KR101538565B1 - Ｕｍｔｓ 신호에 대한 최대 전력 감소를 계산하기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

큐빅 메트릭(CM) 및/또는 피크-평균 비율(PAR)의 추정된 값에 의해 송신 전력을 제어하기 위한 방법 및 장치가 제공된다. 바람직하게는, 상기 방법은 신호 파라미터로부터 CM 및/또는 PAR을 추정함으로써 최대 MPR 또는 최소 MPR을 계산하기 위하여 최대 전력 감소(MPR)를 위한 값을 결정하는데 적용된다. CM 및/또는 PAR을 추정하는 방법은 임의의 멀티코드 신호에 적용 가능하다.

Description

ＵＭＴＳ 신호에 대한 최대 전력 감소를 계산하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR COMPUTING MAXIMUM POWER REDUCTION FOR A UMTS SIGNAL}

본 출원은 무선 통신(wireless communication)에 관한 것이다.

범용 이동 통신 시스템(UMTS : universal mobile telecommunication system) 무선 송수신 유닛(WTRU : wireless transmit receive unit) 송신 체인의 증폭기 회로와 같은 실제적인 증폭기 회로에서, 스펙트럼 재생성(spectral re-growth)의 원인은 비선형 증폭기 특성 때문이다. 스펙트럼 재생성이라는 용어는 전력 증폭기 출력에서의 대역외(out-of-band) 신호 에너지의 증가를 설명한다. 비선형 증폭기 효과로 인한 스펙트럼 재생성은 희망하는 송신 채널에 인접한 채널 내에서 가장 많이 발현된다. UMTS에 대하여, 전력 증폭기에 대한 요건은 희망하는 채널의 +/- 5MHz에서 인접 채널 누설 비율(ACLR : adjacent channel leakage ratio)에 의해 정의된다. 증폭기 전압 이득 특성은 다음과 같다.

여기서,

는 증폭기의 선형 이득이고, 나머지 항(즉,

)은 비선형 이득을 나타낸다. 신호가 변조된 3세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP : third generation partnership project) 무선 주파수(RF : radio frequency)를 운반하면, 상호 변조 왜곡(intermodulation distortion)의 결과로 비선형 항이 생성되어, 대역내(in-band) 왜곡 항은 에러 벡터 크기(EVM : error vector magnitude)를 증가시킬 것이고, 대역외 왜곡은 ACLR을 증가시키게 될 것이다. 두 가지 효과는 변조 품질의 감소를 발생시킨다.

UMTS 규약 5 및 규약 6에서의 멀티-코드 신호와 같은 멀티-코드 신호는 더 큰 동적 신호 변동이 되도록 하는 피크-투-평균(peak-to-average) 전력의 증가를 나타낸다. 이러한 증가된 신호 변동은 증가된 증폭기 선형성을 요구하여, 전력 소비가 증가하게 된다. 최근의 결과는 증폭기 전력 감소를 위해 dB에 대한 dB(즉, 피크-투-평균 비율(PAR : peak-to-average ratio)로도 알려져 있는 신호의 평균 전력에 대한 피크 전력의 비율)를 직접 전달하는 것이 효과적이지 않다는 것을 보여준다. 증폭기 스펙트럼 재생성의 분석은 3번째 등급의 비선형 이득 항("큐빅 이득(cubic gain)")이 ACLR 증가의 주요 원인이라는 것을 보여준다. 큐빅 항에서의 전체 에너지는 입력 신호의 통계적 분포에 종속적이다.

고속 상향 패킷 액세스(HSUPA : high speed uplink packet access)의 도입과 함께, 큐빅 메트릭(CM : cubic metric)이라 불리는 증폭기 전력 감소를 추정하는 새로운 방법이 규약 6에서 도입되었다. CM은 증폭기 큐빅 이득 항에 기초하고 있다. CM은 12.2 kbps 음성 관련 신호의 큐빅 성분에 대한 관찰되는 신호에서의 큐빅 성분의 비율을 설명한다. CM은 고속 하향 패킷 액세스(HSDPA : high speed downlink packet access) 및 HSUPA 상향 신호에 모두 적용된다. 통계적 분석은 CM의 추정에 기초한 전력 디레이팅(power de-rating)이 99.9% PAR에 기초한 전력 디레이팅과 비교할 경우에 상당히 더 작은 에러 분포를 나타낸다는 것을 보여주며, 여기서, 에러 분포는 실제적인 전력 디레이팅 및 추정된 전력 디레이팅 사이의 차이다.

3GPP는 최대 전력 감소(MPR : maximum power reduction) 테스트를 규정하고 있으며, 이 테스트는 WTRU의 최대 송신 전력이 본 명세서에서 "최대-MPR"이라고 칭하는 양보다 작은 공칭 최대 송신 전력보다 크거나 같음을 확인하기 위한 것이고, 여기서, 최대-MPR은 송신된 신호의 CM의 함수이다. 주어진 전력 증폭기에 대하여, 제조업자는 최대-MPR보다 작지만 여전히 3GPP ACLR 호환을 유지하는 본 명세서에서 "최소-MPR"이라 칭하는 약간의 양으로 최대 전력이 제한되기만 해도 됨을 그 장치가 허용할 수 있다고 결정할 수 있다. "최소-MPR"은 CM의 함수로서 규정될 수 있지만, 다른 방안으로서, 특정한 퍼센트의 PAR의 함수로서 규정되는 것이 가능하다. 최대 전력을 최대-MPR이 아니라 최소-MPR에 의해 제한하는 것은 WTRU가 더 높은 최대 전력에서 송신하도록 하고, 이에 따라, 최소-MPR을 활용하는 WTRU 제조업자에게 경쟁적인 장점을 제공한다. 특정한 WTRU의 설계가 최대-MPR 및 최소 MPR을 모두 결정하고 둘 사이에서 선택하는 것을 포함하는 것이 가능하다.

최대-MPR 및 최소-MPR을 이용하는 것의 선택에 관계없이, 핵심적인 문제는 선택된 MPR을 계산(computing)하기 위하여 WTRU가 CM 및/또는 PAR의 값을 알아야 하며, 필요하다면, (즉, WTRU가 최대 전력 근처에서 동작한다면), 궁극적으로는, WTRU가 선택된 MPR을 이용하여 실제로 송신 전력을 설정해야 한다는 것이다. 임의의 멀티코드 신호(송신되는 물리 채널, 그 채널화 코드 및 β 항이라고 불리는 가중치에 특징이 있음)는 그 특정한 CM 및 PAR을 가진다.

UMTS에서는, 신호 및 이에 따른 CM 및 PAR이 2 또는 10 msec 송신 시간 간격(TTI : transmit time interval)마다 변경될 수 있다. 규약 6 UMTS에 대하여, 물리 채널 파리미터 및 양자화된 β 항의 200,000개 이상의 조합이 존재한다고 할 수 있고, 이러한 각각의 조합은 본 명세서에서 가능 신호(possible signal)라고 칭한다. 가능 신호의 다수는 특히, UMTS 데이터 레이트에서 동작하는 소형의 저전력 핸드헬드 장치에서 실시간으로 수행하기가 비현실적인 신호 특성의 함수인 CM 또는 PAR의 엄격한 일대일의 경험적으로 결정되는 룩업(lookup)을 행한다. WTRU가 간단하게 CM 또는 PAR을 룩업하는 것이 비현실적이라는 것을 인식한다면, 신호의 특성 파라미터로부터, 약간의 허용가능한 에러 내에서 이들을 측정하거나 추정하는 것이 필요하다.

