CN104980386A - 用于提供交叉点信息的方法和设备 - Google Patents
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Classifications
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Abstract
本发明涉及用于提供交叉点信息的方法和设备。一种用于提供交叉点信息的方法包括：提供具有幅度和相位信息的输入信号；在所述输入信号的第一点和所述输入信号的第二点之间插值，以提供所述第一点和所述第二点之间的交叉点信息；以及基于所述输入信号和所述交叉点信息提供脉冲宽度调制信号。
Description
技术领域
在此描述的本公开总体涉及用于估计交叉点信息的技术。特别地，本公开的各方面可涉及在射频脉冲宽度调制(RF-PWM)调制器中应用交叉点估计的方法和设备。
背景技术
脉冲宽度调制(PWM)或脉冲持续时间调制(PDM)是一种调制技术，其可以基于调制器信号信息使脉冲的宽度(也称作脉冲持续时间)顺从。该调制技术可以用于对用于传输(特别是用于在无线电网络上传输)的信息进行编码。作为结果的频谱通常可以包含：dc分量、包含调制信号的基边带、以及脉冲的频率的每个谐波处的相位调制载波。谐波组的幅度可能受(sin(x)/x包络限制并可以扩展到无穷大。无限的带宽可以由脉冲宽度调制器的非线性操作导致。因此，数字PWM可能遭受混叠失真，混叠失真显著地降低了其对现代通信系统的适用性。特别地，在数字PWM中降低混叠失真可能是期望的。
附图说明
附图被包括以提供对各方面的进一步理解，且被并入到本说明书中并构成本说明书的一部分。附图图示了各方面并与描述一起用于解释各方面的原理。将容易理解其他方面和各方面的许多预期优点，因为参考以下详细描述，它们变得更好理解。相似的附图标记指示对应的相似部分。
图1是图示了根据本公开的CPE(交叉点估计)调制器的框图。
图2是图示了根据本公开的RF-PWM调制器核心的框图。
图3是图示了根据本公开的合并和量化块的框图。
图4是图示了根据本公开的循环相位调制器的框图。
图5是图示了在具有和不具有ZOH(零阶保持)的情况下异相信号的频谱的频谱图。
图6是图示了示出由于混叠效应而引起的限制的相位调制器输出和合并信号的频谱的频谱图。
图7a至7d是图示了调制器信号的时域图，示出了采样的效果。
图8是图示了根据本公开的具有CPE和可选噪声成形的调制器电路的框图。
图9是图示了根据本公开的具有CPE和辅调制器分支的调制器电路的框图。
图10是图示了根据本公开的并入有针对第二脉冲的误差反馈的具有CPE和德尔塔西格玛噪声成形的单分支调制器电路的框图。
图11是图示了根据本公开的具有加性CPE和可选德尔塔西格玛噪声成形的单分支调制器电路的框图。
图12是图示了根据本公开的用于最优信号生成的CPE电路的框图。
图13a至13c是图示了主和辅分支信号决策的示例的示意图。
图14a和14b是图示了主和辅分支信号决策的示例的示意图。
图15a至15d是图示了仅基于幅度信息的模拟(ANA)、零阶保持(ZOH)和交叉点估计(CPE)PWM信号生成的示例的示意图。
图16a至16c是图示了根据本公开的异相信号计算的示例的示意图。
图17a和17b是图示了2.6GHz载波频率处40MHz多音信号以及不具有噪声成形(图17a)和具有噪声成形(图17b)的不同CPE方法的误差信号的频谱的频谱图。
图18a和18b是图示了从2.6GHz载波频率的80MHz偏移处40MHz多音信号以及不具有噪声成形(图18a)和具有噪声成形(图18b)的不同CPE方法的误差信号的频谱的频谱图。
图19是图示了根据本公开的用于提供交叉点信息的方法的示意图。
图20是图示了根据本公开的用于提供脉冲宽度调制信号的方法的示意图。
图21是图示了根据本公开的脉冲宽度调制设备的框图。
具体实施方式
在以下详细描述中，参考了附图，附图形成该详细描述的一部分，并且在附图中以图示的方式示出其中本公开可被实施的特定方面。应当理解，在不脱离本公开的范围的情况下，可以利用其它方面并且可以做出结构上或逻辑上的改变。因此，以下详细描述不应在限制意义上采用，并且本公开的范围由所附权利要求限定。
