JP2005057611A - Ｃｄｍａ変調方法及び変調装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 DACからの出力信号の歪みを少なくし、ゲインファクタの変更時の送信ベースバンド信号のスペクトルの広がりを抑える。
【解決手段】 独立なデジタルデータ信号Di、Dqは、第１の拡散符号Ci、Cqとの間で乗算器１１、１２により拡散変調され、拡散変調信号４１、４２は複素QPSK演算部１３に入力され、第２の拡散符号Si、Sqとの間で複素QPSK演算される。演算結果としての出力信号４３〜４６は、ルートナイキスト特性を持つＬＰＦ１８〜２１によりフィルタリングされ、ＤＡＣ２２〜２５によりアナログ値５１〜５４に変換される。ゲインファクタ信号Gi、Gqの重み付けを実行し、Ｉ・ＣＨデータ信号Diを含む項に対応する信号５１及び信号５４に、ゲインファクタ制御部６６において生成されたゲインファクタ信号Ｇi”をＤＡＣ８４でアナログ値に変換した後の信号Giの重み付けを乗算器２６、２９において行う。
【選択図】 図１

Description

本発明は、スペクトル拡散通信技術及びＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）技術を用いた拡散変調技術に関し、特に、ゲインファクタによりデータチャネルの振幅比を可変にする拡散変調技術に関する。

スペクトル拡散通信及びスペクトル拡散通信技術を利用したＣＤＭＡシステムは、マルチパス・フェージングに強いこと、データの高速化が可能なこと、通信品質が良好なこと、周波数利用効率が良いこと、等の特徴を有しており、次世代の移動通信及びマルチメディア移動通信技術として有望な通信方式である。スペクトル拡散通信では、送信側において伝送すべき信号の帯域幅よりもはるかに広い帯域に拡散させた信号を送信する。一方、受信側ではスペクトル拡散された信号を元の信号帯域幅に復元する。この技術を用いることにより上記特徴が発揮できる。

図７は、スペクトル拡散通信システムの送信部のブロック図である。伝送すべき情報（信号）１００は、一次変調器１０１によりBPSK（２相位相シフトキーイング）やQPSK（４相位相シフトキーイング）等の変調をうけたデータ信号D（ｔ）となる。拡散符号発生器１０３により生成されたスペクトル拡散符号C(t)により、データ信号D(t)は、二次変調器１０２によって二次変調される。拡散符号C(t)としては、Ｍ系列、ゴールド符号、アダマール符号等の符号が使用される。

ＣＤＭＡシステムは、拡散符号発生器１０３により生成された拡散符号C(t)によりユーザ、セル、情報チャネル等の区別を行う。その後、無線搬送波発生器１０５により発生された搬送波と上記二次変調波とを乗算器１０４により乗算し無線周波数に変換する。この変換された搬送波を増幅器１０６により増幅した後、アンテナ１０７から送信する。

ここで、二次変調（拡散変調）の手法として一次変調と同様にBPSK、QPSK等があるが、図８は、従来の二次変調器の一例を示すブロック図である。この二次変調器は、図８に示すように、同相チャネル（I CH）と直交チャネル（Q CH）の独立なデータDi、Dqに対し、独立な拡散符号Ci、Cqを用いて乗算器１１０、１１１による演算を行うことにより、拡散信号１１２、１１３がDi・Ci、Dq・Cqとして得られる。この手法は、二重チャネルQPSK法と呼ばれ、二重チャネルQPSKは独立なデータを同時に伝送する場合に有効な手法である。これらの拡散変調については、非特許文献１にその詳細が記載されている。

次に、より複雑な複素QPSK拡散変調法についての図９を参照して説明する。図９は、複素QPSK拡散変調法を用いた二次変調器の他の構成例を示すブロック図である。図９に示すように、複素データ（Di、Dq）が複素QPSK演算部１２１において複素拡散符号（Si、Sq）により複素拡散され、I CH拡散信号Ai及びQ CH拡散信号Aqが生成される。
（Di+ｊDq）・（Si+ｊSq）＝（Di・Si−Dq・Sq）＋ｊ（Di・Sq＋Dq・Si）
＝Ai＋ｊAq （１）
但し、ｊは虚数単位である。

