JP5726906B2

JP5726906B2 - ワイヤレス通信システム用のユーザ装置（ｕｅ）のトランスミッタにおいてキュービックメトリック計算を行う方法、およびその方法を行う装置

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Publication number: JP5726906B2
Application number: JP2012552315A
Authority: JP
Inventors: マーク、ウォリス
Original assignee: エスティー‐エリクソン、ソシエテ、アノニム
Priority date: 2010-02-15
Filing date: 2011-02-14
Publication date: 2015-06-03
Anticipated expiration: 2031-02-14
Also published as: EP2360837B1; WO2011098296A1; US9019853B2; EP2360837A1; JP2013520055A; US20130279351A1; WO2011098296A8

Description

本発明は、ワイヤレスデジタル通信の分野に関し、特に、ワイヤレス通信システム用のユーザ装置（ＵＥ）のトランスミッタにおいてキュービックメトリック計算を行う方法、およびその方法を行う装置に関する。

昨今では、ワイヤレス通信の分野において、ワイヤレスネットワークを改善するための広範なリサーチが、世界中で行われている。ワイヤレス通信システムの第４世代（４Ｇ）に向けた最後の段階である、３ＧＰＰロングタームエボリューション（ＬＴＥ：Long Term Evolution）は、ワイヤレスネットワークの容量および速度を改善することに焦点を合わせている。

ワイヤレス通信システムは、基地局（ＢＳ：base station）と、ユーザ装置（ＵＥ：User Equipment）と、を含み、このユーザ装置は、ダウンリンクで基地局から無線信号を受信するレシーバと、アップリンクで基地局に無線信号を送信するトランスミッタとからなる。

ＵＥの無線送信チェーンは、チャネルを介して信号が送信される前に信号を増幅するための電力増幅器（ＰＡ）を含む。電力増幅器は、略一定の利得を有し、この利得は、増幅器の入力電力に対する出力の比で定義され、かつ、デシベルで測定される。

しかし、無線信号の特定の変調スキームにおいて、信号のピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：peak to average power ratio）が高い場合がある。特に、ＰＡＲＲは、信号の波形の測定値であり、波形の２乗平均平方根（ＲＭＳ）値によって除算される波形のピーク振幅から計算される。

高いＰＡＲＲは、電力増幅器の飽和をもたらすことによって、その出力信号ピークの歪みをもたらすことがある。次いで、この歪みは、増加したチャネル干渉および雑音を引き起こす。

この問題に対する既知の解決策は、いわゆる最大電力削減（ＭＰＲ：Maximum Power Reduction）である。特に、ＭＰＲは、送信信号が高いピーク対平均電力比を有するときはいつでも、ＵＥのトランスミッタが送信可能な最大平均送信電力を減少させる。

従来技術では、最大電力削減は、モード（高速アップリンクパケットアクセス（ＨＳＵＰＡ：High-Speed Uplink Packet Access）、高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ：High-Speed Downlink Packet Access）等）に応じて、固定された減少を適用することによって、行うことができる。

最大電力削減（ＭＰＲ）を行うもう１つのやり方は、瞬間送信信号電力Ｔｘの３乗の２乗平均平方根として定義されるメトリックに従う。３ＧＰＰ規格では、このメトリックは、“キュービックメトリック”と呼ばれる。

同じＣＭ（０．５ｄＢに四捨五入された）をもたらすパラメータの値をグループ化したソフトウェアルックアップテーブルに基づく、キュービックメトリック（ＣＭ）を推定するためのいくつかの試みが行われている。

このような解決策は、用いられるパラメータ（チャネル重み付け係数、拡散係数）の数が多く、各パラメータの範囲も大きいことから、実行不可能と思われる。

送信全体の間で、電力増幅器の過剰な歪みを避けるために、ＭＰＲ、よってキュービックメトリックが、アップリンク送信の開始の前に、よって送信するデータが利用可能である際に、決定される必要がある点に問題がある。

