CN102932893A - 无线发射/接收单元（wtru）、方法以及集成电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了无线发射/接收单元（WTRU）、方法以及集成电路。该WTRU包括：用于获得第一最大功率衰减MPR和第二MPR的装置；其中所述第一和第二MPR至少从所述WTRU的上行链路传输的调制类型中获得；用于选择所述第一或第二MPR的装置；用于响应于所选择的第一或第二MPR而修改所述WTRU的最大输出功率的装置；以及用于在不超过所修改的最大输出功率的输出功率下传送所述上行链路传输的装置。

Description

无线发射/接收单元(WTRU)、方法以及集成电路

本申请是申请号为200880012833.2、申请日为2008年4月19日、名称为“用于计算UMTS信号的最大功率衰减的装置和方法”的中国发明专利申请的分案申请。

技术领域

本申请涉及无线通信。

背景技术

在实际的放大器电路中，例如用在通用移动电信系统（UMTS）无线发射接收单元（WTRU）发射链上的放大器电路中，引发频谱再生是由于非线性的放大器特性。术语频谱再生描述了在功率放大器输出端处的带外信号能量的增加。由非线性放大器效应所产生的频谱再生主要产生在邻近期望发射信道的信道内。对于UMTS来说，对功率放大器的要求是由在期望信道的+/-5MHz的邻近信道泄漏比（ACLR）来定义的。以下是放大器电压增益特性：

v_o(t)＝g₁·v_i(t)+g₂·v_i(t)²+g₃·v_i(t)³+...+g_n·v_i(t)ⁿ    等式（1）

其中，g₁·v_i(t)是放大器的线性增益，其余的部分（即，g₂·v_i(t)²+g₃·v_i(t)³+...+g_n·v_i(t)ⁿ）表示非线性增益。如果信号携带了调制后的第三代合伙伙伴计划（3GPP）射频（RF），则作为交调失真的结果会产生非线性项，这会产生带内失真项和带外失真，带内失真会引起误差矢量幅值（EVM，Error Vector Magnitude）的增加，而带外失真会引起ACLR的增加。这两者都会造成调制质量的下降。

例如UMTS版本5和版本6中的多码信号在峰均功率中实现了增加，这会产生更大的动态信号变化。这些增加的信号变化需要更强的放大器线性化，这会产生更大的功率消耗。最近的结果表明，为dB而直接发送dB（即，信号峰值功率与平均功率的比值，也称为峰均比（PAR））对放大器功率衰减（reduction）来说并不有效。对放大器频谱再生的分析表明，3阶非线性增益项（“立方增益”）是ACLR增加的主要原因。立方项的总能量取决于输入信号的统计分布。

随着高速上行链路分组接入（HSUPA）的提出，在版本6中引入了一种新的用于消除放大器功率衰减的方法，称为立方度量（CM）。CM是基于放大器的立方增益部分。CM描述了在所观测的信号中的立方部分与12.2kbps语音干扰信号的比值。CM同时适用于高速下行链路分组接入（HSDPA）和HSUPA上行链路信号。统计分析表明，根据CM估计的功率降额与根据99.9%PAR的功率降额相比，表现出明显较小的误差分布，其中误差分布是指实际功率降额与所估计的功率降额之间的差值。

3GPP规定了最大功率衰减（MPR）测试，其表明WTRU的最大发射功率大于或等于标称（nominal）最大发射功率，但小于所谓“最大MPR”的总量，其中最大MPR是所发送的信号的CM的函数。对于给定的功率放大器，制造商可以决定该设备需要将其最大功率限制在一些量中，在此称为“最小MPR”，其小于最大MPR，但是与3GPP ACLR兼容。虽然“最小MPR”可以被定义为是CM的函数，但是也可以替换地被定义为是PAR的特定百分比的函数。使用最小MPR而不是最大MPR来限制最大功率，使WTRU能够以更大的最大功率来进行发射，从而使采用最小MPR的WTRU制造商具有更有优势的竞争力。也可能某个WTRU的设计可以同时包括最大MPR和最小MPR，并在两者之间进行选择。

不考虑对最大MPR或最小MPR的选择，关键问题在于WTRU必须知道CM和/或PAR的值，以计算所选择的MPR，并且如果需要的话，（即，如果WTRU是在最大功率附近操作的话），最终使用上述值来实际设定发射功率。任何多码信号（其特征在于发送的物理信道、其信道化码和称为β项的权重）都具有其特定的CM和PAR。

在UMTS中，信号、以及CM和PAR都可以在每2或10毫秒的发送时间间隔（TTI）中变化。可以看出，对UMTS版本6，有物理信道参数和量化的β项的超过二十万的组合，此处的每种组合都称作可能信号。大量的可能信号的巨大数目使得形成严格一对一的CM或PAR的预定查找表来作为信号特性的函数，对于实时的应用是不合实际的；特别是在以UMTS数据速率进行操作的小型低功率手持设备中。了解WTRU不可能简单地查找CM或PAR之后，则需要在一定可容许的误差之内，从信号的特性参数来对其进行测量或估计。

从实际信号测量CM或PAR是已知的。其中的重要缺陷在于必须首先产生信号来进行测量。由于发射功率最终可能会作为CM和/或PAR的函数来设置，因此通过测量来设定功率将需要在发送前，产生信号或在至少一段时间内的信号部分。虽然在理论上这是可行的，但是UMTS的时间延迟要求和实际的存储限制使这种方法也不可行。

上述方法的一种变形是在从CM或PAR的“猜测”所计算出的功率级上产生和开始发送信号，并在随后TTI中剩下的整个时隙中将发射功率调整为第二功率级。对第一和第二功率级的结合被计算以使得平均功率级接近在TTI开始前就已知CM或PAR所选择的功率级。

在UMTS中，在10毫秒的TTI中有15个时隙，但是在2毫秒的TTI中只有三个时隙。假设例如对CM或PAR的测量需要例如10毫秒的TTI的一个时隙的一些部分来完成，则初始功率级将被设置为仅用于第一个时隙，而剩下的14个时隙使用第二值。对于2毫秒的TTI，初始功率级将被设置为使用第一时隙，这一个时隙占TTI的三分之一，而该TTI的剩下三分之二将使用第二值。显然，这种方法不是一致的，特别是在2毫秒的TTI的情况中。因此，需要一种方法，能够在开始发送信号之前，就确定CM或PAR，以确定最大MPR和/或最小MPR，以及最终的发射功率。