複素QPSK演算部１２１は、（１）式の右辺各項を生成するために、複素データ（Di,Dq）と複素拡散符号（Si,Sq）との演算を、乗算器１２２〜１２５により実行する。上記演算の結果、（１）式における各項（Di・Si）、（Dq・Sq）、（Di・Sq）、（Dq・Si）がそれぞれ求まる。そして、（１）式の符号を考慮して、加算器１２６、１２７において加算（減算）が行われる。

ところで、次世代の移動体通信方式であるW-CDMA（Wideｂａｎｄ−ＣＤＭＡ）は、２種類の拡散符号を用いた拡散変調が行なわれる。すなわち、符号周期が非常に長いロングコードと符号周期が短いショートコードを組み合わせて、拡散及びスクランブルの役割を果している。W-CDMAの拡散変調及び拡散符号の役割については、非特許文献２、３にその詳細が記載されている。

次に、図８の（Ci、Cq）による二重拡散技術と図９の（Si、Sq）による複素QPSK変調技術とを組み合わせた２種類の拡散符号を使用した拡散変調法を説明する。すなわち、データ信号（Di、Dq）を拡散符号（Ci、Cq）で二重拡散した後、拡散符号（Si、Sq）による複素QPSK変調を行う。この複素ＱＰＳＫ変調は、以下の（２）式で表わされる。
（Di・Ci+ｊDq・Cq）・（Si+ｊSq）＝（Di・Ci・Si−Dq・Cq・Sq）＋ｊ（Di・Ci・Sq＋Dq・Cｑ・Sｉ）＝Ai＋ｊAq （２）

図１０は、この複素ＱＰＳＫ拡散変調法を行う二次変調器の他の構成例を示すブロック図である。この複素ＱＰＳＫ拡散変調法を行う二次変調器は、図１０に示すように、データ信号（Di、Dq）と拡散符号（Ci、Cq）とは、乗算器１１０、１１１により二重拡散される。この二重拡散された信号１１２、１１３は、複素QPSK演算部１２１において、他方の拡散符号（Si、Sq）との間で複素QPSK拡散変調が行われ、加算・減算器１２６、１２７により加算（又は減算）が行われる。

すなわち、複素ＱＰＳＫ演算部１２１は、（２）式の右辺各項を生成するために、複素データ（Di・Ci、Dq・Cq）と複素拡散符号（Si、Sq）の演算を乗算器１２２〜１２５により実行する。このような演算の結果、（２）式における各項（Di・Ci・Si）、（Dq・Cq・Sq）、（Di・Ci・Sq）、（Dq・Cｑ・Sｉ）が求まる。

ここで、一方の拡散符号（Ci、Cq）の拡散速度（チップレート）と他方の拡散符号（Si、Sq）の拡散速度（チップレート）とが等しい場合には、拡散符号（Ｓi、Ｓq）はスクランブルの役割となるため、拡散符号（Ｓi、Ｓq）はスクランブルコードとも呼ばれる。

図１０におけるデータ信号（Di、Dq）は、前述したように独立なデータである。例えば、Diを送るべき情報データとし、Dqを制御信号として割り当てることができる。情報データDiと制御データDqは重要度等に応じてその振幅比を可変するためのゲインファクタにより調整される場合がある。図１１は、情報データDiと制御データDｑとをゲインファクタにより調整する二次変調器の構成例を示すブロック図である。図１１に示すように、この二次変調器は、同相ＣＨデータ信号Diと直交ＣＨデータ信号Dｑとに、ゲインファクタ信号生成器１３７、１３８から生成されたゲインファクタGi、Gqの信号を用い、乗算器１３１、１３２により重み付けする。ゲインファクタの重み付けされたデータ信号（Gi・Dｉ、Gq・Dｑ）は、図１０と同様に、拡散符号（Cｉ、Cｑ）は乗算器１１０，１１１により二重拡散された後、複素ＱＰＳＫ演算部１２１及び加算器１２６，１２７により他方の拡散符号（Si、Sq）との間で複素ＱＰＳＫ拡散変調が実行される。図１１におけるICH拡散信号Ai及びQ CH拡散信号Aqは（３）式となる。
（Gi・Di・Ci+ｊＧq・Dq・Cq）・（Si+ｊSq）＝（Gi・Di・Ci・Si−Gq・Dq・Cq・Sq）＋ｊ（Gi・Di・Ci・Sq＋Gq・Dq・Cｑ・Sｉ）＝Ai＋ｊAq （３）