３Ｇの場合、アップリンク送信は、タイムスロットに分割されるが、連続的である。各タイムスロットに対して、キュービックメトリックに影響するパラメータは、スロット境界で変更することができるが、各タイムスロットの間は一定のままである。特に、上述のパラメータは、チャネル重み付け係数、チャネル拡散係数および拡散コード（ＯＶＳＦ）ならびにＩＱマッピングを含む。

多くの場合、所与のタイムスロットで送信されるべきデータは、このタイムスロットが開始するまで、利用できない。これは、信号送信において、および最大電力削減を決定する適切な時間において、キュービックメトリックを直接測定できないことを意味する。

よって、信号送信の前に、特に高価過ぎるデータ処理を必要とせずに、キュービックメトリックを計算する必要性がある。

本発明の目的は、ユーザデータの受信の前に、実データの送信に関連する有効なキュービックメトリック計算を実現する、無線通信ネットワーク用の方法およびレシーバを提供することである。

本発明のもう１つの目的は、多すぎる電力を計算が必要としない、ＵＥにおけるキュービックメトリックの計算の方法を提供することである。

本発明のさらなる目的は、より効率的な最大電力削減（ＭＰＲ）方法を組み込んだユーザ装置を実現することである。

これらおよび他の目的は、基地局（ＢＳ）と通信するユーザ装置のトランスミッタにおいて最大電力削減（ＭＰＲ）を行うために用いられるキュービックメトリックを計算する方法によって実現される。キュービックメトリックは、アップリンク送信を介してユーザのデータを実際に送信する前に計算される。

方法は、
− ＰＮ生成器を用いて、前記キュービックメトリック計算を行うために用いられるランダムデータを生成するステップと、
− 前記計算の結果を用いて、前記アップリンク送信の各タイムスロット向けに前記最大電力削減（ＭＰＲ）を適用するステップと、を含む。

好ましくは、方法は、
− 擬似乱数（ＰＮ：Pseudorandom Number）生成器を用いることにより、少なくとも１つのランダム信号を生成するステップであって、前記ランダム信号は、実信号と等価である、ステップと、
− 生成されたランダム信号を、関連するチャネルに拡散するステップと、
− 拡散されたランダム信号を、利得係数βによって重み付けするステップと、
− 重み付けされたランダム信号を、ＩチャネルおよびＱチャネルにマッピングするステップと、
− マッピングされたランダム信号を、複素数（複素スクランブリングコード）によってスクランブリングし、複素チップストリームを提供するステップと、
− 複素チップストリームを正規化するステップと、
− 正規化された複素チップストリームを、アップサンプリングおよびフィルタリングするステップと、
− （Ｖ_ｎｏｒｍ）^３ _ＲＭＳを計算することにより、正規化された複素チップストリームのキュービックメトリック（ＣＭ）計算を行うステップと、
を含み、（Ｖ_ｎｏｒｍ）_ＲＭＳは、複素チップストリームの正規化された電圧波形の２乗平均平方根である。

一実施形態において、最大電力削減（ＭＰＲ）は、ＨＳＵＰＡ（High-Speed Uplink Packet Access）に適用される。あるいは、最大電力削減（ＭＰＲ）は、高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ：High-Speed Downlink Packet Access）に適用される。

方法は、将来のロングタームエボリューション（ＬＴＥ）通信システムに適合される可能性が高い。

本発明は、また、ワイヤレス通信ネットワーク向けのユーザ装置（ＵＥ）用のレシーバを実現し、レシーバは、以下の機能に基づく最大電力削減（ＭＰＲ）を適用する目的でキュービックメトリック計算を行うトランスミッタを含む。
− 前記キュービックメトリック計算を行うために用いられるランダムデータを生成する、１組のＰＮ生成器、および
− 前記ＰＮ生成器によって生成されたランダムデータを受信し、基地局への実際のデータの送信のための次のタイムスロットで用いられる前記ランダムデータに対してキュービックメトリック計算を行う、キュービックメトリック計算手段。