以下术语、缩写和标记法将在此使用：
CPE：交叉点估计，
PWM：脉冲宽度调制，
RF：射频，
ZOH：零阶保持，
CORDIC：协调旋转数字计算机，
IQ：同相正交，
LO：本地振荡器，
PSD：功率谱密度，
ANA：模拟，
SNR：信噪比，
NS：噪声成形，
BB：基带。
在此描述的方法和设备可以基于脉冲宽度调制信号，特别是射频脉冲宽度调制信号。可以理解，与描述的方法有关地进行的评述还可以适用于配置为执行该方法的相应设备，并且反之亦然。例如，如果描述了特定方法步骤，相应的设备可以包括用于执行描述的方法步骤的单元，即使这种单元没有在图中明确地描述或图示。进一步，可以理解，在此描述的各种示例性方面的特征可以彼此结合，除非以其他方式特别指出。
在此描述的方法和设备可以在无线通信网中实现，特别是基于3G、4G和CDMA标准的通信网。以下描述的方法和设备可以进一步在基站(NodeB、eNodeB)或移动设备(或移动站或用户设备(UE))中实现。描述的设备可以包括集成电路和/或无源器件，并可以根据各种技术而制造。例如，该电路可以设计为逻辑集成电路、模拟集成电路、混合信号集成电路、光电路、存储器电路和/或集成无源器件。
在此描述的方法和设备可以配置为发送和/或接收无线电信号。无线电信号可以是或可以包括由具有位于大约3Hz到大约300GHz范围内的射频的无线电发送设备(或无线电发射机或发送器)辐射的射频信号。频率范围可以对应于用于产生和检测无线电波的交流电电信号的频率。
在此描述的方法和设备可以在脉冲宽度调制器中实现，特别是如无线电通信系统中应用的射频脉冲宽度调制器，例如用于在基站和移动设备之间发送无线电信号并且反之亦然。
图1是图示了根据本公开的CPE(交叉点估计)调制器100的框图。CPE调制器100可包括交叉点估计器101，即交叉点估计单元，用于基于IQ(同相正交)输入信号102提供交叉点信息。交叉点估计器101可基于IQ输入信号102和交叉点信息提供交叉点(CP)校正的输入信号104。在一个示例中，可根据如下面关于图19和20描述的方法估计交叉点信息。在一个示例中，可如下面关于图15和16描述的那样估计交叉点信息。
CPE调制器100可包括PWM调制器单元103以对CP校正的输入信号104进行调制，用于提供脉冲宽度调制输出信号106。交叉点信息可以用于提供校正数据，用于使采样的IQ输入信号102近似到在下文还指示为理想表示的其连续时间表示。
PWM调制器单元103的最大更新率可由载波频率限制。PWM调制器单元103可执行隐式的零阶保持(ZOH)并可将该值保持(至少)一个载波周期。
在一个示例中，PWM调制器单元103可配置为提供射频(RF)信号作为脉冲宽度调制的输出信号106。
在一个示例中，PWM调制器单元103可包括如下面关于图8描述的可选的德尔塔西格玛调制器。可选的德尔塔西格玛调制器可接收CP校正的输入信号104和反馈信号以提供噪声成形的IQ信号。德尔塔西格玛调制器可以用于对量化噪声进行成形。
在一个示例中，可选的预处理单元109(例如，如下面关于图8描述的预处理单元)可耦合到CPE调制器100以向CPE调制器100提供输入IQ信号102，例如提供其采样版本。
在一个示例中，可根据下面关于图8到12和21的描述实现CPE调制器100。
图2是图示了根据本公开的RF-PWM调制器核心200的框图。RF-PWM调制器核心200可对应于如以上关于图1描述的PWM调制器单元103。
可凭借CORDIC(协调旋转数字计算机)201将IQ输入信号204分解为相位(φ)和幅度(A)信息。可通过将反余弦203应用到幅度信号A来计算异相信号φA。用于两个相位调制器207、209的控制信号φ1和φ2可包括相位信号φ和异相信号φA的量化组合205。可通过将逻辑AND运算213应用到相位调制器207、209的两个输出信号sig1和sig2来生成RF-PWM信号106。每个相位调制器207、209可基于相位调制器207、209的各自的控制信号φ1和φ2执行本地振荡器信号211的相位调制。IQ输入信号204可对应于如以上关于图1描述的交叉点校正IQ输入信号104。
