)系统具有抗多路径衰落能力强、能提高数据速率、通信质量优异和频率利用率高等特点，因此，这类系统作为下一代移动通信系统和多媒体移动通信的实现方式为人们所关注。

在扩频通信中，待传送的信号先被扩频成一个带宽大于发送侧原信号的信号，再加以发送。在接收侧，该扩频信号又回复成具有原信号带宽的信号。上述特点均由此项性能加以实现。

图7是表示传统扩频通信系统中发射机结构的框图。待发送的信息100经初级调制器101处理后成为数据信号D(t)，如经BPSK(二进制相移键控)、QPSK(正交相移键控)等调制的数据信号。接着，该数据信号D(t)由次级调制器102基于由扩频码发生器103产生的扩频码C(t)加以调制。M序列、金色码、哈达玛码等编码均可用作该扩频码C(t)。基于扩频码发生器103产生的扩频码C(t)，CDMA系统将用户、小区与数据信道等区分开来。之后，经次级调制的波形，经乘法器104与无线载波发生器105产生的载波相乘后，变换成射频波。经如此变换的载波(基带传输信号)经放大器106放大后，由天线107发射。

类似于初级调制，对次级调制(扩频调制)也可采用如BPSK、QPSK等技术。图8是表示传统的次级调制器结构的框图。如图8所示，在所述的次级调制器中，在同相信道(ICH)与正交信道(QCH)上互相独立的数据Di与数据Dq，由乘法器110与111用独立扩频码Ci与Cq进行运算。通过该项运算，分别获得用作扩频信号112与113的Di·Ci与Dq·Cq。这项技术被称为双通道QPSK方法，它是平行地传输独立数据流的有效方法。扩频调制详述于以下文献：

文献1：“扩频通信系统”第471～478页，Mitsuo Yokoyama著，科学技术出版社出版。

接着，就更为复杂的复合QPSK扩频调制技术进行说明。图9是表示用以实现复合QPSK扩频调制的另一例次级调制器的框图。图中，复合数据(Di、Dq)经由复合QPSK处理器121用复合扩频码(Si、Sq)复合扩频，以产生ICH扩频信号Ai与QCH扩频信号Aq。该复合QPSK调制由下式(1)表述：(Di+jDq)·(Si+jSq)＝(Di·Si-Dq·Sq)+j(Di·Sq+Dq·Si)

＝Ai+jAq···(1)式中，j为虚数单位。

为了求得式(1)右侧的各项，复合QPSK处理器121通过乘法器122、123、124与125在复合数据(Di、Dq)与复合扩频码(Si、Sq)之间执行运算。作为运算结果，获得式(1)中的(Di·Si)、(Dq·Sq)、(Di·Sq)与(Dq·Si)等项。然后，依据其在式(1)中的正负号，这些结果在加法器126与127中被相加或相减。

作为下一代移动通信方案的W-CDMA(宽带CDMA)用两种扩频码实现扩频调制。具体而言，就是将一种符号周期相当长的长码和一种符号周期较短的短码组合使用，以进行扩频与扰频。扩频调制与扩频码在W-CDMA中的作用在以下文献中作了详述：

文献2：“用于多媒体传输的下一代移动无线接入：W-CDMA”，Sawahashi与Adachi著，IEICE技术报告，SST-98-41，1998-12。

文献3：“基于宽带相干DS-CDMA的移动无线接入”，Ohno、Sawahashi、Doi、Higashi等著，NTT DoCoMo技报，第4卷第3期。

以下，说明一种采用两种扩频码的扩频调制方法，也就是将图8中的采用(Ci、Cq)双扩频和图9中的采用(Si、Sq)的复合QPSK调制相组合的方法。具体而言，就是首先用扩频码(Ci、Cq)对数据信号(Di、Dq)进行双扩频，然后用扩频码(Si、Sq)进行复合QPSK调制。这种复合QPSK调制由式(2)表述：(Di·Ci+jDq·Cq)·(Si+jSq)＝(Di·Ci·Si-Dq·Cq·Sq)+j(Di·Ci·Sq+Dq·Cq·Si)

＝Ai+jAq···(2)