このように複素QPSK変調された信号Ai、AqはCDMA送信信号の帯域制限のためにLPF（ローパスフィルタフィルタ）又は隣接チャネルへの漏洩電力を抑圧するためにルートナイキストフィルタ１３３、１３４を介してDAC（デジタル−アナログ変換器）１３５、１３６によりアナログ信号（Ｘi、Ｘq）に変換される。この後、アナログベースバンド信号（Ｘi、Ｘq）は無線周波数に変換され、増幅された後、アンテナからCDMA信号として送信される。

図６は、情報データDiと制御データDqとをゲインファクタGi、Gqにより調整する二次変調器の他の構成例を示すブロック図である。図６に示すように、ＣＤＭＡの複素ＱＰＳＫ拡散変調回路への入力信号は、デジタルデータ信号（Dｉ、Dｑ）であり、第１の拡散符号生成器３１、３２、第２の拡散符号生成器３３、３４、複素ＱＰＳＫ演算部１３、ＬＰＦ（又はルートナイキストフィルタ）１８〜２１、重み付け乗算器６１〜６４、ゲインファクタ信号制御部３５、３６、加算器６８、６９、ＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）８４，８５を含んで構成される。

独立なデジタルデータ信号Dｉ、Dｑは、拡散符号生成器３１、３２で生成された第１の拡散符号Cｉ、Cｑとの間で、乗算器１１、１２により拡散変調され、拡散信号（Dｉ・Cｉ）４１及び（Dｑ・Cｑ）４２が得られる。拡散信号４１、４２は複素ＱＰＳＫ演算部１３に入力され、もう一方の拡散符号生成器３３、３４で生成された第２の拡散符号Ｓｉ、Ｓｑとの間で複素ＱＰＳＫ演算を実行する。

複素ＱＰＳＫ演算部１３への入力信号（Dｉ・Cｉ、Dｑ・Cｑ）４１、４２は、第２の拡散符号（Sｉ，Sｑ）との複素ＱＰＳＫ演算の結果、出力４３〜４６が得られる。これら複素ＱＰＳＫ演算の出力４３〜４６は、（２）式の演算により求められる４つの項にそれぞれ対応している。上記の４項に該当する信号４３〜４６は、隣接チャネルへの漏洩電力を抑圧するために、ルートナイキスト特性を持つＬＰＦ１８〜２１によりフィルタリングされ、デジタル信号４７〜５０が得られる。

（３）式に従ったゲインファクタGi、Gqの重み付けを実行することにより、Ｉ・ＣＨデータ信号Giを含む項に対応する信号４７、４９、Ｑ ＣＨデータ信号Ｄｑを含む項に対応する信号４８、５０に、ゲインファクタ制御部３５、３６からのゲインファクタGi、Gqを乗算器６１〜６４にて重み付けする。そして、ゲインファクタGi、Gqの重み付けをしたＩ ＣＨデータ信号Ｄiに対応した項を含む信号７０、７３と、Ｑ ＣＨデータ信号Ｄqに対応した項を含む信号７１、７２と、を（３）式の符号を考慮して加算器６８、６９で加算（減算）した結果、拡散変調された送信ベースバンドＩ ＣＨデジタル信号７４及びＱ ＣＨデジタル信号７５が得られる。拡散変調された送信ベースバンドＩ ＣＨデジタル信号７４及びＱ ＣＨデジタル信号７５は、ＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）８４、８５によりアナログ値に変換され、拡散変調された送信アナログベースバンドＩ ＣＨ信号Ｙｉ及びＱ ＣＨ信号Ｙｑが得られる。

図１１中のＬＰＦ（またはルートナイキストフィルタ）１３３、１３４及びＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）１３５、１３６と図６中のＬＰＦ（またはルートナイキストフィルタ）１８〜２１及びＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）８４、８５が同等の特性であるとすれば、明らかにアナログベースバンド信号（Ｘｉ、Ｘｑ）と（Ｙｉ、Ｙｑ）は同等な信号となる。

横山光雄"スペクトル拡散通信システム"科学技術出版社、ｐｐ．４７１〜４７８。 佐和橋、安達、"マルチメディアに適した移動無線アクセス：W-CDMA"、信学技報、SST-98-41,１９９８−１２。 大野、佐和橋、土肥、東、"広帯域コヒーレントDS-CDMAを用いる移動無線アクセス"、NTT DoCoMoテクニカルジャーナル、Vol.４ No３。