실제 신호로부터 CM 또는 PAR을 측정하는 것은 잘 알려져 있다. 이 측정에 있어서 핵심적인 단점은 측정을 행하기 위하여 신호가 먼저 생성되어야 한다는 것이다. 송신 전력은 궁극적으로 CM 및/또는 PAR의 함수로서 설정될 수 있으므로, 측정에 의해 상기 전력을 설정하는 것은 신호, 또는 적어도 약간의 시간 제한된 신호의 일부분(segment)이 송신 전에 생성되는 것을 요구할 것이다. 이론적으로는 이것이 가능하지만, UMTS의 시간 지연 요건 및 실제적인 메모리 제한은 이 방법도 비현실적인 것이 되도록 한다.

상기한 다양한 방법은 CM 또는 PAR의 "추측(guess)"으로부터 계산된 약간의 송신 전력 레벨에서 신호를 생성하고 신호의 송신을 시작하며, 그 다음으로, TTI의 나머지 전체 시간슬롯(timeslot)에 대한 송신 전력을 두 번째 전력 레벨로 조정하는 것이다. 상기 전력 레벨은 CM 또는 PAR이 TTI의 시작 이전에 알려졌더라면 선택될 레벨에 평균적으로 근접하도록, 첫 번째 및 두 번째 전력 레벨의 혼합이 계산된다.

UMTS에서는, 10 msec TTI에는 15개의 시간슬롯이 존재하지만, 2 msec TTI에는 3개의 시간슬롯만 존재한다. 예를 들어, CM 또는 PAR의 측정이 10 msec TTI에 대해 완료해야 할 하나의 시간슬롯의 약간의 일부분을 이용한다고 가정하면, 초기 전력 레벨은 첫 번째 시간슬롯에 대해서만 설정될 것이고, 나머지 14개의 시간 슬롯은 두 번째 값을 가질 것이다. 2 msec TTI에 대해서는, 초기 전력 레벨이 TTI의 1/3인 첫 번째 시간슬롯에 대해 설정될 것이고, TTI의 나머지 2/3만 두 번째 전력을 가질 것이다. 이러한 방법이 특히 2 msec TTI의 경우에 호환성이 있을지는 분명하지 않다. 그러므로, 신호의 송신이 시작되기 전에, 최대-MPR 및/또는 최소-MPR 및 궁극적으로 송신 전력을 결정하는 방법에 대한 필요성이 존재한다.

*추정을 통해 CM 또는 PAR의 추정된 값에 의해 송신 전력을 제어하기 위한 방법 및 장치가 제공된다. 상기 방법은 CM 또는 PAR을 직접 측정하는 것과 반대로, 신호 파라미터로부터 CM 또는 PAR을 추정함으로써, 계산하는 최대-MPR 또는 최소-MPR을 위한 최대 전력 감소(MPR)의 값을 결정하는데 적용될 수 있다. CM 또는 PAR을 추정하는 방법은 임의의 멀티코드 신호에 적용 가능하다.

추정을 통해 CM 또는 PAR의 추정된 값에 의해 송신 전력을 제어하기 위한 방법 및 장치가 제공된다.

본 발명은 예시로서 주어지고 첨부 도면과 관련하여 이해될 바람직한 실시예에 대한 다음의 설명으로부터 더욱 구체적으로 이해될 수 있다.
도 1은 본 개시에 따른 무선 송수신 유닛(WTRU)의 기능적인 블럭도이다.
도 2는 오프-라인 프로세서의 간략화된 버전(version)에 대한 블럭도이다.
도 3은 오프-라인 초기 구성 프로세스의 구체적인 버전에 대한 순서도이다.
도 4는 실시예에 따른 WTRU의 블럭도이다.
도 5a 및 도 5b는 최대-MPR 추정 에러의 분포를 도시하는 수학식 5 및 수학식 6의 각각의 모델에 대한 2개의 그래프이다.
도 6a 및 도 6b는 CM 추정 에러의 분포를 도시하는 수학식 5 및 수학식 6의 각각의 모델에 대한 2개의 그래프이다.
도 7a 및 도 7b는 PAR 추정 에러의 분포를 도시하는 수학식 5 및 수학식 6의 각각의 모델에 대한 2개의 그래프이다.
도 8은 송신 전력을 설정하는 방법의 순서도이다.

이하의 내용을 참조하면, 용어 "무선 송수신 유닛(WTRU)"은 다음의 것으로 한정되지는 않지만, 이용자 장비(UE : user equipment), 이동국(mobile station), 고정 또는 이동 가입자 유닛, 페이저(pager), 셀룰러 전화, 개인 정보 단말(PDA : personal digital assistant), 컴퓨터 또는 무선 환경에서 동작할 수 있는 임의의 다른 타입의 이용자 장치를 포함한다.

이하의 내용을 참조하면, 용어 "기지국(base station)"은 다음의 것으로 한정되지는 않지만, 노드-B, 사이트 제어기, 액세스 포인트(AP : access point), 또는 무선 환경에서 동작할 수 있는 임의의 다른 타입의 인터페이싱 장치를 포함한다.

도 1은 이하에 개시되는 방법을 수행하도록 구성된 WTRU(120)의 도면이다. 대표적인 WTRU에 포함된 구성요소와 함께, WTRU(120)는 개시된 방법을 수행하도록 구성된 프로세서(125), 프로세서(125)와 통신하는 수신기(126), 프로세서(125)와 통신하는 송신기(127), 무선 데이터의 송신 및 수신을 용이하게 하도록 수신기(126) 및 송신기(127)와 통신하는 안테나(128)를 포함한다. WTRU는 기지국(110)과 무선으로 통신한다.

신호의 구성가능 파라미터에 기초하여 신호의 송신 CM 및/또는 PAR을 추정하고, MPR을 계산하기 위하여 추정값을 적용하는 방법에 대해 본 명세서에서 지금부터 설명할 것이다. 구성가능 파라미터는 물리 채널의 수 및 타입과 구성 케이스(configuration case)를 포함한다. 구성 케이스는 바람직하게는 동위상(in-phase)(I) 및 직교위상(quadrature) 채널(Q) 성분에 대해, 채널화 코드 및 채널 가중치(β라는 용어)의 특정한 조합으로서 정의될 수 있다. (주어진 서비스 및 데이터 레이트에 대한) 채널 가중치, 아래에서 "구성(configuration)"이라고 칭하는 다른 파라미터, 및 모든 조합은 3GPP에서 규정된 요건에 기초하여 결정될 수 있다.

신호는 물리 채널 및 β 항의 조합으로서 정의될 수 있다. 각각의 가능 신호는 적어도 하나의 구성 케이스 내에 존재해야 한다. 상기 정의는 확장될 수 있다. 예를 들어, 그것은 구성 케이스를 포함하는 하나 이상의 물리 채널에 대한 일부 또는 모든 β 항의 서브세트(subset) 또는 제한된 범위를 포함할 수 있다. MPR 추정 에러를 만드는 허용 가능하게 작은 CM 및/또는 PAR 추정 에러를 산출하는 구성 케이스의 최소 세트의 식별은 주관적이다.