图10是表示用以实现这种复合QPSK扩频调制方法的另一例次级调制器的框图。在图10所示的实现所述复合QPSK调制的次级调制器中，数据信号(Di、Dq)与扩频码(Ci、Cq)被经由乘法器110与111加以双扩频。在复合QPSK处理器121中，已双扩频的信号112与113与另一组扩频码(Si、Sq)一起进行复合QPSK扩频调制，其结果被送至加法器/减法器126与127作加法或减法运算。

也就是，为了获得式(2)右侧的各项，复合QPSK处理器121利用乘法器122、123、124与125在复合数据(Di·Ci、Dq·Cq)与复合扩频码(Si、Sq)之间执行运算。通过这些运算，确定式(2)中的(Di·Ci·Si)、(Dq·Cq·Sq)、(Di·Ci·Sq)与(Dq·Cq·Si)等各项。

这里，当扩频码(Ci、Cq与另一扩频码(Si、Sq)扩频速率(芯片速率)相等时，该扩频码(Si、Sq)便具有扰频作用，因此，该扩频码(Si、Sq)也称为扰频码。

如前所述，图10的数据信号(Di、Dq)互相独立。例如，Di可被分配来传输信息数据，而Dq可被分配作为控制信号。在某些场合，信息数据Di与控制数据Dq可依据其信号的重要性，通过增益系数G调整它们的振幅比。图11是表示其控制信号Dq为增益系数G所调整的次级调制器的框图。

在该次级调制器中，如图11所示，基于来自增益系数控制器136的增益系数G的信号，正交信道数据信号Dq由乘法器131加权。经增益系数G加权的数据信号即数据信号(Di、G·Dq)和扩频码(Ci、Cq)由乘法器110与111作双扩频处理，其处理方式跟图10所示的相同。然后，通过QPSK处理器121和加法器126与127，处理后得到的信号被与另一组扩频码(Si、Sq)作复合QPSK扩频调制。

经复合QPSK调制的信号Ai与Aq通过LPF(低通滤波器)132与133(即用以抑制向邻道的功率泄漏的方根奈奎斯特滤波器(rootNyquist filters))来限制CDMA传输信号的带宽，并通过DAC(数模转换器)134与135转换成模拟信号(Ri、Rq)。之后，该模拟基带信号(Ri、Rq)被转换为射频波，经放大后由天线作为CDMA信号发射。

在图11所示的CDMA复合QPSK扩频调制电路(次级调制器)中，为给数字数据加权而作的增益系数G的微调需要分配更多的比特数来充当增益系数G。加入了增益系数G后，图11中的ICH扩频信号Ai与QCH扩频信号Aq由下式表述：(Di·Ci+jG·Dq·Cq)·(Si+jSq)＝(Di·Ci·Si-G·Dq·Cq·Sq)+j(Di·Ci·Sq+G·Dq·Cq·Si)

＝Ai+jAq···(3)

在式(3)中，包括G的项均涉及多比特运算。因此，为了进行式(3)的运算，图11中的复合QPSK处理器121应执行多比特运算。从而，扩频信号Ai与Aq也成为多比特值。因此，LPF(即方根奈奎斯特滤波器)132与133应是具有多比特输入与多比特输出的多比特加权数字滤波器配置。LPF(即方根奈奎斯特滤波器)132与133被严格限制在CDMA系统内，以抑制向邻道的功率泄漏。文献4给出了有关的详细描述。

文献4：NTT DoCoMo技报第6卷第3期的“W-CDMA系统实验(1)专刊(1)：移动台综述”，Higashi、Tagagi、Yunoki与Takami等著。

LPF(即方根奈奎斯特滤波器)132与133的严格特性要求，可以通过具有多比特加权的多抽头数字滤波器加以实现。如此，LPF(即方根奈奎斯特滤波器)132与133需要多比特输入、多比特输出、多比特加权以及多个抽头，因此存在增大门规模及增加功耗的问题。

本发明旨在提供一种实现CDMA复合QPSK扩频调制的CDMA调制方法及其装置，该装置能以低功耗的经缩减的门规模工作。

发明的公开

为了解决上述问题，本发明有如下各种形态。

第一发明形态为一种CDMA调制方法，它被用来对待发射的同相与正交信道信号进行如下的处理：用增益系数加权所述信号中的至少一种信号，对通过基于复合扩频码的复合QPSK扩频调制获得的信号进行低通滤波，对信号作数模转换以产生基带传输信号；其特征在于：用增益系数加权不是在低通滤波之后就是在数模转换之后进行。