一実施形態において、レシーバは、
− 擬似乱数（ＰＮ）生成器を用いることにより、少なくとも１つのランダム信号を生成する手段であって、前記ランダム信号は、実信号と等価である、手段と、
− 生成されたランダム信号を、関連するチャネルに拡散する手段と、
− 拡散されたランダム信号を、利得係数βによって重み付けする手段と、
− 重み付けされたランダム信号を、ＩチャネルおよびＱチャネルにマッピングする手段と、
− マッピングされたランダム信号を、複素数（複素スクランブリングコード）によってスクランブリングし、複素チップストリームを提供する手段と、
− 複素チップストリームを正規化する手段と、
− 正規化された複素チップストリームを、アップサンプリングおよびフィルタリングする手段と、
− （Ｖ_ｎｏｒｍ）^３ _ＲＭＳを計算することにより、正規化された複素チップストリームのキュービックメトリック（ＣＭ）計算を行う手段と、
を特に含み、（Ｖ_ｎｏｒｍ）_ＲＭＳは、複素チップストリームの正規化された電圧波形の２乗平均平方根である。

レシーバは、ワイヤレス電気通信ネットワーク向けのユーザ装置の設計に、特に適合される。

本発明の１つまたは複数の実施形態の他の特徴は、添付の図面と併せて読まれた場合に、以下の詳細な実施形態を参照することにより、最良に理解される。

一実施形態におけるキュービックメトリックの計算に用いられる様々なパラメータを特に示す図。キュービックメトリックを計算する方法の一実施形態を示す図。図２の方法を行うために適したアーキテクチャの一実施形態を示す図。拡散係数およびコードを示す表。ＩＱマッピングを示す表。乗算およびＲＲＣフィルタリングの構造を示す図。キュービックメトリック計算で行われる最後のステップを示す図。

図３〜図７と組み合わせて、図２を参照し、ユーザ装置（ＵＥ）と基地局（ＢＳ）との間のアップリンクでの信号送信のためにキュービックメトリック計算を行う方法の好適な実施形態を説明する。ＣＭ計算は、信号送信の各タイムスロット向けの最大電力削減（ＭＰＲ）を行うために、信号送信の各タイムスロットが開始する前に行われる。

信号送信の各タイムスロット向けにＭＰＲを行う理由は、ＵＥの電力増幅器の飽和を防止するために、各タイムスロット向けのＵＥの送信電力を制御することにある。

最大電力削減（ＭＰＲ）は、ＨＳＵＰＡ（High-Speed Uplink Packet Access）、および／または高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）および／またはロングタームエボリューション（ＬＴＥ）に適用される。特にｒｅｌ９９では、ＭＰＲは常にゼロである。

本発明の好適な実施形態において、図３に示されている８つの通信チャネル、すなわち、専用物理制御チャネル１２（ＤＰＣＣＨ）、専用物理データチャネル９（ＤＰＤＣＨ）、アップリンク高速専用物理制御チャネル１１（ＨＳ−ＤＰＣＣＨ）、エンハンスド専用物理制御チャネル１０（Ｅ−ＤＰＣＣＨ）、エンハンスド専用物理制御チャネル５（Ｅ−ＤＰＤＣＨ５）、エンハンスド専用物理制御チャネル６（Ｅ−ＤＰＤＣＨ６）、エンハンスド専用物理制御チャネル７（Ｅ−ＤＰＤＣＨ７）、およびエンハンスド専用物理制御チャネル８（Ｅ−ＤＰＤＣＨ８）の８つの通信チャネルを有する。

方法のステップ１１０において、少なくとも１つの擬似乱数（ＰＮ）生成器によって、ランダム信号（またはデータ）が生成される。ランダム信号は、ＵＥとＢＳの間で送信される実信号に関する、キュービックメトリックが計算されるべき統計的な等価パラメータを示すために生成される。

