CN102801440A - 为发射器提供信号度量的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种为发射器提供信号度量的方法，该发射器传输的信号由选自多个缩放结合备选方案中的一个来进行振幅缩放，该缩放结合备选方案包括该信号的符号振幅以及缩放因子。该方法包括：提供多个功率值的相位参数，每个相位参数对应所述多个缩放结合备选方案中的一个；以及根据该相位参数计算所述功率值，以及根据该功率值计算该信号度量。本发明还提供一种为发射器提供信号度量的装置。

Description

为发射器提供信号度量的方法及装置

技术领域

本发明涉及为通信系统的发射器提供信号度量的方法及装置，尤其涉及提供计算复杂度减少的非线性信号度量的方法及装置。

背景技术

通信系统，尤其是无线通信系统已成为现代社会的重要组成部分。一般来说，在无线通信系统中，基站建立的无线电波覆盖一个单元，因此一个终端(如用户设备(user equipment，简称为UE))可以通过流经基站和终端之间的无线通信信道的信号传输与基站通信。通过不同的通信参数组合，如不同调制方案和/或编码方案的组合，使得涉及无线信号传播的环境以及媒介的通信信道可以分割成多址的多个物理信道。部分物理信道执行下行信道以实现从基站到终端的传输，而其他物理信道则分配为上行信道以实现从终端到基站的传输。从另一个方面来说，部分物理信道用于数据传输，而其他物理信道则用于控制信息传输，该控制信息用于初始化、管理、移交和/或结束该通信信道。

在无线通信系统中，终端配备有一个用于形成和发送上行信号到基站的发射器，该发射器包括一个功率放大器(power amplifier，以下简称PA)用于信号传输。由于功率放大器的线性特性，发射器的最大发射功率受到发射波形的峰均功率比(Peak-to-Average Power Ratio，以下简称PAPR)限制。例如，在第三代(3G)宽带码分多址(WCDMA)标准中，通过多码传输技术，可在上行方向上支持更高的数据传输速率。上行信道可同时在Release 6规范中建立，例如，组建4个E-DPDCHs(增强型专用物理数据信道)、1个E-DPCCH(增强型专用物理控制信道)、1个DPCCH(专用物理控制信道)，和1个HS-DPCCH(高速专用物理控制信道)。并且，众所周知，由于采用复杂的调幅系统会导致更高的PAPR，并因此要求更大的PA线性范围以获得同均方根根(root-mean-square，以下简称RMS)功率。防止功率放大器要求更高线性度的方法之一是减少对最大传输功率的要求，以保持终端具有合理的成本和功耗。此外，如果发射功率超过具有线性特性的最大功率，会出现非线性失真且形成带内以及带外的干扰源。在第三代合作伙伴计划(3GPP)的技术规范25.101中，定义立方量度(cubic metric，以下简称CM)来确定第三阶互调失真的数量和接近传输信号的PAPR。基于CM的价值，通过最大功率减少(maximum power reduction，以下简称MPR)的减少量(back-off)，可确定MPR以及减少的最大发射功率，以尽量减少非线性效应。因此，通过动态改变最大功率，可在不考虑物理信道配置和PAPR的特点的情况下充分利用PA的线性范围。该CM以及MPR的计算公式为：

v＝rl+j＊rQ，v_norm＝v/|v |--(eq1)

$\mathrm{CM}\_\mathrm{unq}=c1*20\·{\log }_{10}\left({\left(v_{\mathrm{norm}}^3\right)}_{\mathrm{rms}}\right)+c2$

$\mathrm{CM}={\mathrm{CEIL}}_{0.5\mathrm{dB}}(c1*20\·{\log }_{10}\left({\left(v_{\mathrm{norm}}^3\right)}_{\mathrm{rms}}\right)+c2)--\left(\mathrm{eq}2\right)$

MPR＝max(CM-1，0)--(eq3)

MPR_unq＝max(CM_unq-1，0)