第二发明形态为一种CDMA调制装置，其中包括：至少一个复合扩频码发生器；一个基于所述复合扩频码发生器产生的复合扩频码，对待发射同相与正交信道信号进行复合QPSK扩频调制的复合QPSK处理器；多个与复合QPSK处理器的信号输出端连接的低通滤波器；多个对通过了低通滤波器的信号进行数模转换的数模转换器；多个给对应待发射同相与正交信道信号的项加权增益系数的增益系数乘法器；以及多个将经加权的信号相加而产生复合QPSK扩频调制信号的加法器；其特征在于：所述增益系数乘法器被设置在低通滤波器或数模转换器的下游。

第三发明形态的特征在于：所述低通滤波器具有用于加权系数量化的、有25至40个5～8比特抽头的方根奈奎斯特特征数字滤波器配置。

第四发明形态的特征在于：当增益系数被分配给经数模转换的传输信号时，所述增益系数是数字控制的，以便对通过数模转换器的信号进行加权。

第五发明形态的特征在于：当分别给待发射的同相与正交信道信号加权时，给信道信号中一个信号的增益系数被用来归一化其他信道信号，因此可只对一个信道信号进行增益控制。

第六发明形态为一种CDMA调制装置，其中包括：至少一个复合扩频码发生器；一个给对应待发射的同相或正交信道信号的项加权增益系数的增益系数乘法器；一个基于所述复合扩频码发生器产生的复合扩频码，对已通过增益系数乘法器的信道信号与另一信道信号进行复合QPSK扩频调制的复合QPSK处理器；多个将复合QPSK处理器的输出相加以产生复合QPSK扩频调制信号的加法器；多个接收所产生的复合QPSK扩频调制信号的低通滤波器；以及多个对已通过低通滤波器的信号进行数模转换的数模转换器；其特征在于：所述增益系数由一个4比特的或更小比特数的信号构成。

第七发明形态的特征在于：所述低通滤波器具有用于加权系数量化的、有25至40个5～8比特抽头的方根奈奎斯特特征数字滤波器配置，且所述数模转换器的比特数被设为8～10。

本发明的CDMA复合QPSK扩频调制装置，采用两种扩频码实现扩频与扰频。用扩频码对QCH信息数据进行双信道QPSK扩频调制，然后用另一扩频码(扰频码)对其进行复合QPSK运算。运算输出被输入多个单比特输入的方根奈奎斯特滤波器，然后再经DAC转换成模拟值。增益系数与DAC输出信号以模拟方式运算。DAC输出信号被适当地相加，来产生最终所需的ICH与QCH传输基带信号。

这样，就优化了增益系数运算、复合QPSK运算方法与运算技巧，以及方根奈奎斯特滤波器与DAC的配置；由此，就可能实现基于式(3)的用两种扩频码的CDMA复合QPSK扩频，至少能够用单比特信号取代多比特信号作为复杂的方根奈奎斯特滤波器(数字滤波器)的输入信号。结果，有可能缩减所需的门规模并降低功率消耗。

附图的简单说明

图1是表示本发明的CDMA调制电路实施例之一的框图；图2是表示抽头数与邻道泄漏功率之间的关系的曲线图，图中以过采样率为参变量；图3是表示一种方根奈奎斯特滤波器的均方误差(squareerror)与加权系数量化比特数之间的关系的曲线图；图4是表示数模转换的所需比特数与邻道泄漏功率之间的关系的曲线图；图5是表示方根奈奎斯特滤波器的门数与输入比特数之间的关系的曲线图；图6是表示本发明CDMA调制电路之另一实施例的框图；图7是表示传统的扩频通信系统中发射机结构的框图；图8是表示一例传统的次级调制器的框图；图9是表示另一例传统的次级调制器的框图；图10是表示又一例传统的次级调制器的框图；图11是表示再一例传统的次级调制器的框图。

本发明的最佳实施例

以下，参照附图说明本发明的实施例。

图1是表示本发明的CDMA调制电路之一实施例的框图。输入该CDMA调制电路(图7所示的次级调制器)为数字信号(Di、Dq)。该CDMA调制电路包括：乘法器11与12；第一扩频码发生器31与32；第二扩频码发生器33与34；复合QPSK处理器13；LPF(方根奈奎斯特滤波器)18、19、20与21；DAC(数模转换器)22、23、24与25；增益系数控制器35；加权乘法器26与27；以及加法器28与29。复合QPSK处理器13包括乘法器14、15、16与17。