图3是图示了根据本公开的合并和量化块300的框图。合并和量化块300可对应于如上面关于图2描述的量化合并块205。
可通过首先对乘以2倍301的幅度异相信号φA进行量化303且然后对第二控制信号φ2进行量化315来确保校正舍入。可通过将双倍301量化的幅度信号2φA与第二控制信号φ2相加305来计算第一控制信号φ1。
可通过从相位信号φ减去313经量化303的幅度信号φA，Q(即对双倍301量化303的幅度信号φA取一半311)并对结果进行量化315来计算第二控制信号φ2。可选的反cordic 307可以被用于基于量化的幅度信号φA，Q以及量化的幅度信号φA，Q和第二控制信号φ2的合并(例如相加317)提供量化的IQ信号IQQ。
可选的反cordic 307可以用于针对德尔塔西格玛反馈(例如对应于如下面关于图8描述的德尔塔西格玛调制器805)提供复IQ基带采样值IQQ。
图4是图示了根据本公开的循环相位调制器400的框图。循环相位调制器400可对应于如上面关于图2描述的相位调制器207、209中的一个或两者。
离散相位调制器400可由单元延迟407的行405构成。可以凭借可由输入信号φx控制的复用器401选择调制器输出sigx。LO信号409可被假定为50％方波信号。可由锁定单元403将延迟行405锁定到LO信号409以确保延迟行405的最后抽头对应于360°。
图5是图示了具有和不具有ZOH(零阶保持)的异相信号的频谱500的频谱图。
如以上关于图2描述的RF-PWM调制器核心200的实现可以实现每载波周期一次对相位信号的更新，并因此可隐式地执行ZOH。因此，可以以载波频率对两个异相信号φ1和φ2进行采样。该采样的效果在图5中可见。理想的连续时间信号501、φ1的功率谱密度(PSD)对较高的频率(例如2.5至10GHz)可连续降低，而ZOH采样信号502可在载波频率(2.6GHz)及其倍数处示出峰值。示例性载波频率2.6GHz和示例性带宽40MHz可以用于图示以下附图，除非以其他方式指出。
图6是图示了示出由于混叠效应而引起的限制的合并信号和相位调制器207、209输出和频谱600的频谱图。
当未应用CPE时，该效应严重限制了这两个相位调制器207、209的输出信号的信号质量。相位调制器207、209的输入信号211可以是具有所有奇次谐波中的谐波内容的50％方波信号。该奇次谐波也可由具有基带(BB)信号的倍数偏移的输入信号来调制，例如，三次谐波可由3*φ1调制，等等。特别当未应用CPE时，由于该效应，载波频率及其倍数处的ZOH峰值可被混叠回到实际信号带中，从而导致失真并限制信号质量。在图6中，输入信号601、三次谐波602、五次谐波603和七次谐波604被描绘以图示由于混叠效应而引起的限制。
图7a至7d是图示了调制器信号的时域图，示出采样的效应。时间轴(ts)是以采样周期单元表示的。
这些图图示了时域中ZOH的影响。从图7a可看出，输入信号φ1和φ2在一个采样周期内可显著变化，而它们的ZOH采样对应物φ1，ZOH和φ2，ZOH在采样周期内可保持不变。如在图7b和7c中针对x＝1、2比较sigX，CPE和sigX，ZOH时可以看出，由ZOH导致，可出现在信号交叉处与理想信号的差异。此外，这可改变所得到的PWM信号pwmZOH，如图7d所示，这可能偏离于其中pwmCPE是接近的近似的理想信号。该差异可导致频域中载波周围的混叠产物。
从图7d还可看出，脉冲宽度调制(pwm)信号的信号转移仍可能被限制于每载波周期或采样周期一个或最多两个脉冲。然而，可能极少出现如周期3中所示的两个脉冲的情况，即，在时间轴tS上从采样周期单元2到采样周期单元3。
考虑到属性允许生成与理想pwm信号近似的控制信号。这样的控制信号可通过凭借交叉点估计(CPE)(例如，如以上关于图1描述的交叉点估计器101所执行)对信号转移的正确预测而生成。每载波周期两个脉冲的情况可由如以下描述的附加电路和/或信号处理执行。
图8是图示了根据本公开的具有交叉点估计和可选噪声成形的调制器电路800的框图。