11개의 구성 케이스의 예시적인 세트가 표 1에 도시되어 있다. 이러한 구성 케이스는 하나의 DPDCH까지 허용하도록 한정된다. 당업자는 구성 케이스가 그렇게 한정될 필요가 없다는 것을 이해할 것이다. 그러나, 그것은 차선책일 가능성이 높다. 도시된 경험적인 결과는 허용 가능하게 작은 추정 에러를 산출하며, 특히, 가장 큰 최대-MPR 추정 에러는 1.5 dB보다 작거나 같다. 표 1은 구성 케이스가 3개의 주요 특성, 즉, 1) DPDCH의 최대 수(Nmax DPDCH); 2) 고속(high speed) 가능 여부; 및 3) E-DPDCH의 수 및 확산 인자(SF : spreading factor)(E-DPDCH codes ＠ SF)에 의해 정의됨을 보여준다. 대안적인 맵핑(mapping)이 표 2에 주어진다. 표 2는 표 1에서 원래 정의된 케이스의 일부를 다수의 케이스로 분할하는 것이 표 1의 맵핑보다 에러가 더 작음을 보여준다. 구체적으로, 가장 큰 최대-MPR 추정 에러는 1.0 dB보다 작거나 같음을 알 수 있다.

다시 표 1을 참조하면, HS Chan Code 열은 HS-DPCCH에 이용되는 특정 "SF 및 직교 변수(OV : orthogonal variable) SF code"를 의미한다. SF는 항상 256이고, OVSF에 대해 2개의 코드(33 및 64) 중의 하나가 이용되는 것에 주목해야 한다. 이 열은 세 번째 열(즉, HS)가 HS 없음('N')을 나타낼 경우에 '적용 가능하지 않음'(N/A)으로서 도시된다.

E-DPDCH 1,3 I 또는 Q 열은 그 열의 전후 관계에서 이용되는 레그(leg), I 또는 Q, E-DPDCH 채널 #1 및 #3이 나타나는 것을 표시한다.

E-DPDCH 1,3 Chan Code 열은 E-DPDCH에 대한 SF 및 OVSF 코드를 의미하고, 만약 존재한다면, 채널 #1 및 #3이라 칭한다. 예를 들어, 구성 케이스 6은 #1 및 #3으로 표기된 2개의 E-DPDCH를 가지며, 그 열의 나머지는 전혀 없거나(적용 가능하지 않음) 하나를 가진다(디폴트 "#1"). 대부분의 구성 케이스는 오직 하나의 E-DPDCH를 가진다.

E-DPDCH 2,4 Chan Code 열은 2개 이상의 E-DPDCH가 존재하는 경우에 대해 위와 유사하다.

I 및 Q 열은 I 및 Q 레그에서의 β 값을 도시한다. 구성 케이스 6에서, β_ed는 E-DPDCH 채널 #1 및 #3을 의미하고, β_{ed3 /4}는 E-DPDCH 채널 #3 및 #4를 의미한다.

표 1 및 표 2의 구성 케이스 0은 제로(zero)의 최대-MPR을 요구하도록 알려진 명백한 케이스이다. 이 구성 케이스에 대하여, 모든 다른 구성 케이스를 위한 계산 방법은 적용되지 않아야 하며, 오히려, 최대-MPR 및/또는 최소-MPR이 간단하게 제로로 설정되어야 한다.

도 2를 참조하면, 오프-라인 프로세스(200)의 간략한 버전이 도시되어 있다. 도 3에 대해 나중에 더욱 구체적으로 설명되는 바와 같이, 프로세스(200)는 궁극적으로 최대-MPR 및/또는 최소-MPR 값을 생성하기 위해 WTRU에 의해 이용되는 파라미터를 계산하고 저장한다. UMTS에서는, 물리 채널 파라미터 양자화된 항 β의 각각의 조합이 가능 신호이다. 양자화된 항은 신호의 구성에 기초하고 있다. 우선, 모든 가능 신호는 구성 케이스의 세트(set)로 맵핑된다(210). 표 1의 2개의 가장 우측 열(I 및 Q)에서 주어진 정보를 이용하면, 모든 가능 신호에 대해 양자화된 항이 생성된다(220). 모든 가능 신호에 대한 CM 및/또는 PAR은 송신기 시뮬레이션에 의해 측정된다(230). CM 및 PAR의 측정에 대해서는 추후에 더욱 구체적으로 설명할 것이다.

사전에 계산된 항 α는 송신기 시뮬레이션(230)의 출력을 이용하여 결정되는 것(240)이 바람직하다. 이하의 수학식 7에 기초하여 계산되는 CM에 대한 α 항의 하나의 세트 및/또는 PAR에 대한 하나의 세트는 위에서 정의된 각각의 구성 케이스에 대해 결정되는 것이 바람직하다.

각각의 구성 케이스에 대해, 송신기 시뮬레이션(230)은 모든 가능 신호에 대한 CM 및 PAR을 측정하고, (CM 및/또는 PAR을 추정하는 것의 수학적 유도는 이하에서 구체적으로 유도됨), 여기서는, 3GPP에 따라 양자화된 β 항(220)의 모든 가능한 조합으로서 정의된다. 구성 케이스의 모든 가능 신호로부터 또는 그 샘플 서브세트로부터, 특정한 구성 케이스에 대한 사전-계산된 항 α의 값을 결정하기 위하여, 최소 제곱 피팅(least square fitting) 기술이 이용될 수 있다. 계산된 α 항, 구성 케이스 및 계산된 조정 인자가 계산된다(240). 이러한 값은 펌웨어, 소프트웨어 또는 하드웨어를 통해 추후에 WTRU(400)에 구축된다.

도 3은 오프-라인 초기화 구성 프로세스(300)의 순서도이다. 상기 프로세스(300)는 CM 및 PAR에 대한 α 항을 계산하고, 구성 케이스에 대한 조정 인자를 결정한다. 이러한 값은 주어진 신호의 추정값 CM 및 PAR을 위해 WTRU(400)에 저장된다.

도 3을 참조하면, 오프-라인 프로세스(300)의 구체적인 버전이 도시되어 있다. 우선, 물리 채널의 특성에 따라 310에서 구성 케이스가 정의된다. 예를 들어, 표 1의 구성 케이스 9로서 예시된 DPCCH, 하나의 DPDCH(하나의 DPDCH의 최대값), HS-DPCCH(△_ACK 및 △_CQI는 동일하게 설정되고, 긍정적인 승인(ACK) 및 채널 품질 표시(CQI)가 항상 송신됨), E-DPCCH 및 2＠SF=2(2와 동일한 SF에서 2개의 E-DPCCH)가 정의된다.

표 1의 2개의 가장 우측 열(I 및 Q)에 주어진 정보를 이용하여, 요구되는 개별적이며 제곱된 내부 성분 교차 β 항이 결정된다(320). 수학식 5(이하에서 설명함)의 표시로부터, {β_I1β_I2β_I3} = {β_dβ_ecβ_ed} 및 {β_Q1β_Q2β_Q3} = {β_cβ_hsβ_ec}(특정한 수치의 지정은 임의적임)이다. 표 3에는 이러한 항 16개가 정의되어 있다:

및

그 다음으로, 구성 케이스의 모든 가능 신호(즉, 채널에 대한 양자화된 β 항의 모든 조합)가 결정된다(320). 3GPP에 따라, β 및 β의 쌍을 구성하는 값의 30개의 조합이 잠재적으로 존재하고, 명백하게는, A_hs = β_hs/β_e인 9개의 값, A_ec = β_ec/β_c인 9개의 값, 및 A_ed, = β_ed/β_e인 30개의 값, 또는 각각의 구성 케이스에 대한 72,900개의 가능 신호 조합이 전체적으로 존재한다. 72,900개의 조합은 여기서 열거되지 않는다.