独立的数字数据信号Di与Dq由乘法器11与12用扩频码发生器31与32产生的第一扩频码Ci与Cq进行扩频调制，以产生经扩频调制的信号(Di·Ci)41与(Dq·Cq)42。扩频调制信号41与42被输入复合QPSK处理器13，被用扩频码发生器33与34产生的第二扩频码Si与Sq进行另一复合QPSK运算。经用第二扩频码(Si、Sq)所进行的复合QPSK运算之后，供给复合QPSK处理器13的输入信号(Di·Ci、Dq·Cq)41与42被转换成输出信号43、44、45与46。经复合QPSK运算所获得的输出信号43、44、45与46，对应于经式(2)运算所得的四项。也就是，如式(2)所给出的，复合QPSK运算的作用在于让输入的ICH与QCH信号和扩频码(扰频码)的ICH与QCH信号相乘，以产生(Di·Ci·Si)、(Dq·Cq·Sq)、(Di·Ci·Sq)与(Dq·Cq·Si)等四项。

对应于经复合QPSK运算获得的上述四项的信号43至46，经具有方根奈奎斯特特性的LPF18至21滤波，以抑制向邻道的功率泄漏。结果，获得数字信号47、48、49与50。这些数字信号47至50又经DAC22至25被转换成模拟值51、52、53与54。为了按照式(3)用增益系数G加权，用乘法器26与27处理对应含ICH数据信号Dq的项的信号44与45，以用增益系数控制器35产生的增益系数G对它们加权。

通过加法器28与29，含对应于经增益系数G加权的数据信号Dq的项的信号55与56和含对应于数据信号Di的项的数据信号51与54，被按照式(3)中的正负号相加或相减。结果，获得经扩频调制的传输模拟基带ICH信号Yi与QCH信号Yq。

假设图11所示的LPF(即方根奈奎斯特滤波器)132与133和DAC134与135具有跟LPF(即方根奈奎斯特滤波器)18至21和DAC22至25相同的特性，显然，模拟基带信号Yi等于Ri而Yq等于Rq，因此，图1所示的本发明能够实现含增益系数G的CDMA复合QPSK扩频调制。

在图1所示的复合QPSK处理器13中，因输入信号Di与Dq、第一扩频码Ci与Cq和第二扩频码Si与Sq均为单比特数字信号，通过乘法器11、12、14、15、16与17后的输出信号43、44、45与46也均为单比特信号。因此，给后续的LPF18至21的输入信号也都是单比特信号。总之，跟图11所示的传统电路配置中LPF132与133处理多比特输入的情况不同，LPF18至21只处理单比特输入。因此，可望显著缩减电路的门规模，并降低功率消耗。

接着要研究的是，跟传统的电路配置相比，本发明实际上能否提供上述效果。

为了将图1所示的CDMA调制电路LPF中的门数跟图11所示的作比较，应该评价基本部件LPF与DAC的特性。具体而言，应该确定满足邻道泄漏功率特性之要求的一个LPF(方根奈奎斯特滤波器)所需的抽头数、加权系数量化用的比特数以及DAC的比特数。参照文献4，假设邻道泄漏功率特性为-45dB/4.096MHz(当失谐5MHz时)。图2、3与4给出了分别对应作为LPF参数所需的抽头数、量化所需的比特数与一个DAC所需的比特数的邻道泄漏功率特性的计算结果。

图2给出了以过采样率为参变量的所需抽头数与邻道泄漏功率之间的关系，所示结果具有设于4、5与6倍的过采样率。从图2可知，抽头数对泄漏功率特性有很大影响。另一方面，考虑到抽头数增加时，门数也增加，为了满足上述与邻道泄漏功率特性相关的条件，抽头数应设为25至40。考虑设置一定的容限，最理想的抽头数为28。

图3给出了均方误差和用于方根奈奎斯特滤波器的加权系数量化的比特数之间的关系。为了缩减门数，必须尽可能地减少比特数。但是，由图3可知，需要5～8位来用于量化。由于从7、8位或更大的比特数起均方误差特性就开始饱和，8位量化就相当足够，尤其以采用6位量化为好。