上述の実信号は、各タイムスロットの開始の直前に利用可能であり、よって、キュービックメトリック計算で用いるには遅すぎる。しかし、十分なサンプルにわたって計算が行われ、かつ、チャネルごとのデータが互いに相関していない場合には、以降で引き起こされる拡散ステップおよびスクランブリングステップは、信号を十分にランダム化し、これにより、キュービックメトリックを含む統計が、データ非依存となる。このようにして、ランダム信号は、キュービックメトリック計算を実現するために、実信号を置換することができる。

好ましくは、図３で示されるように、４つのＰＮ生成器１−４を用いて、ランダム信号が供給される。ＰＮ生成器は、ベースバンド送信（ＢＢＴＸ：Base Band Transmit）で用いられるスクランブルコード生成器と同一である。

ＰＮ生成器は、４つの異なる長いスクランブリングコードを生成するように構成される。

特に、ＰＮ生成器１は、第１のスクランブリングコード（コード番号１）により構成され、かつ、ＤＰＣＣＨチャネルおよびＨＳ−ＤＰＣＣＨチャネル（３．８４Ｍｂｐｓで動作するチャネル）向けのダミー信号を供給する。ＰＮ生成器２は、第２のスクランブリングコード（コード番号２）により構成され、かつ、Ｅ−ＤＰＣＣＨチャネルおよびＤＰＤＣＨチャネル向けのダミー信号を供給する。ＰＮ生成器３は、第３のスクランブリングコード（コード番号３）により構成され、かつ、Ｅ−ＤＰＤＣＨ５およびＥ−ＤＰＤＣＨ６向けのダミー信号を供給し、一方で、ＰＮ生成器４は、第４のスクランブリングコード（コード番号４）により構成され、かつ、Ｅ−ＤＰＤＣＨ７およびＥ−ＤＰＤＣＨ８向けのダミー信号を供給する。

ＰＮ生成器のクロッキングは、任意の速度で行うことができる。好ましくは、全ての生成器は、チップ速度よりも高い速度、例えば４倍のチップ速度（１５．３６ＭＨｚ）、でクロッキングされ、かつ、各サイクルで２つの１ビット出力値を生成する。特に、各ＰＮ生成器を用いて、２チャネル向けのランダム信号を供給することができ、また、４つの生成器は、８つのアップリンクチャネルの全てをサポートする必要がある。

ＰＮ生成器によって生成されたランダム信号を表す出力ビットストリームが、ランダム信号−チップ速度、すなわちＳＦ_ｉ、でサンプリングされ、かつ、保持されるが、ここでＳＦ_ｉは、それぞれの関連するチャネルｉ向けの拡散因数である。

ステップ１２０において、方法は、ＰＮ生成器によって生成されたランダム信号の８チャネルへの拡散を開始する。特に、図３に示される８つの直接シーケンス−拡散スペクトル（ＤＳ−ＳＳ：Direct Sequence-Spread Spectrum）変調器１３−２０を用いて、ランダム信号を８チャネルに拡散する。

ＤＳ−ＳＳ変調器１３−２０のそれぞれは、拡散係数と、ＯＶＳＦ生成器２１−２８により供給される直交可変拡散係数（ＯＶＳＦ：Orthogonal Variable Spreading Factor）コードとを用いる。図３に示されるように、チャネルＤＰＣＣＨ１２と、チャネルＨＳ−ＤＰＣＣＨ１１と、チャネルＥ−ＤＰＣＣＨ１０とは、それぞれ、ＯＶＳＦｋ_ｃと、拡散係数ＳＦ_ｃとを有する。また、チャネルＤＰＤＣＨ９は、拡散係数ＳＦ_ｄと、ＯＶＳＦｋ_ｄとを有し、一方、チャネルＥ−ＤＰＤＣＨ５−８は、拡散係数ＳＦ_{ｅｄ５−８}と、ＯＶＳＦｋ_{ｅｄ５−８}とを有する。