ところで、DAC（デジタル−アナログ変換器）に最大ビット数使用した信号で入力しない場合には、振幅をIF、RF帯のパワーアンプで高めることができるが、ダイナミックレンジのレベルを上げなければならない点、増幅器を高効率で動作させた場合には出力信号の歪みが大きくなる点などの問題がある。また、出力信号の歪みにより、送信データにエラーが生じたり、隣接する通信チャンネルへ電波が漏れ出し妨害電波となるという問題点もある。

また、複素ＱＰＳＫ変調装置を用いて送信中にゲインファクタGi、Gqの値を変更した場合に、ゲインファクタGi、Gqの変動幅が大きい場合には、送信ベースバンド信号の振幅が急激に大きく変動し、結果的にゲインファクタGi、Gqの値の変更点において送信ベースバンド信号のスペクトルが広がってしまうという問題点もある。

本発明の目的は、DAC（デジタル−アナログ変換器）からの出力信号の歪みを少なくすることである。また、ゲインファクタの変更時の送信ベースバンド信号のスペクトルの広がりを抑えることである。

DAC（デジタル−アナログ変換器）からの出力信号、もしくは、DAC（デジタル−アナログ変換器）に入力される前に同相チャネル信号と直交チャネル信号にゲインファクタにより計算された重みを印加し、DAC（デジタル−アナログ変換器）よりの出力信号の振幅を調整し、又は、DAC（デジタル−アナログ変換器）への入力信号を該DA変換器入力ビット幅の範囲で振幅が最大になるように振幅を調整する。これにより、DAC（デジタル−アナログ変換器）からの出力信号を最大限利用することができる。

本発明のCDMA複素QPSK拡散変調装置は、例えば、２種類の拡散符号を使用して拡散及びスクランブル動作を行う。ICH、QCHの情報データは拡散符号により二重チャネルQPSK拡散変調され、そして、その信号ともう一方の拡散符号（スクランブル符号）により複素QPSK演算される。その演算出力はＬＰＦ（またはルートナイキストフィルタ）に入力され、ゲインファクタ制御部から重み付けされる。重み付けをしたデータ信号を加算(減算)することで拡散変調された送信ベースバンド信号が得られ、DAC（デジタル−アナログ変換器）により拡散変調された送信ベースバンドアナログ信号が得られる。ここで、ゲインファクタはＬＰＦに入力され、変動が緩やかな信号をなったゲインファクタ信号を印加する。

本発明によれば、DAC（デジタル−アナログ変換器）からの出力信号、もしくはDAC（デジタル−アナログ変換器）への入力信号にゲインファクタ制御部より計算された重みを印加することにより、DACからの出力信号の振幅の調整、もしくはDAC（デジタル−アナログ変換器）への入力信号を該デジタル−アナログ変換器入力ビット幅の範囲で振幅が最大となるように振幅を調整することで、ダイナミックレンジを抑えることや、DAC（デジタル−アナログ変換器）からの出力信号の歪みを少なくすることができ、また、ゲインファクタの印加を行う際、印加するゲインファクタをランプ的に変動させることにより、ゲインファクタ変更時の送信ベースバンド信号スペクトルの広がりを抑えることが可能である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態によるＣＤＭＡ変調回路の一構成例を示すブロック図である。図１に示すように、本実施の形態によるＣＤＭＡ変調回路において、ＣＤＭＡの複素ＱＰＳＫ拡散変調回路への入力信号は、デジタルデータ信号（Dｉ、Dｑ）であり、第１の拡散符号生成器３１、３２、第２の拡散符号生成器３３、３４、複素ＱＰＳＫ演算部１３、ＬＰＦ（またはルートナイキストフィルタ）１８〜２１、DAC（デジタル−アナログ変換器）２２〜２５、８４、８６、ゲインファクタ制御部６６、６７、重み付け乗算器２６〜２９、８１、８２及び加算器５９、６０、ゲイン調整部８３とを有している。