각각의 구성 케이스의 모두 72,900개의 가능 신호에 대해 CM을 측정하고 99% PAR을 측정하기 위하여 송신기 시뮬레이션이 이용된다(330). 145,800개의 측정된 값은 여기서 열거되지 않는다.

각각의 구성 케이스의 72,900개의 가능 신호와, 선형 CM 및 선형 PAR의 그 측정된 값을 이용하면, CM을 추정하기 위한 16개의 사전-계산된 α 값과, PAR을 추정하기 위한 16개의 사전-계산된 α값은 수학식 7을 이용하여 계산된다(340). 기호 항(symbolic term)은 수학식 8 내지 수학식 11에서 주어지며, α 항의 수치 값은 표 3에서 주어진다. 72,900개의 조합 중에서 작은 서브세트만 이용될 수 있지만, 다음 단계에서 72,900개의 행을 갖는 매트릭스 X가 필요하면, 하나의 구성 케이스의 표 3의 계산을 위해 72,900개의 조합의 전체 세트가 이용된다.

각각의 가능 신호에 대해, 수학식 5 및 수학식 6(이하에서 설명함)에 의해 기술되는 모델을 이용하여 선형 CM 및 선형 PAR이 추정된다(350). 매트릭스 형태의 계산은 수학식 12에서 주어진다. 매트릭스 X는 수학식 5의 분자(numerator)이고, 단일 β 항의 정규화 함수를 포함한다. 매트릭스 Y는 수학식 5의 분모(denominator)에 의해 승산되는 선형 CM 및 선형 PAR 측정값이며, 유사한 형태가 수학식 6의 모델에 이용된다.

CM 및 PAR 모두에 대한 추정 에러는 수학식 13을 이용하여 계산되는 것(360)이 바람직하다. 추가적으로 예시하기 위하여, CM 추정 에러의 분포(dB)가 도 6a 및 도 6b에 주어진다. dB 단위의 PAR 추정 에러의 분포는 도 7a 및 도 7b에 주어진다. 도 6a 및 도 7a는 수학식 5에서 기술되는 모델을 나타낸다. 반면, 도 6b 및 도 7b는 수학식 6에서 기술되는 모델을 나타낸다.

필수적인 조정 인자(adjustment factor)가 결정된다(370). 검사에 의해, 수학식 5의 모델에 대하여, 최대-MPR에 대한 조정 인자, 즉, 도 6a에서 가장 큰 크기(magnitude)의 양(positive)의 에러는 대략 0.54 dB 또는 1/0.883이라는 것을 알 수 있다. 최소-MPR이 희망하는 결과이면, CM을 이용하는 최소-MPR에 대한 조정 인자, 즉, 도 6a에서 가장 큰 크기의 음(negative)의 에러는 대략 -0.71 dB이다. PAR을 이용하는 최소-MPR에 대한 조정 인자, 즉, 도 7a에서 가장 큰 크기의 음의 에러는 대략 -0.41 dB이다. 도 6b 및 도 7b의 검사에 의해 얻어지는 수학식 6의 모델에 대한 대응하는 값은 0.54 dB, -0.80 dB 및 -0.57 dB이다.

조정 인자를 위에서 계산된 바와 같이 모두 0.54 dB로 일치하도록 적용함으로써 최대-MPR 에러의 분포가 결정된다(380).

최대-MPR 에러의 분포에 대한 도 5a 및 도 5b의 검사는, 2개의 모델에 대해, 최대-MPR 에러의 최대값이 1.5 dB임을 보여주고, 이것이 충분히 작다고 간주되면, (이 예에서는 충분히 작다고 간주됨), 명목상으로 어느 하나의 모델이 이용될 수 있다.

2차적인 기준으로서, 수학식 5의 모델에 대한 최대 에러의 발생 빈도, 구체적으로 9/72,900는 도 5a 및 도 5b에 예시된 바와 같이, 수학식 6의 모델에 대한 최대 에러의 발생 빈도, 구체적으로 406/72,900보다 낮다는 것에 주목해야 한다. 따라서, 수학식 5의 모델이 선택되고, 그 α 값 및 조정 인자(390)가 WTRU(400)에서 구성된다. 다른 방안으로서, 수학식 6의 모델은 CM을 추정하기 위하여 더 적은 승산을 요구하며, 그 모델은 그것이 중요한 인자인 경우에는 선택될 수 있었을 것이다.

CM 및/또는 PAR을 추정하는 것의 유도과정에 대해 지금부터 설명할 것이다. 채널 가중치는 적용되었지만, 루트 레이즈드 코사인(RRC : root raised cosine) 및 다른 필터가 적용되기 전의 상향 신호의 PAR은 수학식 2에 따라 결정된다.

여기서, β_I는 I 성분에서의 물리 채널에 대한 채널 가중치이고;

β_Q는 Q 성분에서의 물리 채널에 대한 채널 가중치이고;

N_I은 I 성분에서의 물리 채널의 수이고;

N_Q은 Q 성분에서의 물리 채널의 수이다.

하나의 실시예에 따르면, 주어진 구성 케이스에 대하여, CM _linear (CM은 dB가 아니라 선형 형태이며, 3GPP 방법의 0.5 dB 양자화를 갖지 않음)은 수학식 3에 따라 수학식 2의 전처리-필터(pre-filter) PAR _linear 과 관련된 함수로서 추정되는 것이 바람직하다.

여기서,

는 각각의 물리 채널에 대한 실수 가중 인자이고;

n은 합산의 인덱스(index)를 정의하는 정수이고;

는 임의의 다항식 차수이고;

는

의 값을 β 항의 임의의 스케일링(scaling)에 대해 독립적으로 되게 하는 정규화 함수이다.

필터 출력에서의

도 수학식 3에서와 동일한 함수를 이용하여 추정될 수 있으며,

항의 값만 CM _linear 에 대한 값과 상이하다. 주어진 구성 케이스의 임의의 가능 신호에 대하여, CM _linear 을 추정하기 위하여 수학식 3을 이용하면,

은 일반적으로 추정된 값과 측정된 값 사이의 차이가 될 것이며, 이것은 추정 에러라고 부른다.

N _order 은 임의의 양의 정수로서 선택될 수 있지만, 하나의 실시예에서는, 예를 들어, N _order =2이다. 경험적인 결과는 N _order =2를 이용함으로써, 모든 가능 신호에 대한 추정 에러의 범위가 최대-MPR 및 최소-MPR을 결정하기 위해 허용 가능할 정도로 작다는 것을 보여준다. 따라서, 2보다 큰 N _order 를 선택하는 것은 추가적인 복잡도를 발생하지만, 중요한 성능 개선은 이루어지지 않는다. 따라서, 수학식 4에 도시된 바와 같이 N _order 가 2로 설정될 경우에 수학식 3은 간략화된다.

수학식 4를 확장하면 수학식 5가 된다.