其中，v为经传播(spreading)、缩放因子缩放、IQ映射12(IQ mapping)、扰码(scrambling)、以及脉冲整形滤波后的传播波形；CM_unq是一个非量化的CM，MPR_unq是一个非量化的MPR；Vnorm是规范化版本的波形v，函数|v|是v的绝对值；函数(*)rms是输入参数的均方根值；c1和c2是取决于物理信道配置的两个常数，包括物理信道数(Nphch)、扩频因子、信道码等，也依赖基于参考波形的CM的归一化。而提升整数函数CEIL_0.5dB(*)则用于将输入参数提升至最少间隔为0.5dB的最接近数值，该最接近数值大于等于该输入参数。举例来说，该提升函数CEIL_0.5dB(*)可将0.35dB提升为0.5dB，或者将0.15dB提升为0.5dB，或者将-0.45dB提升为0dB，等等。

MPR用于控制发射功率以判断所允许的最大功率。也就是说，MPR必须在波形产生之前计算出来，且很大程度上取决于物理信道配置。在3GPP中，信道配置可在每个时隙内改变两次(一个时隙是一个预定的时间间隔，约为11/15毫秒)，从而使得MPR的可处理时间受到限制。而CM计算必须预测发射波形形成之前的实际CM，且在严格的时间限制下工作。另一个困难是该CM计算涉及立方操作以及涉及在定点实现中的高动态范围。

发明内容

本发明揭露一种减少时间限制且可降低计算难度的为发射器提供信号度量的方法及装置。

一种为发射器提供信号度量的方法，该发射器传输的信号由选自多个缩放结合备选方案中的一个来进行振幅缩放，该缩放结合备选方案包括该信号的符号振幅以及缩放因子。该方法包括：提供多个功率值的相位参数，每个相位参数对应所述多个缩放结合备选方案中的一个；以及根据该相位参数计算所述功率值，以及根据该功率值计算该信号度量。

一种为发射器提供信号度量的装置，该发射器传输的信号由选自多个缩放结合备选方案中的一个来进行振幅缩放，该缩放结合备选方案包括该信号的符号振幅以及缩放因子。该装置包括：累积单元，用于提供多个功率值的相位参数，每个相位参数对应所述多个缩放结合备选方案中的一个；以及计算单元，用于根据该相位参数计算所述功率值，以及根据该功率值计算该信号度量。

上述为发射器提供信号度量的方法及装置根据缩放结合轮流计算立方度量(CM)，而不是通过时域积分(temporal integration)运算来计算立方度量，从而可以有效地降低计算所需的成本和资源(时间、功率、计算硬件等)。

附图说明

图1为本发明一实施方式提供的发射器的结构示意图。

图2为本发明一实施方式提供的功率值对照表。

图3为图1的发射器的度量计算模块的示意图。

图4至图6为图3的度量计算模块的调整选择器的调整系数选择方案参照图。

具体实施方式

在本说明书以及权利要求书当中使用了某些词汇来指代特定的组件。本领域的技术人员应可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同样的组件。本说明书及权利要求并不以名称的差异作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异作为区分的准则。在通篇说明书及权利要求当中所提及的“包含”是一个开放式的用语，因此应解释成“包含但不限定于”。另外，“耦接”一词在此包含任何直接及间接的电气连接手段。因此，若文中描述第一装置耦接于第二装置，则代表第一装置可以直接电气连接于第二装置，或通过其它装置或连接手段间接地电气连接至第二装置。

请参考图1，其为本发明一实施方式提供的发射器10。该发射器10可以应用到无线通信系统终端，如：应用到符合3GPP标准/规范的移动通信系统的用户终端设备(UE)中。由发射器10传输的数据和/或信息的位元被整理为多个模块(例如传输模块)，该多个模块可被设置为一个或多个信道(例如物理信道)，具体的，如从信道CH(1)，CH(2)，...，CH(n)到信道CH(Nphch)。本实施方式中，该些信道可以分别是一个DPDCH、一个DPCCH、一个HS-DPCCH、一个E-DPCCH和四个E-DPDCHs。每个信道CH(n)的位元乘以相应的信道码cs(n)并由相应的缩放因子bt(n)进行缩放以进行传播，然后通过一个IQ映射12与同相部分和/或正交相部分进行映射。其中，该IQ映射12的结果往往表示为一具有实部(对应于同相部分)和虚部(对应于正交相部分)的复数。不同信道的信道码可以不同，不同信道的缩放因子可以不同或相同。信道的数目(即Nphch)可以根据不同的应用场景进行具体设置。例如，为了支持基本的WCDMA功能，需要分配信道DPDCH和DPCCH；而为了支持先进的HSDPA(高速下行分组接入信道)，需要同时采用三个信道：DPDCH、DPCCH和HS-DPCCH。对于采用了HSDPA和更先进的HSUPA(高速上行分组接入信道)的应用场景，可建立五到七个信道，包括一个DPDCH、一个DPCCH、一个HS-DPCCH、一个E-DPCCH以及一到四个E-DPDCH(s)。不同的应用场景可以相互切换，例如，时隙(slot)轮流切换。