发明内容

提供一种用于使用通过估计出的CM或PAR的估计值来控制发射功率的方法和装置。该方法与直接测量CM或PAR相反，可以应用于通过从信号参数估计CM或PAR来确定用于计算最大MPR的最大功率衰减值（MPR）或最小MPR。估计CM或PAR的方法适用于任何多码信号。

本发明提供了一种无线发射/接收单元WTRU，该WTRU包括：用于获得第一最大功率衰减MPR和第二MPR的装置；其中所述第一和第二MPR至少从所述WTRU的上行链路传输的调制类型中获得；用于选择所述第一或第二MPR的装置；用于响应于所选择的第一或第二MPR而修改所述WTRU的最大输出功率的装置；以及用于在不超过所修改的最大输出功率的输出功率下传送所述上行链路传输的装置。

本发明还提供了一种方法，该方法包括：由无线发射/接收单元WTRU获得第一最大功率衰减MPR和第二MPR；其中所述第一和第二MPR至少从所述WTRU的上行链路传输的调制类型中获得；由所述WTRU选择所述第一或第二MPR；响应于所选择的第一或第二MPR，由所述WTRU修改所述WTRU的最大输出功率；以及在不超过所修改的最大输出功率的输出功率下传送所述上行链路传输。

本发明还提供了一种无线发射/接收单元（WTRU），该WTRU包括：天线；用于确定第一最大功率衰减（MPR）和第二MPR的装置，该用于确定第一最大功率衰减MPR和第二MPR的装置可操作地耦合到所述天线；用于基于所确定的第一和第二MPR来选择MPR的装置；以及用于基于所选择的MPR来降低发射功率级的装置。

本发明还提供了一种方法，该方法包括：由无线发射/接收单元（WTRU）确定第一最大功率衰减（MPR）和第二MPR；由所述WTRU基于所确定的第一和第二MPR选择MPR；以及由所述WTRU基于所选择的MPR降低发射功率级。

本发明还提供了一种集成电路，该集成电路包括：被配置成确定第一最大功率衰减（MPR）和第二MPR的电路；其中，所述电路还被配置成基于所确定的第一和第二MPR来选择MPR；以及其中，所述电路还被配置成基于所选择的MPR控制无线发射/接收单元（WTRU）的发射功率的衰减。

附图说明

从以下对优选实施方式的描述可以获得对本发明更详细的理解，该优选实施方式是以举例的方式给出的，并且结合附图进行理解，在附图中：

图1是根据本发明的无线发射接收单元（WTRU）的功能性框图；

图2是离线处理器的简化版本的框图；

图3是离线初始配置过程的详细流程图；

图4是根据一种实施方式的WTRU的框图；

图5A和5B是分别用于等式5的模型和等式6的模型的两个图示，表示最大MPR估计误差的分布；

图6A和6B是分别用于等式5的模型和等式6的模型的两个图示，表示CM估计误差的分布；

图7A和7B是分别用于等式5的模型和等式6的模型的两个图示，表示PAR估计误差的分布；和

图8是设置发射功率的方法的流程图。

具体实施方式

下文中所涉及的术语“无线发射/接收单元（WTRU）”包括但不限于用户设备（UE）、移动站、固定或移动用户单元、寻呼机、蜂窝电话、个人数字助理（PDA）、计算机或任何其他类型的能够在无线环境中进行操作的用户设备。

下文中所涉及的术语“基站”包括但不限于节点B、站点控制器、接入点（AP）或任何其他类型的能够在无线环境中进行操作的接口设备。

图1是被配置成执行下面所公开的方法的WTRU 120的框图。除了包含在典型的WTRU内的部件以外，WTRU 120还包括被配置成执行所公开的方法的处理器125；与处理器125通信的接收机126；与处理器125通信的发射机127；与接收机126和发射机127通信以实现无线数据的发送和接收的天线128。WTRU无线地与基站110通信。

下面将描述用于根据信号的配置参数来估计信号的发送CM和/或PAR，并使用该估计值来计算MPR的方法。配置参数包括物理信道的数量和类型以及配置情况。配置情况可以定义为信道化码和信道权重（称为β）的结合，优选地用于同相（I）和正交信道（Q）部分码。信道权重（对于给定业务和数据速率）、其他参数、以下所谓的“配置”和以上的所有组合都根据3GPP所定义的规范来确定。

信号可以定义为是物理信道和β项的组合。每一个可能的信号都必须至少在一种配置情况中。该定义可以扩展。例如，可以包括用于一个或多个包括配置情况的物理信道的一些或所有β项的子集或有限范围。对配置情况的最小子集的识别（identification）是主观的，该配置情况规定了可接收的最小CM和/或PAR估计误差，该CM和/或PAR估计误差反过来用于MPR估计误差。

在表1中表示了一组11个配置情况的例子。这些配置情况限于允许多至一个DPDCH。本领域技术人员可知，配置情况并不限于此。但是，很可能并不理想。经验结果表明所产生的可接受的较小估计误差，特别是最大的最大MPR估计误差是小于或等于1.5dB。表1表示了配置情况通常由三个主要特征来定义：1）DPDCH的最大数量（Nmax DPDCH）；2）是否启动高速（HS）；和3）E-DPDCH的数量和扩展因数（SF）（E-DPDCH码@SF）。表2给出了一个替换的映射方式。表2表示了将一些原来在表1中所定义的情况划分为多种情况，从而可以产生比表1的映射更少的误差。特别是，其表示了最大的最大MPR估计误差小于或等于1.0dB。

重新参考表1，HS Chan码一栏涉及用于HS-DPCCH的特定“SF和正交变长（OV）SF码”。请注意，SF通常为256，且对于OVSF，使用两个码（33和64）中的一个。当第三栏（即HS）显示没有（“N”）HS时，本栏表示为“不可用”（N/A）。