图4给出了在后续步骤中DAC22至25所需的比特数与邻道泄漏功率之间的关系，所需的比特数为7至10位。当比特数为8位或小于8位时泄漏功率特性受比特数的影响较大，当比特数增加至9、10或更大时其作用就处于饱和状态。考虑到上述因素，比特数最好设为8或10。

由于LPF(方根奈奎斯特滤波器)是以数字滤波器的配置提供的，决定滤波器部分中功率消耗的门数，可以通过确定上述参数与向每个LPF(方根奈奎斯特滤波器)的输入比特数来估算。向每个LPF(方根奈奎斯特滤波器)的输入比特数因配置而不同，不是采用图11所示的配置，就是采用图1所示的配置。在图11所示的配置中，输入比特数由增益系数G确定，而在图1所示的配置中输入比特数是单比特的。

一般，如假设数字电路的半导体工艺相同，其功率消耗跟工作频率和门数成比例。特别是，由于下一代移动通信不仅需要处理话音而且还有处理多媒体数据，其工作频率将变得更高。因此，将电路数字部分的门数尽可能缩减就显得尤为重要。

图5给出了所有LPF(方根奈奎斯特滤波器)的门数，它取决于加权系数量化的比特数，以及当LPF(方根奈奎斯特滤波器)中的抽头数如上述被设为28时给每个LPF(方根奈奎斯特滤波器)的输入比特数。

图5中，那些输入比特数设为1的点代表在图1所示的电路配置中的LPF的特性。给四个LPF(方根奈奎斯特滤波器)18至21的输入均为单比特，同时图中示出了与加权系数量化用比特数(4、6与8比特)相对应的门数。图5中，那些输入比特数设为3、5、8与10的点代表在图11所示的电路配置中的LPF的特性。图中，以加权系数量化用比特数为参量(4、6与8位)示出了全部两个方根奈奎斯特滤波器的门数。

在以下场合，图1中LPF(方根奈奎斯特滤波器)的门数较图11中的少。在图11所示配置的调制电路中，给LPF(方根奈奎斯特滤波器)的输入比特数依据增益系数G来确定。因此，由图5可知，当LPF(方根奈奎斯特滤波器)中的加权比特数被设为4时，如果给图11中的LPF输入比特数或增益系数G等于4或更大，图1中的LPF(方根奈奎斯特滤波器)门数就相对较小。当加权比特数被设为6或8时，如果给图11中的LPF输入比特数或增益系数G等于或大于6，图1中的LPF(方根奈奎斯特滤波器)的门数就相对较小。应注意，因电路配置的不同，图5中门数的估计值会有偏差。

与此形成对比的是，当给图11中的LPF的输入比特数或增益系数G为4比特或更少时，而图1中的LPF有25至40个加权系数为5至8比特的抽头，且DAC的比特数(即滤波器输出信号的比特数)为8至10比特，图11中的传统电路配置的门数就变得相对较小。

图6所示为本发明的另一实施例。在图6中，供给CDMA复合QPSK扩频调制电路的输入为数字数据信号(Di、Dq)。该电路包括：第一扩频码发生器31与32；第二扩频码发生器33与34；复合QPSK处理器13；LPF(即方根奈奎斯特滤波器)18至21；增益系数控制器35；加权乘法器61与62；加法器63与64；以及DAC65与66。

独立的数字数据信号Di与Dq由乘法器11与12用扩频码发生器31与32产生的第一扩频码Ci与Cq加以扩频调制，以产生经扩频调制的信号(Di·Ci)41与(Dq·Cq)42。经扩频调制的信号41与42被输入至复合QPSK处理器13用扩频码发生器33与34产生的第二扩频码Si与Sq进行复合QPSK运算。作为用第二扩频码(Si、Sq)进行的复合QPSK运算的结果，信号(Di·Ci、Dq·Cq)41与42被输入复合QPSK处理器13，经转换后得到输出43至46。复合QPSK运算的输出43至46对应于经式(2)的运算所得到的四项。换言之，如式(2)所示，复合QPSK运算的作用在于将输入信号ICH与QCH同扩频码(扰频码)的ICH与QCH信号相乘，以确定上述四项。

对应于上述四项的信号43至46经具有方根奈奎斯特特性的LPF18至21滤波，以抑制邻道功率泄漏。结果，获得数字信号47至50。为了按照式(3)用增益系数G进行加权，对应于含ICH数据信号Dq的信号48与50经乘法器61与62处理，以用由增益系数控制器35产生的增益系数G进行加权。含对应于经增益系数G加权的数据信号Dq的信号70与71和含对应于数据信号Di的项的信号47与49，依据其在式(3)中的正负号通过加法器63与64进行相加或相减。由此，便获得经扩频调制的传输基带ICH数字信号72与QCH数字信号73。