独立なデジタルデータ信号Di、Dqは、拡散符号生成器３１、３２で生成された第１の拡散符号Ci、Cqとの間で乗算器１１、１２により拡散変調され、拡散変調信号（Di・Ci）４１及び（Dq・Cq）４２が得られる。拡散変調信号４１、４２は複素QPSK演算部１３に入力され、もう一方の拡散符号生成器３３、３４で生成された第２の拡散符号Si、Sqとの間で複素QPSK演算が実行される。複素QPSK演算部１３への入力信号（Di・Ci、Dq・Cq）４１、４２と第２の拡散符号（Si、Sq）との複素QPSK演算の結果、出力信号４３〜４６が得られる。複素QPSK演算の出力信号４３〜４６は、（２）式の演算により生じた４つの項の絶対値に対応している。これら複素ＱＰＳＫ演算機能は、（２）式の演算により生じた４つの項に対応している。すなわち、複素ＱＰＳＫ演算機能は、（２）式で示したように、入力のＩ ＣＨ及びＱ ＣＨ信号と拡散符号（スクランブルコード）のＩ ＣＨとＱ ＣＨ信号との乗算を実行し、その結果として上記４項が求まる。

上記４項に該当する信号４３〜４６は、隣接チャネルへの漏洩電力を抑圧するために、ルートナイキスト特性を持つＬＰＦ１８〜２１によりフィルタリングされ、デジタル信号４７〜５０が得られる。このデジタル信号４７〜５０は、ＤＡＣ２２〜２５により、アナログ値５１〜５４に変換される。（３）式に従ったゲインファクタ信号Gi、Gqの重み付けを実行することにより、Ｉ・ＣＨデータ信号Diを含む項に対応する信号５１及び信号５４に、ゲインファクタ制御部６６において生成されたゲインファクタ信号Ｇi”をＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）８４でアナログ値に変換した後の信号Giの重み付けを乗算器２６、２９において行う。

Ｑ ＣＨデータ信号Dｑを含む項に対応する信号５２及び５３に、ゲインファクタ制御部６７にて生成されたゲインファクタ信号Ｇq”をＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）８５でアナログ値に変換した後の信号Ｇqの重み付けを乗算器２７、２８にて行う。

そして、ゲインファクタGiの重み付けをしたデータ信号Diに対応した項を含む信号５５、５８と、Gqの重み付けをしたデータ信号Dqに対応した項とを含む信号５７、５６を、（３）式の符号を考慮して加算器５９、６０で加算（減算）する。その結果、拡散変調した送信アナログベースバンドＩ・ＣＨ信号Ｚｉ及び送信アナログベースバンドＱ ＣＨ信号Ｚｑが得られる。ここで加算(減算)後の信号にゲインファクタ制御部６６、６７からのゲインファクタ信号によりゲイン調整部８３で計算された値Ｇを乗算することで、拡散変調した送信アナログベースバンドＩ・ＣＨ信号及び送信アナログベースバンドＱ ＣＨ信号の振幅を調整することができ、信号を最大限利用しダイナミックレンジのレベルを抑えることができる。

図２は、本発明の第２の実施の形態によるＣＤＭＡ変調回路の一構成例を示すブロック図である。図２に示すＣＤＭＡ変調回路（図７における二次変調器）への入力信号は、デジタルデータ信号（Di、Dq）であり、乗算器１１、１２、第１の拡散符号生成器３１、３２、第２の拡散符号生成器３３、３４、複素QPSK演算部１３、LPF（またはルートナイキストフィルタ）１８〜２１、DAC（デジタル-アナログ変換器）８４、８５、ゲインファクタ制御部 Gi ６６ 及び Gq ６７、重み付け乗算器６１〜６４及び加算器６８、６９、ゲイン調整部８３から構成されている。

独立なデジタルデータ信号Di、Dqは、拡散符号生成器３１、３２で生成された第１の拡散符号Ci、Cqとの間で乗算器１１、１２により拡散変調され、拡散変調信号（Di・Ci）４１及び（Dq・Cq）４２が得られる。拡散変調信号４１、４２は、破線で囲まれた複素QPSK演算部１３に入力され、もう一方の拡散符号生成器３３、３４において生成された第２の拡散符号Si、Sqとの間で複素QPSK演算が実行される。

複素QPSK演算部１３への入力信号（Di・Ci、Dq・Cq）４１、４２は、第２の拡散符号（Si、Sq）との複素QPSK演算の結果、出力信号４３〜４６が得られる。これら複素QPSK演算の出力４３〜４６は、（２）式の演算により生じた４つの項の絶対値に対応している。すなわち、複素ＱＰＳＫ演算機能は（２）式に示すように、入力のＩ・ＣＨ及びＱ・ＣＨ信号と拡散符号（スクランブルコード）のＩ・ＣＨ及びＱ ＣＨ信号との乗算を実行し、その結果、４項（Di・Ci・Si）、（Dq・Cq・Sq）、（Di・Ci・Sq）、（Dq・Cｑ・Sｉ）が求まる。