E-DPDCH 1,3I或Q栏表示在该部分中，显示I或Q，E-DPDCH信道#1和#3，其根据栏的情况来使用。

E-DPDCH 1,3Chan码栏，如果有的话，涉及用于涉及信道#1和#3的E-DPDCH的SF和OVSF码。例如，配置情况6具有两个E-DPDCH，标记为#1和#3，该栏的剩余部分要么是没有（不可用），要么是一个（默认为“#1”）。大部分的配置情况都只有一个E-DPDCH。

E-DPDCH 2,4Chan码栏与上面的类似，用于具有两个或更多E-DPDCH的情况。

I和Q栏表示在I和Q部分的β项。在配置情况6中，β_ed涉及E-DPDCH信道#1和#2，而β_ed3/4涉及E-DPDCH信道#3和#4。

表1

表2

表1和表2中的配置情况0是已知的需要零最大MPR的普通情况。对于这种配置情况，不使用用于其他所有配置情况的计算方法，而是简单地将最大MPR和/或最小MPR设置为零。

参考图2，表示了离线过程200的简单版本。在下文中还要结合图3进行更详细的描述，过程200最终计算和存储用于WTRU的参数，以产生最大MPR和/或最小MPR值。在UMTS中，物理信道和参数以及量化值β的每一种组合都是可能的信号。量化值是根据信号的配置。首先，所有可能的信号都映射到一组配置情况（210）。通过使用表1最右边两栏所给出的信息（I和Q），可以为所有可能的信号产生量化值（220）。通过发射机仿真来测量用于所有可能信号的CM和/或PAR（230）。下文中将更详细地描述对CM和PAR的测量。

预先计算的项α优选地通过使用发射机仿真230的输出来确定240。优选地对于上面定义的每一种配置情况都确定出根据下文中的等式7所计算出的用于CM的一组α项和/或用于PAR的一组α项。

对于每一种配置情况，发射机仿真230为所有可能的信号都测量CM和PAR，（在下文中将会详细地推导对CM和/或PAR进行估计的数学推导），此处的信号定义为在3GPP中量化β项220的所有可能组合。可以使用最小二乘拟合的方法，从配置情况的所有可能信号，或从其中的一个典型子集中，来为特定配置情况确定预先计算的α项。对计算出的α项、配置情况和计算出的调整因数进行计算（240）。之后，通过固件、软件或硬件将这些值写入WTRU 400中。

图3是离线初始配置过程（300）的流程图。该过程300同时为CM和PAR都计算α项，并为配置情况确定调整因数。这些值都存储在WTRU（400）中，用于为给定信号估计CM和PAR。

参考图3，表示了离线过程300的详细版本。首先，在310根据物理信道的特性来定义配置情况。例如，如表1中的配置情况9所示，定义了DPCCH、一个DPDCH（最大的一个DPDCH）、HS-DPCCH（Δ_ACK和Δ_CQI设为相等；总是发送肯定应答（ACK）和信道质量指示（CQI））、E-DPCCH和2SF@=2（在SF的两个E-DPDCH等于2）。

使用在表1最右两栏中的信息（I和Q）来确定所需要的单个、平方和组分内交叉β项。从等式5的符号中（将在下文描述），{β_I1  β_I2  β_I3}={β_d  β_ec  β_ed}和{β_Q1  β_Q2  β_Q3}={β_c  β_hs  β_ec}（特定数字的指定是任意的）。在表3中定义了十六个这种项：β_ec，β_ed，β_d，β_c，β_hs，β_ec ²，β_ed ²，β_d ²，β_c ²，β_hs ²，β_ecβ_ed，β_ecβ_d，β_edβ_d，β_cβ_hs，β_cβ_ed和β_hsβ_ed。

之后确定配置情况的所有可能信号（即，用于信道的量化的β项的所有组合）（320）。每一3GPP，有β_c和β_d的数值对的三十种隐式的组合，A_hs=β_hs/β_c的显式的九个值，A_ec=β_ec/β_c的九个值和A_ed=β_ed/β_c的三十个值，或总计对于每个配置情况的72900种可能的信号组合。在此没有列出这72900个组合。

使用发射机仿真来为每个配置情况的所有72900种可能信号测量CM和测量99%PAR（330）。在此没有列出所测量的145800个值。

通过使用每个配置情况的72900个可能信号和其线性CM和线性PAR的测量值，使用等式7计算出用于估计CM的十六个预先计算的α值和用于估计PAR的十六个预先计算的α值（340）。在等式8至等式7中给出了符号项；在表3中给出了α项的数字值。尽管可能只使用了72900个组合的一个小的子集，但是假设在下一步中需要具有72900行的矩阵X，则使用整个72900个组合的完整集来用于计算一种配置情况的表3。

表3

β项的函数	αCM	αPAR
			βec	-1.53154	-0.0333305
βed	-1.04303	+1.97253
			βd	-1.88422	-0.691914
βc	-1.10666	-1.24791
			βhs	-0.851261	-0.642072
βec 2	+2.7545	+2.3413
			βed 2	+3.39477	+1.35334
βd 2	+2.85157	+2.61758
			βc 2	+2.47229	+2.86022
βhs 2	+2.37892	+2.63543
			βecβed	+2.33816	+1.72716
βecβd	+2.18533	+1.27585
			βedβd	+2.95673	+2.75154
β.cβhs	+1.75287	+1.80679
			β.cβed	+2.05286	+3.06353
βhsβed	+1.59968	+2.07734

对于每一个可能的信号，使用等式5和6（将在下文中描述）所描述的模型来估计线性CM和线性PAR（350）。在等式12中给出了矩阵形式的计算。矩阵X是等式5的分子，并且包括用于单个β项的归一化函数。矩阵Y是线性CM与线性PAR测量值与等式5的分母相乘；等式6的模型使用了类似的形式。

优选地使用等式13来计算用于CM和PAR两者的估计误差（360）。为了进一步描述，在图6A和6B中给出了CM估计误差的分布（以dB形式）。在图7A和7B中给出了PAR误差dB形式的分布。图6A和7A表示等式5所描述的模型，而图6B和7B表示等式6所描述的模型。