수학식 5는 아직 알려지지 않은 α 항과 함께, 제곱된 개별 가중된(제곱 루트 항에 의해 가중됨) 내부 성분 교차 β 항의 내적(inner product)의 가중된 버전과 대략 동일한 CM _linear 을 표현한다. 상기 공식은

에 유사하게 적용되고, α 항의 값만 상이하다.

수학식 5에 규정된 모델에 대한 대안적인 모델이 수학식 6에 도시되어 있다. 수학식 6의 모델은 단일 β 항 및 그와 관련된 정규화 함수(수학식 5의 분자에서 마지막 항)를 제거한다. 경험적인 결과는 약간의 구성 케이스에 대하여, 이 모델이 수학식 5의 모델보다 더 작은 추정 에러를 산출한다는 것을 보여준다.

주어진 구성 케이스에 대하여, α 항의 값은 1) 표본 가능 신호의 전체 세트 또는 감소된 세트에 대해 CM _linear 및/또는

을 측정하기 위하여 송신기 시뮬레이션(230)을 이용함으로써, 2) 수학식 7에서 매트릭스 형태로 주어지는 잘 알려진 최소 제곱 피팅 방법을 채용함으로써 결정될 수 있다.

X는 각각의 신호에 대해 하나의 행을 갖는 행렬(설계 또는 반더모드(Vandermode) 매트릭스로 알려져 있음)이며, 행의 각각의 요소는 제곱된 개별 가중 또는 내부 성분 교차 β항의 수치 값이다. 이것은 수학식 5 또는 수학식 6의 분자의 β_I 및 β_Q 항을 특정 채널 β항으로 대체함으로써 모두 결정되며, 2개 또는 4개의 E-DPDCH인 경우에 대해, 개별적인 제곱된 β_ed항은 X의 2개 또는 4개가 아니라 X의 오직 하나만을 각각 차지해야 한다.

Y는 각각의 신호에 대해 하나의 요소를 갖는 열 벡터이며, 각각의 요소는 각각 측정된 CM _linear 또는

이다. CM을 추정하기 위한 α 항 또는 PAR을 추정하기 위한 α 항이 계산되어야 한다면, 수학식 5 또는 수학식 6의 분모의 신호의 가중 인자와 승산되어야 한다. 다른 방안으로서, CM 및 PAR을 모두 추정하기 위한 α 항이 계산되어야 한다면, Y는 이러한 2개의 열, 즉, CM _linear 에 대해 하나의 열과

에 대해 또 다른 열을 갖는 매트릭스일 수 있다.

이 예에 대해 α 값을 계산하기 위하여 수학식 7에서 이용되는 기호 항(수치 값이 아님)은 다음과 같이 제공된다.

일례로서 위에서 언급된 가능 신호의 감소된 세트(set)는 α 항을 신뢰성있게 계산하기 위해 필요한 신호의 수가 모든 가능 신호의 수보다 작은 크기-등급(orders-of-magnitude)일 수 있다는 점을 의미한다. 그러나, 모든 가능 신호를 갖는 행렬 X는 수학식 12 및 수학식 13을 이용하여 추정 에러를 계산하기 위해 이용된다. α 항을 계산하기 위하여 X에서의 신호의 수를 제한함으로써 오프-라인 프로세서(200)에서 실현되는 중요한 경제적 효과는 없다.

매트릭스 Y 및 X를 각각 구축하기 위해 이용되는 수학식 5 및 수학식 6에서 규정된 가중 인자와, 디지털 전력(수학식 5 및 수학식 6의 분모)과, 각각의 신호의 제곱-평균-제곱근 크기는 특정 구현예에서 모든 신호에 대해 동일하거나 거의 동일할 수 있다. 이 경우, 모든 신호에 대해 계산하는 것은 필요하지 않을 수 있다. 그 대신에, 2개의 가중 인자는 각각 모든 신호에 대해 공통인 일정한 값일 수 있다.

CM 및/또는 PAR을 측정하고 그 후에 α 항을 계산하기 위해 이용되는 송신기 시뮬레이션에서의 디지털 β 항의 스케일링(scaling)이 WTRU에서의 디지털 β 항의 스케일링과 동일하면, 가중 인자는 수학식 5 및 수학식 6으로부터 제거될 수도 있고, α 항에 효율적으로 통합될 수 있다.

도 2 및 도 3의 프로세스를 이용하여, 정의된 구성 케이스의 전부에 대한 α 항과, 각각의 구성 케이스에 대한 조정 인자와, 최대-MPR 또는 최소-MPR 추정 에러를 최소화하는 모델은 수학식 5 및 수학식 6에서 설명된 2개의 모델에 대해 계산된다. 최대-MPR 또는 최소-MPR 추정 에러를 최소화하는 모델은 다음과 같이 계산된다.

최대-MPR의 경우에 대하여, 최대-MPR 추정 에러를 최소화하는 모델을 결정하기 위한 3개의 대안이 존재한다.

첫 번째 대안은 조정된 추정 CM이 CM의 실제 측정으로부터 얻어지는 갑보다 크지 않을 수 있도록, 수학식 5 또는 수학식 6으로부터의 추정된 CM _linear 이 조정되어야 한다는 것이다. 조정 인자는 특정한 구성 케이스에 대해 가장 큰 크기의 양(positive)의 에러이어야 하며, 실제로는, 실제 추정값으로부터 감산되어야 한다. 이와 같은 방식으로 추정값을 조정하는 취지는 임의의 신호에 대한 CM의 과대 추정을 방지하기 위한 것이다.

두 번째 대안은 조정된 추정 CM으로부터 결정되는 최대-MPR이 CM의 실제 측정으로부터 얻어지는 최대-MPR보다 크지 않을 수 있도록, 수학식 5 및 수학식 6으로부터의 추정된 CM _linear 이 조정되어야 한다는 것이다. 이와 같은 방식으로 추정값을 조정하는 취지는 임의의 신호에 대한 최대-MPR의 과대 추정을 방지하기 위한 것이다. 조정 인자를 결정하는 방법은 다음과 같다.

1) 구성에 있어서의 각각의 신호에 대하여, 추정된 CM을 이용하여 추정된 MPR을 결정하고 알려진 시뮬레이션된 진정한 CM으로부터 진정한 MPR을 결정한다.

2) MPR 에러를 수학식 14에 따라 계산한다.

3) 제로(zero)보다 작은 MPR 에러를 갖는 신호 중에서, 수학식 15에 따라 원시 조정 인자(raw adjustment factor)로서 선택한다.

여기서,

는 가장 근접한 0.5에 대한 상방향 올림(rounding)을 의미한다.

4) 최종 조정 값은 수학식 15로부터의 값과, 수학식 15의 최대

가 조정 인자를 적용한 후에 다음 0.5 dB까지 올림(round up)되지 않는다는 것을 보장하는 작은 양

을 더한 것이다. 다시 말하면, 조정 인자는 제로보다 작은 MPR 에러를 갖는 신호 중에서 최대값이 선택되는 수학식 16을 이용하여 계산된다.

세 번째 대안은 다른 대안에 따른 조정 인자보다 더 작은 크기의 조정 인자가 적용되고, 그 양은 설계 트레이드-오프(예를 들어, 구성 케이스의 특정한 신호에 대해서만 CM의 과대 추정을 방지함)로서 선택된다는 것이다.