调制器电路800可包括交叉点估计器801，例如对应于上面关于图1描述的CPE 101。CPE 101可被包括在如图8中所示的调制器电路800中，或者CPE 101可预先耦合到如图1中所示的调制器电路800，以向调制器电路800提供CPE校正的IQ输入信号804和/或806。调制器电路800可包括脉冲宽度调制器803，特别是射频脉冲宽度调制器，以提供RF脉冲宽度调制信号作为调制输出信号808。
调制器电路800的最大更新速率可由载波频率限制。调制器电路800可执行隐式零阶保持(ZOH)并可保持该值达(至少)一个载波周期。
调制器电路800可基于可与如关于图1描述的IQ输入信号102相对应的IQ输入信号102来提供主IQ信号804和辅IQ信号806。交叉点估计器CPE 801可递送两个输出信号IQmain 804和IQaux 806，其中IQmain信号可包含交叉点校正的第一脉冲信号信息，并且IQaux可包含关于可能第二脉冲的信息。主IQ信号804可近似于如以上关于图7描述的理想pwm信号的每载波周期的主脉冲，而辅IQ信号806可近似于如以上关于图7描述的理想pwm信号的每载波周期的次脉冲。主IQ信号804可用作RF-PWM调制器803的IQ输入信号810或用作如以下描述的可选的德尔塔西格玛调制器805的IQ输入信号。
在一个示例中，调制器电路800可包括可选的德尔塔西格玛调制器805，其可从脉冲宽度调制器803接收CP校正输入信号804和反馈信号812，以向脉冲宽度调制器803提供噪声成形IQ信号810。德尔塔西格玛调制器805可以是可选的并可以用于对量化噪声进行成形。
在一个示例中，调制器电路800可耦合到可选的预处理单元109以接收IQ输入信号102。可选的预处理单元109可包括数字基带(BB)输入输出(IO)单元111以及采样和低通滤波(LPF)单元113，用于预处理基带无线电信号。数字基带输入输出单元111可提供基带IQ信号112，其可由采样和低通滤波(LPF)单元113进行采样和滤波并作为IQ输入信号102而被提供给调制器电路800的交叉点估计器801。
图9是图示了根据本公开的具有交叉点估计和辅调制器分支的调制器电路900的框图。调制器电路900可配置为如以上关于图7描述的那样针对一个载波周期生成第一脉冲以及附加地生成第二脉冲。第一脉冲的信号IQmain 804可被馈送到主RF-PWM调制器块901，并且第二脉冲的信号IQaux 806可被馈送到辅RF-PWM调制器块903。这两个RF-PWM调制器块901、903的输出信号可凭借逻辑或(OR)块905进行合并。主RF-PWM调制器块901和辅RF-PWM调制器块903两者可对应于如以上关于图8描述的RF-PWM调制器块803。主RF-PWM调制器块901和辅RF-PWM调制器块903两者可从可与如以上关于图8描述的德尔塔西格玛调制器805相对应的相应德尔塔西格玛调制器(图9中未描绘)接收它们的IQ输入信号。
调制器电路900可进一步包括与如以上关于图1和8描述的电路109相对应的可选预处理电路109。
图10是图示了根据本公开的并入有针对第二脉冲的误差反馈的具有交叉点估计和德尔塔西格玛噪声成形的单分支调制器电路1000的框图。单分支调制器电路1000可包括如以上关于图8描述的提供主IQ信号804和辅IQ信号806的交叉点估计器801以及如以上关于图8描述的RF-PWM调制器803。单分支调制器电路1000可包括耦合在CPE 801和RF-PWM调制器803之间的德尔塔西格玛调制器1001。德尔塔西格玛调制器1001的反馈可接收RF-PWM调制器803的量化输出信号IQQ 1010和辅IQ信号806的合并，例如相减1007。德尔塔西格玛调制器1001可通过使用接收主IQ信号804和合并信号(即，量化输出信号IQQ 1010和辅IQ信号806的合并)之间的差信号1003的环路滤波器1005来执行噪声成形。
第二脉冲生成器的信号IQaux 806还可被视为“误差”信号，如果没有生成第二脉冲的话。如果使用了德尔塔西格玛噪声成形电路1001，则该“误差”信号806可被馈送到德尔塔西格玛环路1001的反馈中。
单分支调制器电路1000可进一步包括与如以上关于图8描述的电路109相对应的可选预处理电路109。
图11是图示了根据本公开的具有加性交叉点估计和可选德尔塔西格玛噪声成形1103的单分支调制器电路1100的框图。