之后确定所需的调整因数（370）。通过检查可以看出，对于等式5的模型，用于最大MPR的调整因数、在图6A中的最大幅值正误差约为0.54dB或1/0.883。如果最小MPR是所需的结果，则用于最小MPR的使用CM的调整因数、图6A中的最大幅值负误差约为-0.71dB。用于最小MPR的使用PAR的调整因数、图7A中的最大幅值负误差约为-0.41dB。从图6B和图7B中可以看出，用于等式6的模型的相应值为-0.54dB、-0.80dB和-0.57dB。

通过使用调整因数来确定最大MPR误差的分布（380），如上面所计算的，该调整因数两者一致为0.54dB。

请看图5A和图5B，最大MPR误差的分布显示，对于两个模型，最大的最大MPR误差为1.5dB，如果认为其已经足够小（在本例中是这样的），则理论上两个模型都可以使用。

作为第二标准，应当注意，如图5A和5B所示，等式5的模型的最大误差的出现频率，即9/72900，低于等式6的模型，即406/72900。因此，选择等式5的模型，且在WTRU（400）中配置α值和调整因数（390）。可替换地，等式6的模型估计CM需要较少的乘法，如果这是一个显著的因素的话，则可以选择该模型。

现在描述对估计CM和/或PAR的推导。在已经使用了信道权重之后，但是在使用根升余弦和其他滤波器之前，根据等式2来确定上行链路信号的PAR。

$\mathrm{PAR}=10\log \left({\mathrm{PAR}}_{\mathrm{linear}}\right)=10\log \left(\frac{{\left(\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{\mathrm{\β}}_{I_j}\right)}^2+{\left(\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}{\mathrm{\β}}_{Q_j}\right)}^2}{\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{{{\mathrm{\β}}_I}_j}^2+\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}{{{\mathrm{\β}}_Q}_j}^2}\right);$ 等式（2）

其中；

β_I是用于I部分中的物理信道的信道权重；

β_Q是用于Q部分中的物理信道的信道权重；

N_I是I部分中的物理信道数量；和

N_I是Q部分中的物理信道数量。

根据一个实施方式，对于给定配置情况，优选地将CM_linear，（线性而不是dB形式的CM，并且没有3GPP方法的0.5dB量化）作为与等式2的预滤波PAR_linear有关的函数来估计，如等式3所示：

${\mathrm{CM}}_{\mathrm{linear}}\≈\frac{\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{Order}}}{\∑}}{\left(f_{\mathrm{nrm}}(\stackrel{\‾}{\mathrm{\β}},n)\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{\mathrm{\γ}}_j{\mathrm{\β}}_{I_j}\right)}^n+\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{Order}}}{\∑}}{\left(f_{\mathrm{nrm}}(\stackrel{\‾}{\mathrm{\β}},n)\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}{\mathrm{\γ}}_j{\mathrm{\β}}_{Q_j}\right)}^n}{\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{{\mathrm{\β}}_{I_j}}^2+\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}{{\mathrm{\β}}_{Q_j}}^2}$ 等式（3）

其中；

γ_j是用于每个物理信道的实际加权因数；

n是用于定义总和的指示数的整数；

N_Order是任意多项式的阶次；和

是归一化函数，该函数使γ_j的值与任意比例的β无关。

也可以使用与等式3中相同的函数来估计滤波器输出处的PAR_linear，其中只有γ项的值与用于CM_linear的不同。对于给定配置情况的任何可能信号，使用等式3来估计CM_linear和PAR_linear将通常会在所估计的值和所测量的值之间产生误差，这称为估计误差。

虽然N_Order可以选择为任何正整数，但是在一个实施方式中，其例如是N_Order=2。经验结果表明，通过使用N_Order=2，用于所有可能信号的估计误差的范围对于确定最大MPR和最小MPR来说都是可接受的小范围。因此，将N_Order选择为大于2会产生额外的复杂性，且没有明显的性能改进。因此，当将N_Order设为2时，等式3简化为等式4所示：

${\mathrm{CM}}_{\mathrm{linear}}\≈\frac{{\left(\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{\mathrm{\γ}}_j{\mathrm{\β}}_{I_j}\right)}^2+{\left(\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}{\mathrm{\γ}}_j{\mathrm{\β}}_{Q_j}\right)}^2+\sqrt{\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{{\mathrm{\β}}_{I_j}}^2+\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}{{\mathrm{\β}}_{Q_j}}^2}(\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{\mathrm{\γ}}_j{\mathrm{\β}}_{I_j}+\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}{\mathrm{\γ}}_j{\mathrm{\β}}_{Q_j})}{\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{{\mathrm{\β}}_{I_j}}^2+\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}{{\mathrm{\β}}_{Q_j}}^2}$

等式（4）

扩展等式4则产生了等式5。

${\mathrm{CM}}_{\mathrm{linear}}\≈\frac{\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{\mathrm{\α}}_j{{\mathrm{\β}}_{I_j}}^2+\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}\underset{k=j+1}{\overset{N_I}{\∑}}{\mathrm{\α}}_{j,k}{\mathrm{\β}}_{I_j}{\mathrm{\β}}_{I_k}+\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_j{{\mathrm{\β}}_{Q_j}}^2+\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}\underset{k=j+1}{\overset{N_Q}{\∑}}{\mathrm{\α}}_{j,k}{\mathrm{\β}}_{Q_j}{\mathrm{\β}}_{Q_k}+\sqrt{\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{{\mathrm{\β}}_{I_j}}^2+\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}{{\mathrm{\β}}_{Q_j}}^2}(\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{\mathrm{\α}}_j{\mathrm{\β}}_{I_j}+\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}{\mathrm{\α}}_j{\mathrm{\β}}_{Q_j})}{\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{{\mathrm{\β}}_{I_j}}^2+\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}{{\mathrm{\β}}_{Q_j}}^2}$

等式（5）

该等式描述的CM_linear基本等于单个平方加权（由方根项进行加权）、组分内交叉β项与还不已知的α项的内积的加权的形式。该公式同样适用于PAR_lnear，只是α项的值不同。

在等式6中表示了对等式5中所描述的替换模型。等式6的模型去掉了单个β项以及有关的归一化函数（在等式5的分子中的最后一项）。经验结果表明，对于一些配置情况，该模型会产生比等式5的模型更少的估计误差。