信道CH(1)至CH(Nphch)的各个IQ映射12的结果通过一个加法器14进行叠加，其叠加的总和通过一个扰码scr(例如，一个复杂的扰码)进行混合(scrambled)，然后进一步通过一个实部提取器16a以及一个虚部提取器16b分解为实部和虚部两部分。一个脉冲整形滤波器18a形成一数字信号波形以传输该实部，而另一个脉冲整形滤波器18b形成另一个数字信号波形以传输该虚部。该实部和虚部的数字信号波形分别由两个DAC(数模转换器)20a和20b转换成相应的模拟信号波形。由此产生的模拟信号波形分别通过两个低通滤波器22a和22b进行滤波，并分别由一个放大器模块24的两个可控放大器26a和26b进行放大。然后，两个放大后的波形通过一个上行变频器28根据适当的相位和载波频率调制成一个调制信号。所述调制信号承载着代表将要发送的位元符号，并被一个可控放大器(PA)30放大，然后通过天线32传播到空气中。

所述PA 30设定适当的信号功率电平，以保证正确接收基站信号的信号强度。为了将调制信号的振幅限制在PA 30的线性范围内，该发射器10还包括一个度量计算模块36和一个功率控制模块34。该功率控制模块34通过判断增益设定分布是在该上行变频器28之前还是之后，来确定实际发射功率。

虽然多码传输可提供更高的数据传输速率，但也意味着如果采用具有较大PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)的物理信道配置，则在终端10中可获得的RMS(root-mean-square)功率会较小。而该终端10需要保证峰值功率不会引起PA 30的非线性失真，而较小的RMS功率无法满足此条件。因此，需要有适当的功率控制。本实施方式中，为了实现适当的功率控制，该功率控制模块34根据物理信道配置和/或由度量计算模块36提供的CM(cubic metric)来判断最大的功率损耗(与一个参考波形的最大幅度相比)。

该度量计算模块36在传输信号(如低通滤波器22a和22b的模拟信号波形)产生之前提供预测MPR的功能。根据方程eq1和eq2(请参阅背景技术)，一种计算立方度量CM的方法，是生成运作于多个芯片速率(chip rate)的时域波形(temporal waveform)v以表征该脉冲整形滤波器18a和18b的作用，以及通过数值时域积分(numerical temporal integration)计算波形v的均方根(root-mean-square)。但此种计算方法耗时且非常复杂。

本发明根据全部信号幅值中的随机期望值来计算所述CM，而不是通过即将被传输的信号的时域波形来计算CM。由于即将被传输的信号(以下简称ve)会被正弦载波信号调制，信号ve的振幅(例如，信号包络的峰值振幅)可控制其均方根。在给定应用场景的任何特定时刻(例如，传输信号符号的时间段内)，信号ve承载一个或多个同步符号，该同步符号分别对应一个或多个不同的共存(co-existing)信道，如此，信号ve的振幅可以根据共存信道的同步符号来确定。其中，每一个同步符号的符号振幅由对应信道的缩放因子进行缩放。对于每一个符号，符号振幅是根据符号值从构象映射(constellation mapping)的多个符号振幅备选方案中选出的，而缩放因子是根据信道配置从多个缩放因子备选方案中选择的。