全てのＤＳ−ＳＳ変調器１３−２０は、ＰＮ生成器１−４のチップ速度と同様に、４倍のチップ速度（１５．３６ＭＨｚ）でクロッキングされる。また、ＤＳ−ＳＳ変調器１３−２０によって行われる変調は、ＢＢＴＸにおける有用データに対して行われるものと等価である。

図４は、８チャネルそれぞれ向けの、拡散係数および直交可変拡散係数（ＯＶＳＦ）コードを示している。

ステップ１３０において、方法は、利得係数による拡散ダミー信号の加重を開始するが、この利得係数は、ＤＰＣＣＨ１２および物理ランダムアクセスチャネルメッセージの制御部向けの利得係数β_ｃ、ＤＰＤＣＨ９およびＰＲＡＣＨメッセージのデータ部向けのβ_ｄ、ＨＳ−ＤＰＣＣＨ１１向けのβ_ＨＳ、Ｅ−ＤＰＣＣＨ１０向けのβ_ＥＣ、ならびにＥ−ＤＰＤＣＨ５−８向けのβ_{ＥＤ５−８}である。

重み付けは、ＢＢＴＸでの有用データに適用される特定の重み付け方法と等価であり、かつ、重み付けユニット３３−４０によって行われる。また、チャネルが無効化される場合、その利得係数は、ゼロに設定されるべきである。

ステップ１４０において、方法は、重み付けされたランダム信号を含むチャネルの、Ｉ合成器２９および／またはＱ合成器３０へのマッピングと、他の同様にマッピングされたチャネルの他の同様にマッピングされた信号とランダム信号の合成とを開始する。

図３に示すように、チャネルＥ−ＤＰＤＣＨ７およびチャネルＥ−ＤＰＤＣＨ８は、ＤＰＤＣＨまたはＨＳ−ＤＰＣＣＨが有効化されているか否かに応じて、Ｉ合成器２９またはＱ合成器３０に対してマッピングすることができる。全ての他のチャネルは、固定マッピングを有する。

図５は、通信システムの８チャネル５−１２の全てに対する、ＩＱマッピングを示す。

Ｉ合成器２９およびＱ合成器３０にマッピングされたチャネルは、共に合計される。出力において、好ましくは、ＩＱマッピングされたランダム信号Ｉ＋ｊＱが、Ｉ合成器およびＱ合成器の両方に対して、１４ビットでコード化される。

ステップ１５０において、方法は、スクランブリングユニット３１において、複素スクランブリングコードＳ＝ＳＩ＋ｊＳＱを適用することにより、ＩＱマッピングされたランダム信号Ｉ＋ｊＱのスクランブリングを開始する。スクランブリングコードＳは、スクランブリングコード生成器３２によって供給される。この方法の出力は、実信号と同じ集合を有する複素チップストリームである。

スクランブリングユニット３１によって行われるスクランブリングは、ベースバンド送信（ＢＢＴＸ）から受信され、かつ、アップリンクを介して送信される実データに対して行われるものと等価である。具体的には、ハードウェアにおいて、いわゆるＬＯＮＧコードに対応するようにスクランブリングコードタイプが固定され、かつ、スクランブリングコード番号は、０に設定される。スクランブリングユニットは、ＰＮ生成器チップ速度と同様に、４倍のチップ速度（１５．３６ＭＨｚ）でクロッキングされる。

ステップ１６０において、チャネル重み付け構成に依存しない一定の２乗平均平方根（ＲＭＳ：Root Mean Square）レベルを得るために、複素チップストリームを正規化する。

これは、プログラマブル係数Ｋと複素チップストリームを乗算することにより行われる。Ｋは、ソフトウェアにおいて、実信号と同じ方法で、重み付け係数から計算される。

複素チップストリームは、Ｉ合成器２９およびＱ合成器３０向けに、１つの２つの乗算器によって乗算される。

ステップ１７０において、図６に示すように、複素チップストリームは、それぞれ、チャネルＩおよびチャネルＱ向けに、乗算器４１および４２を用いてアップサンプリングされる。好ましくは、複素チップストリームは、４でアップサンプリングされる。