${\mathrm{CM}}_{\mathrm{linear}}\≈\frac{\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{\mathrm{\α}}_j{{\mathrm{\β}}_{I_j}}^2+\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}\underset{k=j+1}{\overset{N_I}{\∑}}{\mathrm{\α}}_{j,k}{\mathrm{\β}}_{I_j}{\mathrm{\β}}_{I_k}+\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_j{{\mathrm{\β}}_{Q_j}}^2+\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}\underset{k=j+1}{\overset{N_Q}{\∑}}{\mathrm{\α}}_{j,k}{\mathrm{\β}}_{Q_j}{\mathrm{\β}}_{Q_k}}{\underset{j=1}{\overset{N_I}{\∑}}{{\mathrm{\β}}_{I_j}}^2+\underset{j=1}{\overset{N_Q}{\∑}}{{\mathrm{\β}}_{Q_j}}^2}$ 等式（6）

对于给定的配置情况，可以从以下来确定α项的值：1）使用发射机仿真（230）来测量所有或一组较少的典型可能信号的CM_linear和/或PAR_linea；和2）使用已知的最小二乘拟合方法，在等式7中以矩阵的形式给出：

α＝(X^TX)^-1X^TY                            等式（7）

其中；

X是矩阵（已知为设计或Vandermode矩阵），每个信号一行，其中，一行中的每个元素是平方、单个加权或组分内交叉β项的数字值。这是通过将等式5或等式6中的符号β_I和β_Q替换为特定信道的β项而确定的；对于具有两个或四个E-DPDCH的情况，每一个单个和平方的β_ed都应当仅占X的一行，而不是两行或四行；并且

Y是列向量，具有每个信号一个元素，其中每个部分都分别是所测量的CM_linear或PAR_linear。假设将要计算用于估计CM的α项或用于估计PAR的α项，则乘以等式5或等式6的分母中的信号加权因数。可替换地，假设同时要计算用于估计CM和PAR的α项，则Y可以是具有两个这样的列的矩阵：一个用于CM_lnear，另一个用于PAR_linear。

下面提供了用于等式（7）中为本例计算α项的符号项（而不是其数字值）：

$\stackrel{\→}{L}=\left[\begin{array}{c}{{\mathrm{\β}}_{d1}}^2+{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}1}}^2+2{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}1}}^2+{{\mathrm{\β}}_{c1}}^2+{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}1}}^2\\ {{\mathrm{\β}}_{d2}}^2+{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}2}}^2+{{2\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}2}}^2+{{\mathrm{\β}}_{c2}}^2+{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}2}}^2\\ .\\ .\\ .\\ {{\mathrm{\β}}_{d72900}}^2+{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}72900}}^2+{{2\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}72900}}^2{{\mathrm{\β}}_{c72900}}^2+{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}72900}}^2\end{array}\right]$ 等式（8）

$\sqrt{\stackrel{\→}{L}}=\left[\begin{array}{c}\sqrt{{{\mathrm{\β}}_{d1}}^2+{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}1}}^2+{{2\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}1}}^2+{{\mathrm{\β}}_{c1}}^2+{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}1}}^2}\\ \sqrt{{{\mathrm{\β}}_{d2}}^2+{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}2}}^2+{{2\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}2}}^2+{{\mathrm{\β}}_{c2}}^2+{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}2}}^2}\\ .\\ .\\ .\\ \sqrt{{{\mathrm{\β}}_{d72900}}^2+{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}72900}}^2+{{2\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}72900}}^2+{{\mathrm{\β}}_{c72900}}^2+{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}72900}}^2}\end{array}\right]$ 等式（9）

$X^T=\left[\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}1}& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}2}& \·\·\·& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}72900}\\ {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}1}& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}2}& \·\·\·& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}72900}\\ {\mathrm{\β}}_{d1}& {\mathrm{\β}}_{d2}& \·\·\·& {\mathrm{\β}}_{d72900}\\ {\mathrm{\β}}_{c1}& {\mathrm{\β}}_{c2}& \·\·\·& {\mathrm{\β}}_{c72900}\\ {\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}1}& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}2}& \·\·\·& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}72900}\end{array}\right]\·\mathrm{diag}\left(\sqrt{\stackrel{\→}{L}}\right)\\ \left[\begin{array}{cccc}{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}1}}^2& {{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}2}}^2& \·\·\·& {{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}72900}}^2\\ {{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}1}}^2& {{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}2}}^2& \·\·\·& {{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}72900}}^2\\ {{\mathrm{\β}}_{d1}}^2& {{\mathrm{\β}}_{d2}}^2& \·\·\·& {{\mathrm{\β}}_{d72900}}^2\\ {{\mathrm{\β}}_{c1}}^2& {{\mathrm{\β}}_{c2}}^2& \·\·\·& {{\mathrm{\β}}_{c72900}}^2\\ {{\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}1}}^2& {{\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}2}}^2& \·\·\·& {{\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}72900}}^2\\ {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}1}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}1}& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}2}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}2}& \·\·\·& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}72900}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}72900}\\ {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}1}{\mathrm{\β}}_{d1}& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}2}{\mathrm{\β}}_{d2}& \·\·\·& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ec}72900}{\mathrm{\β}}_{d72900}\\ {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}1}{\mathrm{\β}}_{d1}& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}2}{\mathrm{\β}}_{d2}& \·\·\·& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}72900}{\mathrm{\β}}_{d72900}\\ {\mathrm{\β}}_{c1}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}1}& {\mathrm{\β}}_{c2}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}2}& \·\·\·& {\mathrm{\β}}_{c72900}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}72900}\\ {\mathrm{\β}}_{c1}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}1}& {\mathrm{\β}}_{c2}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}2}& \·\·\·& {\mathrm{\β}}_{c72900}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}72900}\\ {\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}1}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}1}& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}2}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}2}& \·\·\·& {\mathrm{\β}}_{\mathrm{hs}72900}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{ed}72900}\end{array}\right]\end{array}\right]$ 等式（10）

$Y=\mathrm{diag}\left(\stackrel{\→}{L}\right)\·\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{CM}\_\mathrm{linear}}_1& {\mathrm{PAR}\_\mathrm{linear}}_1\\ {\mathrm{CM}\_\mathrm{linear}}_2& {\mathrm{PAR}\_\mathrm{linear}}_2\\ \·& \·\\ \·& \·\\ \·& \·\\ {\mathrm{CM}\_\mathrm{linear}}_{72900}& {\mathrm{PAR}\_\mathrm{linear}}_{72900}\end{array}\right]$ 等式（11）