複素ＱＰＳＫ演算から生じた上記４項に該当する４３〜４６は隣接チャネルへの漏洩電力を抑圧するためにルートナイキスト特性を持つＬＰＦ１８〜２１によりそれぞれフィルタリングされ、デジタル信号４７〜５０に変換される。（３）式に沿ったゲインファクタの重み付けを実行するため、Ｉ・ＣＨデータ信号Diを含む項に対応する信号４７、４９にゲインファクタ制御部６６からゲインファクタ信号Gi (ゲインファクタ信号Giの最大値をGimaxとする)との重み付けを乗算器６１、６３により行い、Ｑ ＣＨデータ信号Dｑを含む項に対応する信号４８、５０に、ゲインファクタ制御部６７からのゲインファクタ信号Gq (ゲインファクタ信号Gqの最大値をGqmaxとする)との重み付けを乗算器６２、６４により行う。

そして、ゲインファクタ信号Giの重み付けをしたデータ信号Diに対応した項を含む信号７０、７２とゲインファクタ信号Gqとの重み付けをしたデータ信号Ｄqに対応した項を含む信号７１、７３を（３）式の符号を考慮して加算器６８、６９で加算（減算）した結果、拡散された送信ベースバンドＩ・ＣＨデジタル信号７４及びＱ・ＣＨデジタル信号７５が得られる。

拡散変調された送信ベースバンドＩ・ＣＨデジタル信号７４及びＱ・ＣＨデジタル信号７５は、ゲイン調整部８３からの調整信号よりそれぞれ乗算器８１、８２により(Gimax + Gqmax) / (Gi + Gq)倍され、送信ベースバンドＩ・ＣＨデジタル信号７４及びＱ・ＣＨデジタル信号７５は、それぞれDA変換器入力ビット幅の範囲で振幅が最大となるような送信ベースバンドＩ・ＣＨデジタル信号７６とＱ ＣＨデジタル信号７７に調整される。拡散変調され。このＤＡ変換器入力ビット幅の範囲で振幅が最大となるように振幅を調整された送信ベースバンドＩ・ＣＨデジタル信号７６とＱ・ＣＨデジタル信号７７はＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）８４、８５によりＤ／Ａ変換され、拡散変調された送信アナログベースバンドＩ ＣＨ信号Ｚi及びＱ ＣＨ信号Ｚｑが得られる。

ゲインファクタの値が変動するときは、ゲインファクタ制御器６６、６７からのゲインファクタ信号Gi、Gqは、ランプ的に緩やかに変動するため、ゲインファクタGiの重み付けをしたデータ信号Diに対応した項を含む信号７０、７２、ゲインファクタGqの重み付けをしたデータ信号Dｑに対応した項を含む信号７１、７３のスペクトルの広がりを抑えることができ、結果的に送信アナログベースバンド信号Ｉ ＣＨ信号Ｚｉ及びＱ ＣＨ信号Ｚｑのスペクトルの広がりを抑えることが可能となる。

図３を参照して、ゲインファクタ制御について説明する。図３はゲインファクタ制御部６６、６７の一構成例を示す図である。ゲインファクタ信号生成部９０は、従来のゲインファクタ制御部３５、３６（図６）と同等の機能を有しており、加えて、後段のＬＰＦ９１における信号の遅延時間及び通信システムにおいて規定される送信パワーの遷移時間を考慮してゲインファクタの変化タイミングを最適に調整する機能を有している。このゲインファクタ信号生成器９０からの信号G’は、後段のＬＰＦ９１に入力され、ランプ的に変化するゲインファクタ信号Ｇ（Gi、Gq）が生成される。

図４は、ゲインファクタ信号Ｇ’及びＧがそれぞれ５ビット信号である場合の、ＬＰＦ９１の一構成例を示す図である。尚、図中のＤ^-4は、４クロック相当の遅延を意味する。図４に示すように、信号Ｇ’は、入力信号を４クロック分の遅延された信号を出力する４クロック遅延回路９２を介して分岐し、一方は、１／２分周器９６を介して、他方は、４クロック遅延回路９３、９４及び１／２分周器９５を介して、加算器９７において加算される。加算信号は、加算器９８において、４クロック遅延回路９３からの出力信号と加算され、１／２分周器９９を介してゲインファクタ信号Ｇとして出力される。