アップサンプリング後に、複素チップストリームは、ルートレイズドコサイン（ＲＲＣ：Root Raised Cosine）補間およびパルス成形フィルタにより、フィルタリングされる。個別かつ同じＲＲＣフィルタ４３および４４が、それぞれ、ＩチャネルおよびＱチャネル向けに用いられ、一方で、フィルタ係数は、実信号のＲＲＣフィルタと同じである。ＲＲＣフィルタリングの出力は、後続のキュービックメトリック計算ステップで用いられるＩ’チャネルおよびＱ’チャネルである。

フィルタは、１６倍のチップ速度（６１．４４ＭＨｚ）でクロッキングされるが、このチップ速度は、ＰＮ生成器チップ速度の４倍である。好ましくは、フィルタ出力は、１４ビットまで切り捨てられ、次いで１２ビットに飽和する。

ステップ１８０において、複素チップストリーム向けのキュービックメトリック（ＣＭ）計算が行われる。図７に示すように、ＣＭ計算は、最初に、ＲＲＣフィルタリングから生じたＩ’チャネルおよびＱ’チャネルを２乗および合計して、（Ｖ_ｎｏｒｍ）^３ _ＲＭＳを計算することを含む。
ここで、（Ｖ_ｎｏｒｍ）_ＲＭＳは、複素チップストリームの正規化された電圧波形の２乗平均平方根である。

Ｉ’チャネルおよびＱ’チャネルの２乗は、それぞれ、ユニット５１および５２によって行われ、一方で、２乗されたＩ’チャネルおよびＱ’チャネルの合計は、ユニット５３によって行われる。好ましくは、図７において、２乗されたＩ’ チャネルおよびＱ’チャネルの出力は、２２ビットでコード化できるように、符号を含んでいない。

合計の後に、２乗され合計されたＩ’チャネルおよびＱ’チャネルが、ユニット５４を用いて３乗される。

最後に、Ｉ’チャネルおよびＱ’チャネルの３乗の出力が、１６ビットまでに切り捨てられ、Ｉ’チャネルおよびＱ’チャネルが平均化される。好ましくは、平均化する間、最大の累積は、１スロット期間（２５６０＊４個のサンプル）、すなわち、３０ビットでの出力である。これは、次いで、１／４Ｎで乗算されるが、ここで、Ｎは、累積長さであり、キュービックメトリック予測子レジスタの長さフィールドに応じた１５３６または２５６０チップのいずれかに設定される。

累積が終わると、乗算器の出力は、１６個の下位ビット（ＬＳＢ：Least Significant Bit）である。この出力は、設計者によって要求されるように、下位ワードまたは上位ワードのいずれかにおいて、キュービックメトリック（ＣＭ）結果レジスタに書き込まれる。キュービックメトリックおよびＭＰＲ計算の残りは、ソフトウェアにおいて行われることに注意すべきである（説明されたハードウェアは、実際には、Ｖ_ｎｏｒｍ ^３ _ＲＭＳのみ計算する）。