$\hat{Y}=X\·\mathrm{\α}$ 等式（12）

$\mathrm{err}=10\log \left(\hat{Y}\right)-10\log \left(Y\right)$ 等式（13）

上面例子所引用的可能信号的减少集涉及这样的情况，即用于可靠地计算出α项所需的信号数量可能会比所有可能信号的数量少几个量级。但是，使用等式12和13，来使用具有所有可能信号的矩阵X来计算估计误差。通过限制X中用于计算α项的信号数量，不会在离线处理器200中产生明显的节约。

在等式5和6中所规定的，分别用于构造矩阵Y和X的加权因数、数字功率（等式5和等式6的分母）、以及每个信号的均方根幅值（在等式5的分子中的均方根项）在特定实施方式中可以对所有信号都是相同或基本相同的。在这种情况下，可能不需要对每个信号进行计算。而是，两个加权因数可以分别是对所有信号通用的常量。

如果在用于测量CM和/或PAR、并之后计算α项的发射机仿真中的数字β项的比例等于WTRU中的数字β项的比例，则还可以从等式5和6中去掉加权因数，并有效地结合至α项中。

通过使用图2和图3的过程，对所有所定义的配置情况的α项、用于每一种配置情况的调整因数和能够最小化最大MPR或最小MPR的模型，已经为等式5和6中所描述的两个模型而被计算。最小化最大MPR和最小MPR的模型根据如下来计算：

对于最大MPR的情况，有三种替换方式来确定能够最小化最大MPR估计误差的模型。

第一种替换方式是，从等式5或6估计出的CM_linear应当被调整以使调整后的估计的CM不大于从CM的实际测量所获得的值。该调整因数应当是对于特定配置情况的最大幅值正误差；该因数应当从实际估计中减去。这样调整误差的目的是防止对任何信号过高地估计CM。

第二种替换方式是，从等式5或6估计出的CM_linear应当被调整以使从调整后的估计的CM所确定的最大MPR不大于从实际CM测量所获得的最大MPR。以这种方式来调整误差的目的是防止对任何信号过高地估计最大MPR。如下是确定调整因数的方法：

1）对于配置中的每一个信号，使用估计的CM来确定估计的MPR（MPR_estimated），并从已知的仿真的实际CM中确定实际MPR（MPR_true）。

2）根据等式14来计算MPR误差（MPR_error）：

MPR_error＝MPR_true-MPR_estimated               等式（14）

3）从MPR误差小于0的信号中，根据等式15来选择原始调整因数（adjustment_factor_raw）：

adjustment_factor_raw＝max(CM_estimated-ceil(CM_true,0.5));等式（15）

其中，ceil(·,0.5)的意思是向上舍入至最近的0.5。

4）最终的调整值是等式15的值加上一个小量，ε，以确保等式15中具有最大的CM_estimated的信号在使用了调整因数后，不会向上舍入至下一个0.5dB。换句话说，使用等式16来计算调整因数（adjustment_factor），其中从MPR误差小于零的信号中选择最大的。

adjustment_factor＝max(CM_estimated-ceil(CM_true,0.5))+ε等式（16）

第三种替换方式是，使用比其他替换方式所使用的更小幅值的调整因数，所选择的量作为设计折中，（例如，防止仅仅对配置情况的特定信号过高估计CM）。

对于计算最小MPR来确定最小化最小MPR估计误差的模型的情况，所估计的CM或PAR应当被调整以使得调整后的CM或PAR不小于的CM或PAR的实际测量值。调整后的因数应当是对于特定配置情况的最大幅值的负CM或PAR估计误差；其应当从实际估计中减去。以这种方式来使用调整因数的目的是防止对任何信号过低估计CM或PAR。可替换地，可以使用更小幅值的负调整因数，所选择的量作为设计折中，（例如，防止仅仅对配置情况的特定信号过低估计CM）。

对于每一种配置情况，在任何一种方法使用了调整因数之后，必须对该误差对于两个模型是否都足够小来进行评价。在图5A、5B、6A、6B、7A和7B中给出了特定配置情况测量误差的分布。图5A,6A和7A表示了等式5所描述的模型；图5B,6B和7B表示等式6中描述的模型。图5A和5B表示了对特定情况的最大MPR估计误差的分布。在图5A和5B中，由于在最大MPR计算中的取顶（ceil）操作，该分布高度量化了。

图6A和6B表示了CM估计误差的强度；图6A具有比图6B窄一些的强度。在图6A和6B中的分布以及图7A和7B中的分布基本是连续的。图7A和7B表示了估计PAR的误差强度。为了计算最大MPR，最大的最大MPR误差应当在期望的限制之内。可替换地，可以将在期望限制内的极限正和负CM测量误差之间的差作为标准。但是，优选的是使用最大的最大MPR误差。为了使用CM或PAR来计算最小MPR，极限正和负测量误差之间的差应当在所需的范围之内。

对于最大MPR，根据第一替换方式使用调整因数的结果是没有信号具有过高估计的MPR，但是一些信号具有过低估计的MPR。使用根据第二替换方式的调整因数的结果是没有信号具有过高估计的CM，但是一些信号具有过低估计的CM。特别是，具有最大正CM误差的信号将会具有正确估计的CM，具有最大幅值的负CM误差的信号将会由于最大幅值正负CM误差之间的差而具有过低估计的CM，其他信号将会由于一些更小的量，而具有过低估计的CM。

对于最小MPR，使用调整因数的结果是没有信号会具有过低估计的CM或PAR；而一些信号具有过高估计的CM或PAR。特别是，具有最大正CM或PAR误差的信号将会具有正确估计的CM或PAR；具有最大幅值正CM或PAR误差的信号将会由于最大幅值的正负CM误差之间的差而具有过高估计的CM或PAR。