최소-MPR 추정 에러를 최소화하는 모델을 선택하기 위하여 최소-MPR을 계산하는 경우에 대하여, 조정된 추정 CM 또는 PAR이 CM 또는 PAR의 실제 측정값보다 작지 않을 수 있도록, 추정된 CM 또는 PAR이 조정되어야 한다. 조정 인자는 특정한 구성 케이스에 대해 가장 큰 크기의 음의 CM 또는 PAR 추정 에러이어야 하며, 실제로는, 실제 추정값으로부터 감산되어야 한다. 이와 같은 방식으로 조정 인자를 적용하는 취지는 임의의 신호에 대한 CM 또는 PAR 과소 추정을 방지하기 위한 것이다. 다른 방안으로서, 더 작은 크기의 음의 조정 인자가 적용될 수 있고, 그 양은 설계 트레이드-오프(예를 들어, 구성 케이스의 특정한 신호에 대해서만 CM 또는 PAR의 과소 추정을 방지함)로서 선택될 수 있다.

각각의 구성 케이스에 대하여, 어느 방법에 의해 조정 인자를 적용한 후, 두 개의 모델에 대해 에러가 충분히 작은지에 대한 평가가 행해져야 한다. 특정한 구성 케이스에 대한 측정 에러의 분포의 예가 도 5a, 도 5b, 도 6a, 도 6b, 도 7a 및 도 7b에서 주어진다. 도 5a, 도 6a 및 도 7a는 수학식 5에서 설명된 모델을 나타내고, 도 5b, 도 6b 및 도 7b는 수학식 6에서 설명된 모델을 나타낸다. 도 5a 및 도 5b는 특정한 케이스에 대한 최대-MPR 추정 에러의 분포를 도시한다. 도 5a 및 도 5b에서는, 최대-MPR의 계산시의 ceil 동작으로 인해 그 분포가 크게 양자화된다.

도 6a 및 도 6b는 CM 추정 에러의 밀도를 도시하고, 도 6a는 도 6b에 비해 더 좁은 밀도를 가진다. 도 6a 및 도 6b에서의 분포와, 도 7a 및 도 7b에서의 분포는 필수적으로 연속적이다. 도 7a 및 도 7b는 PAR을 추정하는 에러의 밀도를 도시한다. 최대-MPR을 계산하기 위하여, 최대의 최대-MPR 에러는 희망하는 한계 내에 존재해야 한다. 다른 방안으로서, 희망하는 한계 내에 존재하는 극도의 양(positive) 및 음(negative)의 CM 측정 에러 사이의 차이가 기준이 될 수 있다. 그러나, 최대의 최대-MPR 에러를 이용하는 것이 바람직하다. CM 또는 PAR을 이용하여 최소-MPR을 계산하기 위하여, 극도의 양 및 음의 측정 에러 사이의 차이는 희망하는 한계 내에 존재해야 한다.

최대-MPR에 대하여, 첫 번째 대안에 따라 조정 인자를 적용하는 것은 어떤 신호도 과대 추정된 MPR을 가지지 않고 일부 신호는 과소 추정된 MPR을 가지는 결과로 된다. 두 번째 대안에 따라 조정 인자를 적용하는 것은 어떤 신호도 과대 추정된 CM을 가지지 않고 일부 신호는 과소 추정된 CM을 가지는 결과로 된다. 구체적으로, 가장 큰 양(positive)의 CM 에러를 갖는 신호는 올바르게 추정된 CM을 가질 것이고, 가장 큰 크기의 음(negative)의 CM 에러를 갖는 신호는 가장 큰 크기의 양 및 음의 CM 에러 사이의 차이에 의해 과소 추정된 CM을 가질 것이고, 다른 신호는 일부의 더 작은 양에 의해 과소 추정된 CM을 가질 것이다.

최소-MPR에 대하여, 조정 인자를 적용하는 것은 어떤 신호도 과소 추정된 CM 또는 PAR을 가지지 않고 일부 신호는 과대 추정된 CM 또는 PAR을 가지는 결과로 된다. 구체적으로, 가장 큰 양의 CM 또는 PAR 에러를 갖는 신호는 올바르게 추정된 CM 또는 PAR을 가질 것이고, 가장 큰 크기의 양의 CM 또는 PAR 에러를 갖는 신호는 가장 큰 크기의 양 및 음의 CM 에러 사이의 차이에 의해 과대 추정된 CM 또는 PAR을 가질 것이다.

추정 에러에는 2개의 잠재적인 문제가 있으며, 첫 번째로, CM 및 PAR의 의도적인 과소 추정 및 과대 추정으로 인해, 계산된 최소-MPR은 계산된 최대-MPR을 초과할 수 있다. 이 경우, WTRU는 표준, 예를 들어, 3GPP의 MPR 및 ACLR 요건과의 호환을 보장하는 MPR의 값을 선택하지 않을 수 있다. 두 번째로, 가장 큰 크기의 양 및 음의 추정 에러의 차이가 커질수록, 상기 방법에 따라 얻어진 최소-MPR과 측정에 의해 가상적으로 얻어질 수 있는 최소-MPR 사이의 차이가 커져서, 가장 달성가능한 최대 송신 전력이 감소된다.

이러한 문제에 대한 2개의 가능한 조치는, 1) 아마도 약간 작은 신호 세트에 대해, 계산된 MPR이 호환되지 않도록, 위에서 설명된 트레이드오프가 적용될 수 있다는 것과, 2) 결과적으로 얻어지는 추정 에러가 더 작아지도록 하기 위하여, 특정한 구성 케이스가 2개 이상의 구성 케이스로 해체될 수 있다는 것이다. 예를 들어, 특정 물리 채널을 위한 가장 큰 β 값에 대해 가장 큰 추정 에러가 발생한다고 분석되면, 그러한 β 값에 의해 별도의 구성 케이스가 생성될 수 있다.

일단, 구성 케이스의 세트가 정의되고 모든 구성 케이스에 대한 α항 및 조정 인자가 계산되면, 이것은 WTRU의 테이블(table)에 저장되는 것이 바람직하다.

도 4를 참조하면, WTRU(400)가 도시되어 있다. 각각의 TTI의 송신 시작 전에, 전송 블럭의 매체 액세스 제어(MAC : medium access control) 계층에 의해 데이터가 공급되면, 적절한 구성 케이스가 선택된다. 표 1에 주어진 구성 케이스 세트의 정의를 위하여, 전송 블럭 및 가능하다면 E-DPDCH 확산 인자를 송신하기 위해 이용되는 물리 채널의 혼합에 따라 선택될 것이다.

MPR 계산 장치(430)가 최대-MPR, 최소-MPR 또는 이 둘을 계산하는지에 따라, 그리고, 상기 장치가 PAR을 이용하여 최소-MPR을 계산하면, CM _linear 은 수학식 5 및 수학식 6의 간략화된 버전인 수학식 17에 따라 추정된다.

여기서, N 및 D는 각각 위에서 결정된 구성 케이스의 CM α항을 이용하는 수학식 5 또는 수학식 6의 분자 및 분모이다. PAR _linear 은 수학식 11을 이용하지만, CM _linear 을 PAR _linear 로 대체하고 구성 케이스의 PAR α 항을 이용하여 추정된다. 다음으로, CM _linear 및/또는 PAR _linear 는 dB 형태로 변환된다.

MPR 계산 장치(430)가 최대-MPR을 계산하면, 최대-MPR을 계산하기 위해 선택된 조정 인자(dB)는 dB인 CM의 추정값으로부터 감산된다. 이것은 최대-MPR을 계산하기 위해 이용되는 CM의 값을 제공한다.