図５は、ゲインファクタ信号生成部９０から出力されＬＰＦ９１に入力されゲインファクタＧ’が”０１１１０”から”１１１１０”、さらに”０１０１０”と変化した場合におけるフィルタ出力ＧＬＰＦの変化の様子を示す図である。図５に示すように、Ｇ’が“０１１１０”から“１１１１０”に変化すると、クロック信号ｃｌｋの立ち上がりのタイミングの時間ｔ１においては、Ｇ_LPFは“０１１１０”を維持している。時間ｔ１から４クロック遅れた時間ｔ２において、先頭ビットが“１１１１０”に基づいて“０”から“１”に変化し、４クロック遅れた時間ｔ３で２番目のビットが“０”から“１”に変化し、４クロック遅れた時間ｔ４で３番目のビットが“０”から“１”に変化する。これにより、ＧＬＰＦは、最終的にＧ’と同じ“１１１１０”に緩やかに変化する。次に、時間ｔ５でＧ’が“０１０１０”に変化すると、時間ｔ６から時間ｔ８にかけて“１１１１０”から“０１０１０”に変化する。

以上のように、ゲインファクタ制御部６６，６７は、ゲインファクタの値の変化点でゲインファクタ信号Ｇ（ＧＬＰＦ）をランプ的に変化させる機能を有するため、拡散信号のスペクトルの広がりを抑えることができる。

尚、本発明のCDMA複素QPSK拡散変調装置は、２種類の拡散符号を使用して拡散及びスクランブルを行っているが、１種類の拡散コードを用いても同様の効果が得られる。すなわち、複素QPSK演算部への入力信号は必ずしも拡散変調されている場合に限定されるものではなく、データ信号（Di、Dq）またはゲインファクタGi、Gqを考慮したデータ信号（Gi・Di、Gq・Dq）であっても有効に機能するのは言うまでもない。

本発明は、スペクトル拡散通信技術及びＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）技術を用いた拡散変調技術を用いた通信装置に適用可能である。

本発明の第１の実施のよるＣＤＭＡ変調回路の構成例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施のよるＣＤＭＡ変調回路の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態によるゲインファクタ制御器の一構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態によるＬＰＦの構成例を示す図である。 図４のＬＰＦの入力信号と出力信号との関係を示す図である。 従来の二次変調器の一例を示すブロック図である。 従来のスペクトル拡散通信システムにおける送信部のブロック図である。 従来の二次変調器の他の例を示すブロック図である。 従来の二次変調器の更に他の例を示すブロック図である。 従来の二次変調器の更に他の例を示すブロック図である。 従来の二次変調器の更に他の例を示すブロック図である。

符号の説明

１１、１２ 乗算器
１３ 複素ＱＰＳＫ演算部
１４〜１７ 乗算器
１８〜２１ ＬＰＦ
２２〜２５ ＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）
２６〜２９ 重み付け乗算器
３１、３２ 第１の拡散符号生成器
３３、３４ 第２の拡散符号生成器
３５、３６ ゲインファクタ制御部
５９、６０ 加算器
６１〜６４ 重み付け乗算器
６６、６７ ゲインファクタ制御部
６８、６９ 加算器
８１、８２ 重み付け乗算器
８３ ゲイン調整部
８４〜８６ ＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）
９０ ゲインファクタ信号生成部
９１ ＬＰＦ

Claims (13)