经扩频调制的传输基带ICH数字信号72与QCH数字信号73，经DAC 65与66转换成经扩频调制的传输基带模拟信号。

图6所示的方案具有这样的优点：它所需要的DAC比图1所示的配置少，但却具有图1所示的上述发明方案的效果。

虽然，在图1、11与6所示的CDMA复合QPSK扩频调制装置中，用两种扩频码来实现扩频与扰频，显然只用一种扩频码也可以取得同样的效果。也就是，供给复合QPSK处理器13的输入信号不必总是经过扩频调制的，但是本发明对于数据信号(Di、Dq)或涉及增益系数G的数据信号(Di、GDq)的作用是有效的。

虽然在以上说明中，增益系数G被加到正交信道信号上，该增益系数也可以加到同相信道信号上，或者将增益系数既加到同相信道信号也加到正交信道信号上。显然在这种场合，通过基于加到同相信道的增益系数来归一化信号，可以取得相同的效果。工业应用的可能性

如上所述，由于本发明采用了一种方根奈奎斯特滤波器配置，以及一种考虑到邻道泄漏功率特性与增益系数的复合QPSK扩频调制方案，本发明能够缩减门规模并因而降低功率消耗，因此适用于CDMA移动通信系统及其他类似系统。

Claims

1.一种处理待发射同相与正交信道信号的CDMA调制方法，该方法进行如下的处理：用增益系数加权所述信号中的至少一种信号，对经由基于复合扩频码的复合QPSK扩频调制获得的信号进行低通滤波，对信号作数模转换以产生基带传输信号；

其特征在于：用所述增益系数的所述加权不是在所述低通滤波之后就是在所述数模转换之后进行。

2.一种CDMA调制装置，其中包括：

至少一个复合扩频码发生器；

一个基于所述复合扩频码发生器产生的复合扩频码，对待发射同相与正交信道信号进行复合QPSK扩频调制的复合QPSK处理器；

多个与所述复合QPSK处理器的信号输出端连接的低通滤波器；

多个对已通过所述低通滤波器的信号进行数模转换的数模转换器；

多个给对应于待发射同相或正交信道信号的项加权增益系数的增益系数乘法器；以及

多个将经加权的信号相加而产生复合QPSK扩频调制信号的加法器；

其特征在于：所述增益系数乘法器被设置在所述低通滤波器或数模转换器的下游。

3.如权利要求2所述的CDMA调制装置，其特征在于：所述低通滤波器具有用于加权系数量化的、有25至40个5～8比特抽头的方根奈奎斯特特性的数字滤波器配置。

4.如权利要求2或3所述的CDMA调制装置，其特征在于：在所述增益系数分配给经数模转换的传输信号时，所述增益系数是数字控制的，以便对通过所述数模转换器的所述信号进行加权。

5.如权利要求2、3或4所述的CDMA调制装置，其特征在于：当分别给待发射的所述同相与正交信道信号加权时，加到该两个信道信号之一的增益系数被用来归一化加给另一信道信号的增益系数，因此可只对一个信道信号进行增益控制。

6.一种CDMA调制装置，其中包括：

至少一个复合扩频码发生器；

一个给对应于待发射的同相或正交信道信号的项加权一个增益系数的增益系数乘法器；

一个基于所述复合扩频码发生器产生的复合扩频码，对已通过所述增益系数乘法器的信道信号和另一信道信号进行复合QPSK扩频调制的复合QPSK处理器；

多个用以将所述复合QPSK处理器的输出相加而产生复合QPSK扩频调制信号的加法器；

多个用以接收所产生的复合QPSK扩频调制信号的低通滤波器；以及

多个用以对已通过所述低通滤波器的信号进行数模转换的数模转换器；

其特征在于：所述增益系数由一个4比特的或更小比特数的信号构成。

7.如权利要求6所述的CDMA调制装置，其特征在于：所述低通滤波器具有用于加权系数量化的、有25至40个5～8比特抽头的方根奈奎斯特特性数字滤波器配置，且所述数模转换器的比特数被设为8～10。