该同步符号的符号振幅备选方案和共存信道的缩放因子备选方案结合起来，并形成缩放结合备选方案。由此，一功率值(power terms)A(i)被定义为代表在其中一个缩放结合备选方案之下的信号ve的振幅：

$A\left(i\right)=\{{\mathrm{rI}}^2\left(i\right)+{\mathrm{rQ}}^2\left(i\right)|\mathrm{rI}\left(i\right)=\underset{x\∈I}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{al}(i,x)*\mathrm{bt}\left(x\right);\mathrm{rQ}\left(i\right)=\underset{y\∈Q}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{al}(i,y)*\mathrm{bt}\left(y\right)\}$

其中，元素i表示其中一个缩放结合备选方案，该缩放结合备选方案为结合符号振幅备选方案和缩放因子备选方案的集合。rI(i)和rQ(i)是分别对应于信号ve的同相部分和正交相部分的两个相位。元素x表示由同相部分承载的每个同步(或共存)信道，元素y表示由正交相部分承载的每个共存信道。al(i，x)(或者al(i，y))代表选自对应信道的多个符号振幅备选方案之一的一个符号振幅，该信道由x(或者y)索引(indexed)。bt(x)(或者bt(y))是从对应信道的多个缩放因子备选方案中选取出来的一个缩放因子，该信道由x(或者y)索引(indexed)。

可以理解，在某些实施方式中，rI(i)和rQ(i)之一有可能等于零，此时，功率值A(i)仅需要根据非零的rI(i)或rQ(i)来计算。

请参考图2，其为所述功率值A(i)的一个实施方式。假设两个信道(由ch1以及ch2索引)均通过同相载波，没有正交相信道，则相位参数rI(i)将两个信道参数al(i，ch1)*bt(ch1)和al(i，ch2)*bt(ch2)相加总，且消除(vanishes)相位参数rQ(i)。本实施方式中，al(i，ch1)以及al(i，ch2)中的任一个符号振幅选自备选方案{1，3}，而缩放因子bt(ch2)则是从备选方案{bt_ch2，-bt_ch2}中选择其一。因此，可获得八个(从A(0)至A(7))覆盖参数al(i，ch1)，al(i，ch2)以及bt(ch2)的所有备选方案的功率值。

一般来说，对于相当于BPSK(二进制相移键控)的QPSK(正交相移键控)调制，在同相分支和正交相分支的一者中，用于构象映射的对应符号振幅是从两个备选方案{1，-1}中选取的。对于相当于4-PAM(脉冲幅度调制)的16-QAM(正交幅度调制)，在同相分支和正交相分支的一者中，符号振幅跨越(spans)四个备选方案{1，-1，3，-3}。对于在每一个同相和正交相分支中的具有8-AM的64-QAM，该符号振幅具有八个备选方案{1，-1，3，-3，5，-5，7，-7}。对于某些信道，缩放因子跨越两个备选方案：一个正值和一个负值。由于符号振幅备选方案和缩放因子备选方案的数量是2的次方，因此功率值A(i)的数量也是2的次方。例如，假设有3个具有非零缩放因子的信道为同相分支，4个具有非零缩放因子的信道为正交相分支，且所有信道都使用BPSK传输，则功率值A(i)的数量将是32，即：从A(0)到A(31)。具体计算过程为：假设所述3个具有非零缩放因子的信道分别为a、b、c，则结合方式包括：a(±)b(±)c四种，假设所述4个具有非零缩放因子的信道分别为d、e、f、g，则结合方式包括：d(±)e(±)f(±)g八种，则所述功率值A(i)的数量为4*8＝32。

鉴于功率值A(i)涵盖了信号振幅的所有可能性，该CM可根据信号度量M3获得，所述估算信号ve的三阶失真的信号度量M3通过下列公式计算：

$M3=20\·{\log }_{10}\left({\left({\mathrm{ve}}_{\mathrm{norm}}^3\right)}_{\mathrm{rms}}\right)$