具有CPE的单分支调制器电路1100可包括如上面关于图8描述的提供主IQ信号804和辅IQ信号806的交叉点估计器801以及如以上关于图8描述的RF-PWM调制器803。相比于图10中描绘的单分支调制器电路1000，可从德尔塔西格玛环路1001移除来自辅IQ信号IQaux 806的误差反馈，导致如图11中给出的实现，使得噪声成形电路1103是可选的。
具有CPE的单分支调制器电路1100可包括合并器1101，例如加法器，用于合并主IQ信号804和辅IQ信号806以提供合并(例如相加)的IQ信号IQADD1102。可选的德尔塔西格玛调制器1103可耦合在合并器1101和RF-PWM调制器803之间。合并的IQ信号IQADD可由可选的德尔塔西格玛调制器1103接收或在没有德尔塔西格玛调制器的示例中由RF-PWM调制器803接收。德尔塔西格玛调制器1103的反馈可接收RF-PWM调制器803的量化输出信号IQQ 1106。
具有CPE的单分支调制器电路1100可进一步包括与如以上关于图8描述的电路109相对应的可选预处理电路109。
图12是图示了根据本公开的用于最优信号生成的交叉点估计电路1200的框图。交叉点估计电路1200可包括最优CPE处理单元1201，该最优CPE处理单元1201包括用于信号预测的第一单元1203、用于异相信号交叉点检测和估计的第二单元1205、用于RF-PWM计算的第三单元1207和用于最小误差信号生成的第四单元1209。该最优CPE处理单元1201可基于还被表示为在最优CPE处理单元1201的输入处接收的异相信号φ1、φ2的两个控制信号来生成两个主控制信号φ1，main、φ2，main和两个辅控制信号φ1，aux、φ2，aux。交叉点估计CPE电路1200可包括第一φ到IQ转换器1211和第二φ到IQ转换器1213。第一φ到IQ转换器1211可将两个主控制信号φ1，main、φ2，main转换为可与以上关于图8描述的主IQ信号804相对应的主IQ信号804。第二φ到IQ转换器1213可将两个辅控制信号φ1，aux、φ2，aux转换为可与以上关于图8描述的主IQ信号806相对应的辅IQ信号806。
可凭借根据以上关于图2描述的设备的CORDIC处理器201将可被输入到交叉点估计电路1200的IQ输入信号102分解为相位φ和幅度A。可通过将反余弦203应用到幅度信号A来计算异相信号φA。最优CPE处理电路1201的控制信号φ1和φ2可以是相位信号φ和异相信号φA的合并1215、1217，例如相加/相减。在如图12中描绘的一个示例中，第一控制信号φ1可以是相位信号φ和异相信号φA相加，并且第二控制信号φ2可以是从相位信号φ减去异相信号φA。
对于交叉点估计，可以利用足够的分辨率计算异相信号φ1和φ2的理想值。这些信号可以以载波速率或其以上的速率采样，并可被馈送到最优CPE块1201中，在那里可执行实际信号计算。对于交叉点的计算，可使用信号的预测版本1203，例如下一个采样。如果需要零延迟，则这可通过使用采样预测1203完成。通过插入载波周期延迟，可以实现理想的预测。首先，可计算异相信号φ1和φ2的交叉点并将其作为定时信息(例如作为信号边沿)移交给下一个块1205。此后，可将交叉点的所计算出的定时信息(例如信号边沿)馈送到RF-PWM信号生成块1207，RF-PWM信号生成块1207可计算期望RF-PWM信号的定时信息。该块1207的输出可以是关于期望RF-PWM信号的上升沿和下降沿的定时信息。基于该信息，最小误差信号生成块1209可决定可生成哪些信号。可以有两个信号输出被提供：用于主分支的异相信号φ1，main和φ2，main以及用于辅分支的异相信号φ1，aux和φ2，aux。
主分支可包含具有最小误差的脉冲的控制信号，并且辅分支可包含可能第二脉冲的控制信号。这些控制信号可被直接馈送至调制器(例如，至如以上关于图8至11描述的RF-PWM调制器803)，或被转换为IQ信号以用于进一步信号处理，诸如噪声成形。
图13a至13c是图示了用于最小误差信号生成的主和辅分支信号决策的示例的示意图。时间轴tS以载波周期单元为刻度。