估计误差存在两个可能的问题：首先，由于故意的低估和高估CM和PAR，所计算出的最小MPR可能会超过计算出的最大MPR。在这种情况下，WTRU可能不能选择出MPR的值，该值能够保证同时符合例如3GPP的标准的MPR和ACLR的要求。其次，最大幅值正负估计误差之间的差越大，则根据所述方法所获得的最小MPR与假设由测量所获得的最小MPR之间的差就越大，从而减小了能达到的最大发射功率。

对上述问题的两种可能的措施是：1）可以通过选择替换调整因数来使用上述折中，这样对于一些可能较小的信号集，不适用所计算出的MPR；和2）可以将特定的配置情况划分为两个或更多配置情况，这样所产生的估计误差就更小。例如，如果分析表明对于特定物理信道，最大的β项产生最大的估计误差，则使用这些β项来建立单独的配置情况。

一旦已经定义了一组配置情况，且已经计算出了用于所有配置情况的α项和调整因数，则优选地将其存储在WTRU的表中。

参考图4，表示了WTRU 400。在每个TTI开始传输之前，选择适当的配置情况来配置由传输块的介质访问控制（MAC）层所提供的数据。为了定义表1中给出的配置情况集，根据用于发送传输块的物理信道的组合，以及可能的E-DPDCH扩展因数来进行选择。

不管MPR计算设备（430）计算出最大MPR、最小MPR或以上两者，并且，如果该设备使用PAR计算出了最小MPR，则根据等式17估计CM_linear，等式17是等式5和等式6的简化形式：

${\mathrm{CM}}_{\mathrm{linear}}\≈\frac{N}{D};$ 等式（17）

其中，N和D分别是等式5或等式6的分子和分母，并使用上面确定的配置情况的CMα项。使用等式11来估计PAR_linear，但是将CM_linear替换为PAR_linear，并使用配置情况的PARα项。之后，将CM_linear和/或PAR_linear转化为dB形式。

如果MPR计算设备（430）计算出最大MPR，则从dB形式的CM的估计中减去所选择的用于计算最大MPR的调整因数（以dB形式）。这样就给出了用于计算最大MPR的CM值。

如果MPR计算设备（430）使用CM计算出最小MPR，则从dB形式的CM的估计中减去所选择的用于计算最小MPR的调整因数（以dB形式）。这样的结果是使用CM值计算出了最小MPR。

如果MPR计算设备（430）使用PAR计算出最小MPR，则从dB形式的PAR的估计中减去所选择的用于使用PAR来计算最小MPR的调整因数（dB），其结果用于计算最小MPR。

如果MPR计算设备（430）计算出最大MPR，则优选地根据3GPP来计算最大MPR。如果MPR计算设备计算出了最小MPR，则优选地根据功率放大器的规定来计算最小MPR。

如果设备计算出了最大MPR或最小MPR，而不是两者同时，则将所计算出的最大MPR或最小MPR作为用来设置发射功率的MPR值进行输出。同时计算最大MPR和最小MPR的设备可以选择某个中间值来作为用于设置发射功率的MPR值，并保持与标准和制造商的建议一致。

实际并不需要完全估计出CM的值，而只需要检测出所估计的CM值是高于还是低于一个或多个阈值。可以通过稍微修改等式17，如等式18，来提供一种可能的阈值测试，其优点是避免了等式17中的划分操作。

${\mathrm{CM}}_{\mathrm{linearT}}\&CenterDot;\stackrel{?}{D<N}$ 等式（18）

其中，CM_linearT是CM_linear的特定阈值；

操作符是阈值测试，如果不等式为“真”，则指示CM_linear大于CM_linearT。

表4是从3GPP TS 25.101的表6.1A所推导出的，其中表示了以C语言的形式给出的有效算法，该算法设定了max_MPR_dB的值和阈值。选择调整因数的线性等效的值以用于计算最大MPR。

表4

编号	CM_linear_T	MPR_dB
			0	10^(1.0/10)=1.258925	未使用
1	10^(1.5/10)=1.412538	0.5
			2	10^(2.0/10)=1.584893	1.0
3	10^(2.5/10)=1.778279	1.5
			4	10^(3.0/10)=1.995262	2.0
5	未使用	2.5

用于计算最小MPR的专用设备算法与计算最大MPR的类似，根据特定数目，很可能只有一个CM和/或PAR的阈值，并且可以使用类似的算法进行计算。

回到图4，图4是被配置用于无线通信的WTRU 400，由缩放电路450接收和处理数字用户数据和控制数据，以数字地缩放数据，设定其相对发射功率。可以将数字用户数据编码至例如专用物理数据信道（DPDCH）或增强DPDCH（E-DPDCH）的信道中。可以将控制数据编码至例如专用物理控制信道（DPCCH）、高速DPCCH（HS-DPCCH）或增强DPCCH（E-DPCCH）的信道中。缩放电路450在这各个信道中操作。

由滤波器设备460对缩放后的数据进行滤波，由模数转换器（DAC）470将滤波后的数据转换为模拟信号，并由无线电发射机480通过天线（Tx）490发送。WTRU的发射机具有可调整的（即，功率可控）整体发射功率，以及可缩放的单个信道输入，如图4中由模拟增益项和数字增益项分别表示。也可以使用其它形式的可控传输设备。

根据3GPP中定义的过程，由发射功率控制单元440来设定单个信道的发射功率和整体发射功率。标称最大发射功率由WTRU功率级或网络来确定。WTRU功率级的最大发射功率在3GPP中定义。WTRU可以自动地使用最大MPR或小一些的设备专用最小MPR来对其最大发射功率进行限制，该最大MPR是在3GPP所定义的范围之内的值。

发射功率控制单元440使用多个参数来设定发射功率。这些参数中一个是MPR。为了计算MPR，首先根据离线配置参数来定义配置情况，该参数是根据上述图2至图3的描述所获得的（410）。对于识别后的情况，根据下述内容来计算调整后的估计CM和/或PAR（420）。

根据用于最大MPR和/或最小MPR的值来设置MPR（430）。优选地，由处理设备430根据调整后的CM和/或PAR估计（420），或调整后的MPR估计来计算最大MPR和/或最小MPR。如果是根据对MPR的调整来计算，则不再对CM和/或PAR进行调整。