$=10\·{\log }_{10}\left(\frac{E\left[{({\mathrm{rI}}^2+{\mathrm{rQ}}^2)}^3\right]}{{\left(E\right[{\mathrm{rI}}^2+{\mathrm{rQ}}^2\left]\right)}^3}\right)=10\·{\log }_{10}\left(E\right[{({\mathrm{rI}}^2+{\mathrm{rQ}}^2)}^3\left]\right)-10\·{\log }_{10}\left({\left(E\right[{\mathrm{rI}}^2+{\mathrm{rQ}}^2\left]\right)}^3\right)$

$=10\·{\log }_{10}\left(\frac{1}{2^K}\underset{i=0}{\overset{2^K-1}{\mathrm{\Σ}}}A{\left(i\right)}^3\right)-10\·{\log }_{10}\left({\left(\frac{1}{2^K}\underset{i=0}{\overset{2^K-1}{\mathrm{\Σ}}}A\left(i\right)\right)}^3\right),$

其中，2^K是功率值A(i)的总个数，函数E[*]提供随机期望值，该随机期望值可以根据功率值A(i)进行估算。例如，同相部分rI和正交相部分rQ的平方和的3次方可以通过每个功率值A(i)的3次方的平均值估算。请注意，该CM还可以通过方程eq2由度量M3获得。也就是说，在不借助波形均方根的数值时域积分的情况下，也可以轻易地获得该CM(MPR同理)。

可以理解，在某些实施方式中，

和之一有可能等于零，此时，信号度量M3可以仅根据不等于零的部分来计算。

请参考图3，其为本发明一实施方式提供的度量计算模块36。该度量计算模块36包括一个累积单元38、一个计算单元40和一个映射单元46。该累积单元38包括一个或多个功率模块44，每个功率模块44对应于一个功率值A(i)且包括两个相位积分器42a以及42b。该相位积分器42a对应于同相分支，其通过将对应于同相分支的共存信道的信道参数al(i，x)*bt(x)进行积分，而生成相位参数rI(i)。同理，该相位积分器42b对应于正交相分支，其通过将对应于正交相分支的共存信道的信道参数al(i，y)*bt(y)进行积分，而生成相位参数rQ(i)。该相位积分器42a形成一个能够为每个功率值A(i)提供相位参数rI(i)的相位模块，而相位积分器42b形成另一个能够为每个功率值A(i)提供相位参数rQ(i)的相位模块。根据每个功率值A(i)的相位参数rI(i)以及rQ(i)，该计算单元40可计算出该功率值A(i)和该信号度量M3。

该信号度量M3还可以进一步调整以获得该CM。该映射单元46提供一个映射函数50至该度量M3。在图3的实施方式中，该映射函数50执行一线性映射，该线性映射通过函数：ym＝a*xm+b将输入xm映射到相应的输出ym中，其中，a为增益调整系数，b是偏移调整系数。该映射函数50的输出因此被一量化单元52量化，该量化单元52执行方程eq2中的提升函数(ceiling function)。

调整选择器48提供该调整系数a和b。具体的，该调整选择器48根据信道配置和/或其他相关参数(如表示在扩频期间有多少芯片的位元被编码的扩频因子)，从多个备选方案中选择一组合适的调整系数(a，b)。在本实施方式中，不同组合的调整系数(a，b)可根据通信协议/标准分类。

可以理解，在某些实施方式中，a和b之一有可能等于零，此时，仅需要根据不为零的a或b即可。

请参考图4，其为本发明一实施方式提供的由调整选择器48跟进的调整系数选择流程100。如果信号仅仅由WCDMA信道传输，则选择第一组调整系数(a，b)。如果信号将由WCDMA和HSDPA(但不是HSUPA)信道传输，则选择第二组调整系数(a，b)。如果信号将由WCDMA，HSDPA和HSUPA信道传输，则选择第三组调整系数(a，b)。也就是说，有3组不同的调整系数(a，b)分别适用于：仅支持WCDMA、支持WCDMA+HSDPA和支持WCDMA+HSDPA+HSUPA的应用场景，具体根据所采用的应用场景来选择。该调整系数选择流程100可以在一个新的CM值被计算出来时开始执行。

请参考图5，其为本发明另一实施方式提供的第二种调整系数选择方式。根据有源代码数字，可以知道所使用的信道的数量，并因此可以根据用于通信的信道数量来决定所需选择调整系数。例如，如果有源代码数字为0，则选择第一组调整系数(a，b)，如果有源代码数字为1，则选择第二组调整系数(a，b)，等等。