1. 複素拡散符号を生成する少なくとも１つの複素拡散符号発生装置と、
   送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号とを、前記複素拡散符号により複素QPSK拡散変調する複素QPSK演算部と、
   該複素QPSK演算部に接続されたフィルタと、
   該フィルタからの出力信号の振幅を調整する振幅調整回路と
   を備えたCDMA変調装置。
2. さらに、前記フィルタからの出力をデジタル−アナログ変換するＤ／Ａ変換器を備え、
   前記振幅調整回路は、前記Ｄ／Ａ変換器への入力信号又は前記Ｄ／Ａ変換器からの出力信号の振幅を調整する回路であることを特徴とする請求項１に記載のCDMA変調装置。
3. 前記振幅調整回路は、前記Ｄ／Ａ変換器への入力信号のビット幅の範囲内で信号の振幅を調整することを特徴とする請求項２に記載のCDMA変調装置。
4. 前記振幅調整回路は、前記同相チャネル信号と直交チャネル信号とのそれぞれに対する重み付けを行うゲインファクタを生成する第１及び第２のゲインファクタ制御部を有することを特徴とする請求項２又は３に記載のCDMA変調装置。
5. 前記振幅調整回路は、さらに、前記第１及び第２のゲインファクタ制御部からの出力に基づいてゲインの調整量を求めるゲイン調整部を備えることを特徴とする請求項４に記載のCDMA変調装置。
6. 前記振幅調整回路は、さらに、前記第１及び第２のゲインファクタ制御部からの出力とは独立にゲインの調整量を求めるゲイン調整部を備えることを特徴とする請求項４に記載のCDMA変調装置。
7. さらに、前記フィルタからの出力を複素QPSK拡散変調する加算・減算装置を備えた請求項１から６までのいずれか１項に記載のCDMA変調装置。
8. 少なくとも１つの複素拡散符号発生装置と、
   送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号とが前記複素拡散符号発生装置から生成された複素拡散符号により複素QPSK拡散変調する複素QPSK演算部と、
   複素QPSK演算部において生じた項それぞれに接続されたフィルタ及びデジタル−アナログ変換器と、
   送信すべき同相チャネル信号または直交チャネル信号に対応した項にフィルタ通過後のゲインファクタを印加するための乗算器と、
   複素QPSK拡散変調のための加算・減算装置と、
   ゲインファクタの変化をランプ的に変化させるためのフィルタであって、前記ゲインファクタの重み付けは前記フィルタを通過後のゲインファクタのデジタル信号を印加することにより行われるフィルタと
   を有するCDMA変調装置。
9. 第１の拡散符号Ｃi、Ｃqのそれぞれを生成する第１の拡散符号生成器と、
   前記第１の拡散符号Ｃi、Ｃqを用いて、独立なデジタルデータ信号Di、Dqのそれぞれを拡散変調して第１の拡散変調信号と第２の拡散変調信号とを出力する第１の乗算器と、
   第２の拡散符号Ｓi、Ｓqのそれぞれを生成する第２の拡散符号生成器と、
   前記第２の拡散符号Ｓi、Ｓqのそれぞれを用いて、前記第１の拡散変調信号と第２の拡散変調信号とのそれぞれを拡散変調して第３から第６までの拡散変調信号を出力する第２の乗算器と、
   前記第３から第６までの拡散変調信号をフィルタリングする第１から第４までのフィルタと、
   該第１から第４までのフィルタからの第７から第１０までの出力信号の振幅を調整する振幅調整回路と
   を有するCDMA変調装置。
10. 送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号とを複素拡散符号により複素ＱＰＳＫ拡散変調する第１ステップと、
    該第１ステップにより得られた変調信号を低域フィルタリングした後に、デジタル−アナログ変換を行うことにより少なくとも１つの変調信号に重みを印加してベースバンド送信信号とする変調方式であって、前記変調信号の振幅を調整するステップを有する第２ステップと
    を有することを特徴とするＣＤＭＡ変調方法。
11. 前記同相チャネル信号と前記直交チャネル信号とのゲインファクタをそれぞれGi、Gqとし、該ゲインファクタの最大値をそれぞれGimax、Gqmaxとした時、前記デジタル-アナログ変換への入力信号を(Gimax + Gqmax) / (Gi + Gq)倍に調整することを特徴とした請求項１０に記載のCDMA変調方法。
12. 拡散符号を生成する少なくとも１つの拡散符号発生装置と、
    送信すべき同相チャネル信号と直交チャネル信号とを、前記拡散符号によりQPSK拡散変調するQPSK演算部と、
    該QPSK演算部に接続されたフィルタと、
    該フィルタからの出力をQPSK拡散変調する加算・減算装置と、
    該加算・減算回路の入力又は出力の少なくとも一方に対して、調整されたゲインファクタにより重み付けを行う重み付け回路と
    を備えたCDMA変調装置。
13. 拡散符号を生成する少なくとも１つの拡散符号発生装置と、
    送信すべきチャネル信号を、前記拡散符号により拡散変調する演算部と、
    該演算部に接続されたフィルタと、
    該フィルタからの出力を拡散変調する加算・減算装置と、
    該加算・減算回路の入力又は出力の少なくとも一方に対して、調整されたゲインファクタにより重み付けを行う重み付け回路と
    を備えたCDMA変調装置。

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