WTRU 400可以被构造为计算MPR中的任一个或两个都计算；以及从CM或PAR任一个来计算最小MPR，这样，可以选择使用任意组合。CM和/或PAR的估计可以是预先计算的值的函数，该值由α项来表示，也可以是所发送信号的所需相关信道功率（β项）的函数，其中，β项的特定函数是根据该信号的特定物理参数。对该估计的调整可以是来自预先计算的项。

为了在WTRU 400中计算一个或两个MPR，首先，对于TTI，以该信号的配置举例，其MAC-es的信道权重为β_c=15，β_d=6，A_hs=β_hs/β_c=max(Δ_ACK和Δ_CQI)=15/15，A_ec=β_ec/β_c=15/15，A_ed,=β_ed/β_c=95/15。该信号的例子是在R4-060176,3GPP TSG RAN 4Meeting#38中的信号U。

第二，通过使用数字缩放，WTRU 400计算出以下数字信道权重：β_c=22,，β_d=9，β_hs=22，β_ec=22，β_ed=200。这些权重相互占所需比例，并且其平方和为所需常量。

第三，通过使用表3中的α_CM和β，而使用等式5计算出数字信道权重和CM_linear的估计，为1.0589，等于0.2487dB。

第四，通过减去0.54dB而对CM的估计进行调整，得到约-0.29dB。可替换地，在线性形式中，通过将1.0589与0.883相乘来调整该估计，产生约0.93。

第五，CM的线性调整估计0.94小于表4中的第一线性阈值；因此，将最大MPR计算为0dB。

通过图8进行总结，表示了通过WTRU 400计算MPR而设置发射功率的过程800。根据配置情况，在离线处理器中确定和处理调整因数和预先计算出的α值（810）。在WTRU 400中存储这些值，以帮助WTRU 400识别配置情况（820）。一旦确定了配置情况，则计算调整后的估计CM和/或PAR（830）。通过使用这些调整后的估计值，计算出最大MPR和最小MPR（840），并设置MPR。将MPR、理论最大功率和功率控制命令相结合（850），从而设置发射功率（860）。

虽然在特定组合的优选实施例中描述了本发明的特征和部件，但是这其中的每一个特征和部件都可以在没有优选实施例中的其他特征和部件的情况下单独使用，并且每一个特征和部件都可以在具有或不具有本发明的其他特征和部件的情况下以不同的组合方式来使用。本发明提供的方法或流程图可以在由通用计算机或处理器执行的计算机程序、软件或固件中实施，其中所述计算机程序、软件或固件是以有形的方式包含在计算机可读存储介质中的，计算机可读存储介质的例子包括只读存储器（ROM）、随机存储存储器（RAM）、寄存器、缓存、半导体存储设备、内部硬盘和移动磁盘之类的磁介质、磁光介质和CD-ROM碟片和数字多用途光盘（DVD）之类的光学介质。

举例来说，适当的处理器包括，通用处理器、专用处理器、常规处理器、数字信号处理器（DSP）、多个微处理器、与DSP核相关的一个或多个微处理器、控制器、微控制器、专用集成电路（ASIC）、现场可编程门阵列（FPGA）电路、任何其他类型的集成电路（IC）和/或状态机。

与软件有关的处理器可以用于实现射频收发机，以用于无线发射接收单元（WTRU）、用户设备（UE）、终端、基站、无线网络控制器（RNC）或任何主机计算机。WTRU可以与采用硬件和/或软件形式实施的模块结合使用，例如照相机、摄像机模块、视频电话、扬声器电话、振动设备、扬声器、麦克风、电视收发机、免提耳机、键盘、蓝牙

模块、调频（FM）无线单元、液晶显示器（LCD）显示单元、有机发光二极管（OLED）显示单元、数字音乐播放器、媒体播放器、视频游戏模块、互联网浏览器和/或任何无线局域网（WLAN）模块。

Claims (10)

1.一种无线发射/接收单元WTRU，该WTRU包括：

用于获得第一最大功率衰减MPR和第二MPR的装置；其中所述第一和第二MPR至少从所述WTRU的上行链路传输的调制类型中获得；

用于选择所述第一或第二MPR的装置；

用于响应于所选择的第一或第二MPR而修改所述WTRU的最大输出功率的装置；以及

用于在不超过所修改的最大输出功率的输出功率下传送所述上行链路传输的装置。

2.根据权利要求1所述的WTRU，其中所述第二MPR至少从调整因数中获得。

3.一种方法，该方法包括：

由无线发射/接收单元WTRU获得第一最大功率衰减MPR和第二MPR；其中所述第一和第二MPR至少从所述WTRU的上行链路传输的调制类型中获得；

由所述WTRU选择所述第一或第二MPR；

响应于所选择的第一或第二MPR，由所述WTRU修改所述WTRU的最大输出功率；以及

在不超过所修改的最大输出功率的输出功率下传送所述上行链路传输。

4.根据权利要求3所述的方法，其中所述第二MPR至少从调整因数中获得。

5.一种无线发射/接收单元（WTRU），该WTRU包括：

天线；

用于确定第一最大功率衰减（MPR）和第二MPR的装置，该用于确定第一最大功率衰减MPR和第二MPR的装置可操作地耦合到所述天线；

用于基于所确定的第一和第二MPR来选择MPR的装置；以及

用于基于所选择的MPR来降低发射功率级的装置。

6.根据权利要求5所述的WTRU，其中所述第一MPR与所述第二MPR相比较来选择所述所选择的MPR。

7.一种方法，该方法包括：

由无线发射/接收单元（WTRU）确定第一最大功率衰减（MPR）和第二MPR；

由所述WTRU基于所确定的第一和第二MPR选择MPR；以及

由所述WTRU基于所选择的MPR降低发射功率级。

8.根据权利要求7所述的方法，其中所述第一MPR与所述第二MPR相比较来选择所述所选择的MPR。

9.一种集成电路，该集成电路包括：

被配置成确定第一最大功率衰减（MPR）和第二MPR的电路；

其中，所述电路还被配置成基于所确定的第一和第二MPR来选择MPR；以及

其中，所述电路还被配置成基于所选择的MPR控制无线发射/接收单元（WTRU）的发射功率的衰减。

10.根据权利要求9所述的集成电路，其中所述第一MPR与所述第二MPR相比较来选择所述所选择的MPR。

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