请参阅图6，其为本发明又一实施方式提供的另一个调整系数选择流程300，该流程300由该调整选择器48执行。该流程300包括下列步骤：

步骤302，根据对应的缩放因子是否为0，可知道E-DPDCH是否未被使用。如果E-DPDCH未被使用，则进入步骤304，否则进入步骤314。

步骤304，根据另一个关联的缩放因子是否等于0，可知道HS-DPCCH是否未被采用。如果未被采用，则进入步骤306，否则进入步骤310。

步骤306，根据又一个对应的缩放因子是否等于0，可以知道E-DPCCH是否未被利用。如果未被利用，则进入步骤308，否则进入步骤310。

步骤308，由于HSDPA和HSUPA未被应用，直接将该CM设置为0。

步骤310，依据一对应参数是否被设置为1，可知道DPDCH是否被设置来使用。如果DPDCH被设置来使用，则进入步骤312，否则进入步骤322。

步骤312，选择第一组调整系数(a，b)。

步骤314，如果DPDCH被设置来使用，则进入步骤316，否则进入步骤324。

步骤316，如果E-DPDCH的数量为1，则进入步骤318，否则进入步骤320。

步骤318，为映射函数50选择第七组调整系数(a，b)。

步骤320，选择第八组调整系数(a，b)。

步骤322，选择第二组调整系数(a，b)。

步骤324，如果第一E-DPDCH的扩频因子大于或等于2，则进入步骤332，否则进入步骤326。

步骤326，如果仅一个E-DPDCH被使用，则进入步骤328，否则进入步骤330。

步骤328，为映射函数50选择第三组调整系数(a，b)。

步骤330，选择第三组调整系数(a，b)。

步骤332，如果两个E-DPDCH被使用，则进入步骤334，否则进入步骤336。

步骤334，选择第五组调整系数(a，b)。

步骤336，选择第六组调整系数(a，b)。

流程300演示了在考虑到将被采用的信道的种类、信道的数量以及将采用的扩频因子时的调整系数选择。该调整选择器48可以按照流程100、200和300来决定一组适当的调整系数(a，b)，以适应不同的应用场景。不同组调整系数(a，b)的值可以根据模拟和/或具体实验的统计来校准。例如，每个应用场景中的度量M3和对应的CM可通过模拟和/或实验估算，从而能够获得每个场景的M3-CM映射。因此，不同的M3-CM映射可分别由不同的调整系数表征。且，具有相似的M3-CM映射的场景可被分组以共享同一组调整系数。可以理解，尽管图3的实施方式采用线性映射，在不同的实施方式中，其他种类的映射(如非线性映射)也可以被采用。

该度量计算模块36可以由硬件、固件和/或软件来实现。例如，发射器10可以由一控制器(未图示)控制，该控制器执行存储在存储器(易失性或非易失性)中的程序指令来实现度量计算模块36的功能。不同的调整系数(a，b)可以存储为一个查询表的多个目录。除了度量M3，该功率值A(i)还可进一步推广到由信号度量M(n)来计算高阶(例如，n阶)失真，具体公式为：

$M\left(n\right)=20\·{\log }_{10}\left({\left({\mathrm{ve}}_{\mathrm{norm}}^n\right)}_{\mathrm{rms}}\right)$

$=10\·{\log }_{10}\left(\frac{E\left[{({\mathrm{rI}}^2+{\mathrm{rQ}}^2)}^n\right]}{{\left(E\right[{\mathrm{rI}}^2+{\mathrm{rQ}}^2\left]\right)}^n}\right)=10\·{\log }_{10}\left(E\right[{({\mathrm{rI}}^2+{\mathrm{rQ}}^2)}^n\left]\right)-10\·{\log }_{10}\left({\left(E\right[{\mathrm{rI}}^2+{\mathrm{rQ}}^2\left]\right)}^n\right)$