Claims

基地局（ＢＳ：base station）と通信するユーザ装置のトランスミッタにおいて最大電力削減（ＭＰＲ：Maximum Power Reduction）を行うために用いられるキュービックメトリックを計算する方法であって、前記キュービックメトリック計算は、前記データのアップリンク送信の各タイムスロットの前に行われ、
前記方法は、
− ＰＮ生成器を用いて、前記キュービックメトリック計算を行うために用いられるランダムデータを生成するステップと、
− 前記計算の結果を用いて、前記アップリンク送信の各タイムスロット向けに前記最大電力削減（ＭＰＲ）を適用するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
− 擬似乱数（ＰＮ：Pseudorandom Number）生成器を用いることにより、少なくとも１つのランダム信号を生成するステップであって、前記ランダム信号は、実信号と等価である、ステップ（１１０）と、
− 生成された前記ランダム信号を、関連するチャネルに拡散するステップ（１２０）と、
− 拡散された前記ランダム信号を、利得係数βによって重み付けするステップ（１３０）と、
− 重み付けされた前記ランダム信号を、ＩチャネルおよびＱチャネルにマッピングするステップ（１４０）と、
− マッピングされた前記ランダム信号を、複素数（複素スクランブリングコード）（complex（valued scrambling code））によってスクランブリングし、複素チップストリームを提供するステップ（１５０）と、
− 前記複素チップストリームを正規化するステップ（１６０）と、
− 正規化された前記複素チップストリームを、アップサンプリングおよびフィルタリングするステップ（１７０）と、
− （Ｖ_ｎｏｒｍ）^３ _ＲＭＳを計算することにより、正規化された前記複素チップストリームのキュービックメトリック（ＣＭ）計算を行うステップ（１８０）と、
を含み、（Ｖ_ｎｏｒｍ）_ＲＭＳは、前記複素チップストリームの正規化された電圧波形の２乗平均平方根である、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
最大電力削減（ＭＰＲ）は、ＨＳＵＰＡ（High-Speed Uplink Packet Access）に適用される、ことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
最大電力削減（ＭＰＲ）は、高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ：High-Speed Downlink Packet Access）に適用される、ことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
最大電力削減（ＭＰＲ）は、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ：Long Term Evolution）に適用される、ことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
ワイヤレス通信ネットワークにおいて基地局と通信するユーザ装置（ＵＥ）用のレシーバであって、前記レシーバは、トランスミッタを備え、前記トランスミッタは、前記トランスミッタで最大電力削減（ＭＰＲ）を行うために用いられるキュービックメトリックを計算する手段を含み、前記キュービックメトリック計算は、前記データのアップリンク送信の各タイムスロットの前に行われ、
前記トランスミッタは、
− 前記キュービックメトリック計算を行うために用いられるランダムデータを生成する、１組のＰＮ生成器（１−４）と、
− 前記ＰＮ生成器によって生成された前記ランダムデータを受信し、前記基地局への実際のデータの送信のための次のタイムスロットで用いられる前記ランダムデータに対してキュービックメトリック計算を行う、キュービックメトリック計算手段と、をさらに含むことを特徴とするレシーバ。
− 擬似乱数（ＰＮ）生成器を用いることにより、少なくとも１つのランダム信号を生成する手段であって、前記ランダム信号は、実信号と等価である、手段（１−４）と、
− 生成された前記ランダム信号を、関連するチャネルに拡散する手段（１３−２０）と、
− 拡散された前記ランダム信号を、利得係数βによって重み付けする手段（３３−４０）と、
− 重み付けされた前記ランダム信号を、ＩチャネルおよびＱチャネルにマッピングする手段と、
− マッピングされた前記ランダム信号を、複素数（複素スクランブリングコード）によってスクランブリングし、複素チップストリームを提供する手段（３１，３２）と、
− 前記複素チップストリームを正規化する手段と、
− 正規化された前記複素チップストリームを、アップサンプリング（４１，４２）およびフィルタリング（４３，４４）する手段と、
− （Ｖ_ｎｏｒｍ）^３ _ＲＭＳを計算することにより、正規化された前記複素チップストリームのキュービックメトリック（ＣＭ）計算を行う手段（５１−５６）と、
をさらに備え、
（Ｖ_ｎｏｒｍ）_ＲＭＳは、前記複素チップストリームの正規化された電圧波形の２乗平均平方根である、ことを特徴とする請求項６に記載のレシーバ。
最大電力削減（ＭＰＲ）は、ＨＳＵＰＡ（High-Speed Uplink Packet Access）に適用される、ことを特徴とする請求項６に記載のレシーバ。
最大電力削減（ＭＰＲ）は、高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ：High-Speed Downlink Packet Access）に適用される、ことを特徴とする請求項６に記載のレシーバ。
最大電力削減（ＭＰＲ）は、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ：Long Term Evolution）に適用される、ことを特徴とする請求項６に記載のレシーバ。