MPR 계산 장치(430)가 CM을 이용하여 최소-MPR을 계산하면, CM을 이용하여 최소-MPR을 계산하기 위해 선택된 조정 인자(dB)는 dB인 CM의 추정값으로부터 감산된다. 이것은 최소-MPR을 계산하기 위하여 CM의 값을 이용하게 된다.

MPR 계산 장치(430)가 PAR을 이용하여 최소-MPR을 계산하면, PAR을 이용하여 최소-MPR을 계산하기 위해 선택된 조정 인자(dB)는 dB인 PAR의 추정값으로부터 감산되고, 그 결과는 최소-MPR을 계산하기 위해 이용된다.

MPR 계산 장치가 최대-MPR을 계산하면, 최대-MPR은 3GPP에 따라 계산되는 것이 바람직하다. MPR 계산 장치가 최소-MPR을 계산하면, 최소-MPR은 전력 증폭기의 사양에 따라 계산되는 것이 바람직하다.

최대-MPR 또는 최소-MPR의 전부가 아니라 어느 하나를 계산하는 장치는 계산된 최대-MPR 또는 최소-MPR을 송신 전력을 설정하기 위해 이용되는 MPR의 값으로서 출력할 것이다. 최대-MPR 및 최소-MPR을 모두 계산하는 장치는 약간의 중간값을 송신 전력을 설정하기 위해 이용되는 MPR의 값으로서 선택할 수 있고, 표준 및 제조업자의 추천에 대한 호환성을 유지할 수 있다.

CM의 값을 실제로 완전하게 추정하는 것은 필요하지 않지만, CM의 추정된 값이 하나 이상의 임계값 이상인지 또는 이하인지를 단지 검출하는 것은 필요하다. 수학식 17의 나눗셈 동작(divide operation)을 회피하는 장점을 갖는 하나의 가능한 임계 테스트는 수학식 18에서 제공되는 바와 같이 수학식 17을 사소하게 수정함으로써 행해질 수 있다.

여기서, CM _{linear T}은 CM _linear 의 특정한 임계값이고,

계산자는 부등식이 "참(true)"일 경우에 CM _linear 이 CM _{linear T}보다 큰지를 나타내는 임계 테스트이다.

max_MPR_dB의 값을 설정하는 C 언어 표기에 의해 주어지는 효율적인 알고리즘과 표 4에 도시되는 임계값은 3GPP TS 25.101의 표 6.1A로부터 유도된다. 조정 인자의 선형적으로 등가인 값이 최대-MPR의 계산을 위해 선택된다.

최소-MPR을 계산하기 위한 장치-특정된(device-specific) 방법은 CM 및/또는 PAR의 약간의 수의, 가능하게는 오직 하나의 임계값에 기초하여 최대-MPR과 유사하게 계산할 가능성이 있고, 유사한 알고리즘이 이를 계산하기 위해 이용될 수 있다.

무선 통신에 이용하도록 구성된 WTRU(400)인 도 4를 다시 참조하면, 데이터를 디지털 방식으로 스케일링하여 그 상대적인 송신 전력을 설정하기 위한 스케일링 회로(450)에 의해, 디지털 이용자 데이터 및 제어 데이터가 수신 및 처리된다. 디지털 이용자 데이터는 전용 물리 데이터 채널(DPDCH : dedicated physical data channel) 또는 확장형 DPDCH(E-DPDCH)에서와 같은 채널로 인코딩될 수 있다. 제어 데이터는 전용 물리 제어 채널(DPCCH : dedicated physical control channel), 고속 DPCCH 또는 확장형 DPCCH(E-DPCCH)에서와 같은 채널로 인코딩될 수 있다. 스케일링 회로(450)는 이러한 각각의 채널 상에서 동작한다.

스케일링된 데이터는 필터링 장치(460)에 의해 필터링되고, 이 필터링된 데이터는 디지털-아날로그 변환기(DAC : digital-to-analog converter)(470)에 의해 아날로그 신호로 변환되고, 무선 송신기(480)에 의해 안테나(Tx)(490)를 통해 송신된다. WTRU의 송신기는 도 4에 나타낸 바와 같이, 각각 아날로그 이득 값 수 및 디지털 이득 값 수에 의해, 스케일링 가능한 개별 채널 입력뿐만 아니라 조정가능한(즉, 전력을 제어가능한) 전체 송신 전력을 가진다. 제어가능한 송신 장치의 다른 변형이 사용될 수 있다.

개별 채널의 송신 전력과 전체 송신 전력은 송신 전력 제어 유닛(440)에 의해 3GPP에서 규정된 절차에 기초하여 설정된다. 공칭 최대 송신 전력은 WTRU 전력 클래스(class) 또는 네트워크에 의해 결정된다. WTRU 전력 클래스를 위한 최대 송신 전력은 3GPP에서 규정된 것이다. WTRU는 최대-MPR, 즉, 3GPP에서 정의된 한계 내의 값, 또는 더 작은 장치-특정된 최소-MPR에 의해 최대 송신 전력을 자율적으로 제한할 수 있다.

송신 전력 제어 유닛(440)은 다수의 파라미터를 이용하여 송신 전력을 설정한다. 이러한 파라미터 중 하나가 MPR이다. MPR을 계산하기 위하여, 우선, 도 2 및 도 3에 대해 위에서 설명된 바와 같이 얻어진 오프-라인 구성 파라미터에 기초하여 구성 케이스가 식별된다(410). 식별된 케이스에 대해, 조정된 추정 CM 및/또는 PAR은 이하에서 설명되는 바와 같이 계산된다(420).

MPR은 최대-MPR 및/또는 최소-MPR에 대한 값에 기초하여 설정된다(430). 최대-MPR 및/또는 최소-MPR은 CM 및/또는 PAR의 조정되는 추정값(420) 또는 MPR에 대한 조정되는 추정값에 기초하여 프로세싱 장치(430)에 의해 계산되는 것이 바람직하다. MPR에 대한 조정에 기초하여 계산되면, CM 및/또는 MPR에 대해 조정되지 않는다.

WTRU(400)는 MPR 중에서 어느 하나 또는 전부를 계산하고, 이러한 임의의 조합이 선택 가능하도록 CM 또는 PAR의 어느 하나로부터 최소-MPR을 계산하도록 구성될 수 있다. CM 및/또는 PAR의 추정은 α 항으로 표시된 사전-계산된 항의 함수와, 송신된 신호의 희망하는 상대 채널 전력(β 항)의 함수일 수 있고, β 항의 구체적인 함수는 신호의 특정한 물리 파라미터에 기초하고 있다. 추정값의 조정은 사전-계산된 항으로부터 행해질 수 있다.

WTRU(400)에서 MPR 중의 어느 하나 또는 전부를 계산하기 위하여, 첫 번째로, TTI에 대하여, 신호는 예시적인 구성이고, MAC-es로부터의 채널 가중치는 β_c = 15, β_d = 6, A_hs = β_hs/β_c = max(△_ACK 및 △_CQI) = 15/15, A_ec = β_ec/β_c = 15/15, A_ed, = β_ed/β_c = 95/15이다. 이 예시적인 신호는 R4-060176, 3GPP TSG RAN 4 Meeting #38의 신호 U이다.