$=10\·{\log }_{10}\left(\frac{1}{2^K}\underset{i=0}{\overset{2^K-1}{\mathrm{\Σ}}}A{\left(i\right)}^n\right)-10\·{\log }_{10}\left({\left(\frac{1}{2^K}\underset{i=0}{\overset{2^K-1}{\mathrm{\Σ}}}A\left(i\right)\right)}^n\right).$

也就是说，信号度量M(n)可以根据每个功率值A(i)的n次方之和以及该功率值A(i)总和的n次方来计算。对于某些PA 30，可以很好地塑造(modeled)高阶失真的影响(effect)，且可以根据对高阶度量M(n)的认识更好地控制其性能。

综上所述，本发明设法根据缩放结合轮流计算CM，而不是通过时域积分(temporal integration)运算来计算CM，从而可以有效地降低计算所需的成本和资源(时间、功率、计算硬件等)。虽然本发明参考了WCDMA/HSDPA/HSUPA以更好地了解上述讨论内容，然而，本发明可推广至需要估算信号的非线性度量的任何发射器和/或通信系统。

虽然本发明已以较佳实施方式揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中的技术人员，在不脱离本发明的范围内，可以做一些改动，但均属于本发明的保护范围内。

Claims (24)

1.一种为发射器提供信号度量的方法，该发射器传输的信号由选自多个缩放结合备选方案中的一个来进行振幅缩放，其特征在于，该方法包括：

提供多个功率值的相位参数，每个相位参数对应所述多个缩放结合备选方案中的一个；以及

根据该相位参数计算所述功率值，以及根据该功率值计算该信号度量。

2.如权利要求1所述的为发射器提供信号度量的方法，其特征在于，该信号承载多个信道，且该方法进一步包括：

对于每一个功率值，提供多个分别与该多个信道对应关联的信道元素；以及

根据对应的多个信道元素的总和计算每一个功率值。

3.如权利要求1所述的为发射器提供信号度量的方法，其特征在于，该信号承载多个符号，每个符号由一个符号振幅承载，该符号振幅选自多个对应符号振幅备选方案中的一个，该方法进一步包括：

根据其中一个符号振幅备选方案计算对应的功率值。

4.如权利要求1所述的为发射器提供信号度量的方法，其特征在于，该信号承载多个信道，每个信道由对应的缩放因子承载，每个缩放因子选自多个对应的缩放因子备选方案之一，该方法进一步包括：

根据其中一个缩放因子备选方案计算对应的功率值。

5.如权利要求1所述的为发射器提供信号度量的方法，进一步包括：

根据功率值的n次方和计算该信号度量。

6.如权利要求1所述的为发射器提供信号度量的方法，进一步包括：

根据功率值总和的n次方计算该信号度量。

7.如权利要求1所述的为发射器提供信号度量的方法，其特征在于，该信号承载不同相位的第一相位部分和第二相位部分，该方法进一步包括：

对于每一个功率值，提供与第一相位部分相关联的对应的第一相位元素和与第二相位部分关联的对应的第二相位元素；

根据第一相位元素和第二相位元素的平方和计算每一个功率值。

8.如权利要求7所述的为发射器提供信号度量的方法，其特征在于，该第一相位部分承载第一数量的第一信道，该第二相位部分承载第二数量的第二信道，该方法进一步包括：

对于每一个功率值，提供对应的第一数量的第一信道元素和对应的第二数量的第二信道元素，该第一数量的第一信道元素分别与第一数量的第一信道关联，该第二数量的第二信道元素分别与第二数量的第二信道关联；以及

根据第一数量的第一信道元素的总和提供对应的第一相位元素，且根据第二数量的第二信道元素的总和提供对应的第二相位元素。

9.如权利要求8所述的为发射器提供信号度量的方法，其特征在于，每个第一信道以及每个第二信道均承载多个符号，每个符号由第一信道以及第二信道中的一个符号振幅承载，该符号振幅选自多个符号振幅备选方案中的一个，且该方法进一步包括：

提供第一信道元素的第一数量以及第二信道元素的第二数量，并根据该第一数量以及第二数量的乘积计算该功率值的个数。

10.如权利要求1所述的为发射器提供信号度量的方法，进一步包括：

通过一调整系数加权以及偏移该信号度量，该调整系数包括一调整增益以及一调整偏移量中至少之一者。

11.如权利要求10所述的为发射器提供信号度量的方法，其特征在于，该信号承载多个信道，该方法进一步包括：

根据该多个信道的配置决定该调整系数。

12.如权利要求10所述的为发射器提供信号度量的方法，其特征在于，该发射器根据选自多个参数备选方案的一个参数来发射信号，且该方法进一步包括：

根据所选择的参数决定该调整系数。

13.一种为发射器提供信号度量的装置，其特征在于，该发射器传输的信号由选自多个缩放结合备选方案中的一个来进行振幅缩放，该装置包括：

累积单元，用于提供多个功率值的相位参数，每个相位参数对应所述多个缩放结合备选方案中的一个；以及

计算单元，用于根据该相位参数计算所述功率值，以及根据该功率值计算该信号度量。

14.如权利要求13所述的为发射器提供信号度量的装置，其特征在于，该信号承载多个信道，对于每一个功率值，该累积单元提供多个分别与多个信道对应关联的信道元素，该计算单元根据对应的多个信道元素的总和计算每一个功率值。

15.如权利要求13所述的为发射器提供信号度量的装置，其特征在于，该信号承载多个符号，每个符号由一个符号振幅承载，该符号振幅选自多个对应符号振幅备选方案中的一个，该计算单元根据其中一个符号振幅备选方案计算该功率值。

16.如权利要求13所述的为发射器提供信号度量的装置，其特征在于，该信号承载多个信道，每个信道由对应的缩放因子承载，每个缩放因子选自多个对应的缩放因子备选方案之一，该计算单元根据其中一个缩放因子备选方案计算该功率值。

17.如权利要求13所述的为发射器提供信号度量的装置，其特征在于，该计算单元进一步根据功率值的n次方和计算该信号度量。

18.如权利要求13所述的为发射器提供信号度量的方法，其特征在于，该计算单元进一步根据功率值总和的n次方计算该信号度量。

19.如权利要求13所述的为发射器提供信号度量的装置，其特征在于，该信号承载不同相位的第一相位部分和第二相位部分，该累积单元进一步包括：

第一相位模块，用于提供与第一相位部分相关联的对应的第一相位元素；以及

第二相位模块，用于提供与第二相位部分关联的对应的第二相位元素；

该计算单元根据第一相位元素和第二相位元素的平方和计算每一个功率值。

20.如权利要求19所述的为发射器提供信号度量的装置，其特征在于，该第一相位部分承载第一数量的第一信道，该第二相位部分承载第二数量的第二信道；对于每一个功率值，该第一相位模块提供对应的第一数量的第一信道元素，该第一数量的第一信道元素分别与第一数量的第一信道关联，并根据第一数量的第一信道元素的总和提供对应的第一相位元素；

该第二相位模块提供对应的第二数量的第二信道元素，该第二数量的第二信道元素分别与第二数量的第二信道关联，并根据第二数量的第二信道元素的总和提供对应的第二相位元素。

21.如权利要求20所述的为发射器提供信号度量的装置，其特征在于，每个第一信道以及每个第二信道均承载多个符号，每个符号由第一信道以及第二信道中的一个符号振幅承载，该符号振幅选自多个符号振幅备选方案中的一个；该第一相位模块提供第一信道元素的第一数量，该第二相位模块提供第二信道元素的第二数量，该计算模块进一步根据该第一数量以及第二数量的乘积计算该功率值的个数。

22.如权利要求13所述的为发射器提供信号度量的装置，进一步包括一个映射单元，该映射单元通过一调整系数加权以及偏移该信号度量，该调整系数包括调整增益以及调整偏移量中至少之一者。

23.如权利要求22所述的为发射器提供信号度量的装置，其特征在于，该信号承载多个信道，该映射单元进一步根据该多个信道的配置判断该调整系数。

24.如权利要求22所述的为发射器提供信号度量的装置，其特征在于，该发射器根据选自多个参数备选方案的一个参数来发射信号，且该映射单元进一步根据所选择的参数判断该调整系数。

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