두 번째로, 디지털 스케일링을 이용하여, WTRU(400)는 다음의 디지털 채널 가중치, β_c = 22, β_d = 9, β_hs = 22, β_ec = 22, β_ed = 200을 계산한다. 이러한 가중치는 서로에 대해 희망하는 비율 관계에 있고, 그 제곱의 합은 희망하는 일정한 값이다.

세 번째로, 표 3의 α_CM 및 β 항을 이용하면, 디지털 채널 가중치 및 CM _linear 의 추정값은 수학식 5를 이용하여 0.2487 dB와 동일한 1.0589로서 계산된다.

네 번째로, CM의 추정값은 0.54 dB를 감산하여 대략 -0.29 dB를 산출함으로써 조정된다. 다른 방안으로서, 선형 형태에서는, 추정값이 1.0589에 0.833을 승산하여 대략 0.93을 산출함으로써 조정된다.

다섯 번째로, CM의 선형 조정되는 추정값 0.94는 표 4의 첫 번째 선형 임계값보다 작으므로, 최대-MPR은 0dB로 계산된다.

도 8을 참조하여 요약하면, WTRU(400)에서 MPR을 계산함으로써 송신 전력을 설정하기 위한 절차(800)가 도시되어 있다. 구성 케이스에 따라, 조정 인자 및 사전-계산된 α값은 오프-라인 프로세서에서 결정 및 처리된다(810). 이러한 값은 WTRU(400)가 구성 케이스를 식별하는 것을 돕기 위하여 WTRU(400)에 저장된다(820). 구성 케이스가 일단 결정되면, 조정된 추정 CM 및/또는 PAR이 계산된다(830). 이러한 조정된 추정 값을 이용하여, 최대-MPR 및/또는 최소-MPR이 계산되고(840), MPR이 설정된다. MPR, 공칭 최대 전력 및 전력 제어 명령이 조합되고(850), 송신 전력이 설정된다(860).

비록 특징 및 구성요소가 특정한 조합에 의해 실시예에서 설명되고 있지만, 각각의 특징 또는 구성요소는 다른 특징 및 구성요소 없이 단독으로 이용되거나, 또는 다른 특징 및 구성요소를 갖거나 갖지 않는 다양한 조합으로 이용될 수 있다. 제공되는 방법 또는 순서도는 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어, 또는 범용 컴퓨터나 프로세서에 의한 실행을 위해 컴퓨터-판독가능 저장 매체에 실체적으로 내장되는 펌웨어에 의해 구현될 수 있다. 컴퓨터-판독가능 저장 매체의 예는 판독전용 메모리(ROM : read only memory), 랜덤 액세스 메모리(RAM : random access memory), 레지스터(register), 캐시 메모리, 반도체 메모리 소자, 내부 하드 디스크 및 분리형 디스크와 같은 자기 매체, 자기-광 매체, 및 CD-ROM 디스크와 디지털 다기능 디스크(DVD : digital versatile disk) 등의 광학 매체를 포함한다.

적당한 프로세서는 예를 들어, 범용 프로세서, 특수 용도 프로세서, 통상적인 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP : digital signal processor), 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 관련된 하나 이상의 마이크로프로세서, 컨트롤러, 마이크로컨트롤러, 주문형 반도체(ASIC : application specific integrated circuit), 필드 프로그램가능 게이트 어레이(FPGA : field programmable gate array) 회로, 및 다른 타입의 집적회로 및/또는 상태 머신(state machine).

소프트웨어와 관련된 프로세서는 무선 송수신 유닛(WTRU), 이용자 장비(UE), 단말, 기지국, 무선 네트워크 제어기(RNC : radio network controller) 또는 임의의 호스트 컴퓨터에서 이용하기 위한 무선 주파수 트랜시버(transceiver)를 구현하기 위해 이용될 수 있다. WTRU는 카메라, 비디오 카메라 모듈, 비디오폰, 스피커폰, 진동 장치, 스피커, 마이크로폰, 텔레비전 트랜시버, 핸즈프리 헤드셋, 키보드, 블루투스(Bluetooth®) 모듈, 주파수 변조(FM) 라디오 유닛, 액정 디스플레이(LCD) 디스플레이 유닛, 유기 발광 다이오드(OLED : organic light-emitting diode) 디스플레이 유닛, 디지털 뮤직 플레이어, 매체 플레이어, 비디오 게임 플레이어 모듈, 인터넷 브라우저, 및/또는 무선 로컬 영역 네트워크(WLAN : wireless local area network) 모듈과 같이, 하드웨어 및/또는 소프트웨어로 구현되는 모듈과 관련되어 이용될 수 있다.

300: 오프-라인 초기화 구성 프로세스
400: 무선 송수신 유닛(WTRU)
470: 디지털-아날로그 변환기(DAC)
490: 안테나

Claims (13)

1. 무선 송수신 유닛(WTRU; Wireless Transmit/Receive Unit)에 있어서,
   안테나;
   상기 안테나에 동작 가능하게 연결되고, 제1 최대 전력 감소(MPR; Maximum Power Reduction) 및 제2 MPR을 결정하도록 구성된 프로세서
   를 포함하고,
   상기 프로세서는 또한, 상기 결정된 제1 MPR 및 상기 결정된 제2 MPR에 기초하여, MPR을 선택하도록 구성되고,
   상기 프로세서는 또한, 상기 선택된 MPR에 기초하여 송신 전력 레벨을 감소시키도록 구성된 것인, 무선 송수신 유닛.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 선택된 MPR을 선택하기 위하여, 상기 제1 MPR은 상기 제2 MPR와 비교되는 것인, 무선 송수신 유닛.
3. 송신 전력을 제어하기 위한 방법에 있어서,
   무선 송수신 유닛(WTRU; Wireless Transmit/Receive Unit)에 의해, 제1 최대 전력 감소(MPR; Maximum Power Reduction) 및 제2 MPR을 결정하는 단계;
   상기 무선 송수신 유닛에 의해, 상기 결정된 제1 MPR 및 상기 결정된 제2 MPR에 기초하여, MPR을 선택하는 단계; 및
   상기 무선 송수신 유닛에 의해, 상기 선택된 MPR에 기반하여 송신 전력 레벨을 감소시키는 단계
   를 포함하는 송신 전력을 제어하기 위한 방법.
4. 제 3 항에 있어서, 상기 선택된 MPR을 선택하기 위하여, 상기 제1 MPR은 상기 제2 MPR와 비교되는 것인, 송신 전력을 제어하기 위한 방법.
5. 집적 회로에 있어서,
   제1 최대 전력 감소(MPR; Maximum Power Reduction) 및 제2 MPR을 결정하도록 구성된 회로부를 포함하고,
   상기 회로부는 또한, 상기 결정된 제1 MPR 및 상기 결정된 제2 MPR에 기초하여 MPR을 선택하도록 구성되고,
   상기 회로부는 또한, 상기 선택된 MPR에 기초하여, 무선 송수신 유닛(WTRU; Wireless Transmit/Receive Unit)의 송신 전력의 감소를 제어하도록 구성되는 것인, 집적 회로.
6. 제 5 항에 있어서, 상기 선택된 MPR을 선택하기 위하여, 상기 제1 MPR은 상기 제2 MPR와 비교되는 것인, 집적 회로.
7. 삭제
8. 삭제
9. 삭제
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12. 삭제
13. 삭제

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