对于第一周期，即从载波周期单元0到载波周期单元1，由如图13a中描绘的CPE PWM信号pwmCPE近似的理想CPE信号可仅由主分支表示，即仅由图13b中描绘的信号pwmmain表示，并且辅分支的输出(即图13c中描绘的信号pwmaux)可被设置为零。对于第二周期，即从载波周期单元1到载波周期单元2，这也可能成立，其中，该周期的开始和结尾处的脉冲可以是循环连接的，并因此可由单个调制器分支生成。对于第三周期，即从载波周期单元2到载波周期单元3，在该示例中，信号pwmCPE可不再由单个分支生成，这是因为脉冲可能不是连接的。因此，具有关于期望信号的最小误差的脉冲可由主分支生成，并且第二脉冲可被馈送到辅分支。
图14a和14b是图示了主和辅分支信号决策的示例的示意图。如果仅使用一个分支，则可根据图14b的图示来生成最小误差信号。时间轴tS以载波周期单元为刻度。
对于第一和第二周期，即从载波周期单元0到载波周期单元2，由如图14a中描绘的CPE PWM信号pwmCPE近似的理想CPE信号可由主分支表示，即由图13b中描绘的信号pwmmain表示。对于第三周期，即从载波周期单元2到载波周期单元3，具有关于期望信号的最小误差的脉冲可由主分支生成。
图15a至15d是图示了仅基于幅度信息的模拟(ANA)、零价保持(ZOH)和交叉点估计(CPE)PWM信号生成的示例的示意图。时间轴tS以载波周期或采样周期的单元为刻度。
异相信号的正确交叉点估计可能对信号质量来说是重要的。在图15a和15b中，给出了针对ZOH的采样问题的图示。图15c和15d图示了与模拟解决方案和幅度CPE的比较。
作为用于图15b和15d中描绘的PWM信号(pwm)的生成的图15a和15c中描绘的参考函数VREF，使用关于幅度信号A的锯齿函数。当幅度信号A在参考函数以上时，pwm信号可以是0，如果它在以上，则pwm信号可以是1。
从图15a的时序图可以看出，模拟输入信号AANA可在一个采样周期期间连续改变，而ZOH采样信号AZOH可保持不变。这可导致与针对数字实现(基于ZOH)的pwmZOH不同的针对模拟情况的pwm信号pwmANA，如可从图15b的时序图看出的那样。该效应可导致信号失真。该问题的解决方案是如图15c和15d的时序图中所示的线性交叉点估计。可通过在当前采样和下一个采样之间插值来导致pwm信号的信号转移。所得到的交叉点估计数字信号(ACPE，pwmCPE)可比如图15a和15b中描绘的简单ZOH信号(AZOH，pwmZOH)对期望的模拟信号(AANA，pwmANA)接近得多。交叉点估计的该效应可减少失真并可改进信号质量。
图16a至16c是图示了根据本公开的异相信号计算的示例的示意图。
在RF-PWM信号生成的情况下，交叉点估计可以是不同的，因为相位调制信号的交叉点可能必须被预测。对于索引x＝1和x＝2，用于RF-PWM信号生成的异相信号的计算可被写作(1)。
sigx＝sign(sin(ωt+φx(t)))＝sign(sin(φCx))， (1)
其中函数sign(·)可被定义为
如果如图16a中描绘的输入信号φx(t)可以是关于载波频率足够高地过采样的，即，如果其针对每载波周期可以具有许多采样，则可使用等式(1)并通过检测如图16c中描绘的过采样信号sigx的交叉点(即，信号转移)来计算期望的信号φx，CPE(t)。在载波速率输入信号的情况下，可以使用线性估计。根据等式(1)的线性预测的计算步骤在图16a至16c中描绘。基于当前采样和所预测的采样，可以计算交叉点。
为了这样做，可针对当前采样和下一个采样计算如图16b中描绘的正弦函数(φCx＝ωt+φx)的辐角，并且基于线性插值，可计算交叉点估计信号CPE。对于异相信号sigx的信号转移，具有π及其倍数的辐角函数(φCx＝ωt+φx)的交叉点可能是重要的。在信号转移中间，辐角信号可能是不重要的。因此，基于当前采样和所预测的采样之间的线性插值计算信号转移可能是足够的。可替换地，可使用其他类型的预测。
除了交叉点估计信号，在图16b中绘制了针对ZOH的信号以描绘基于ZOH的估计和基于CPE的估计之间的差异。对于ZOH情况，异相信号sigx可能始终具有50％占空比，但对于相位调制情况，信号可偏离于恒定的50％占空比，并且这可能导致采样ZOH情况中的失真。
以下等式可提供交叉点的示例性计算。输入变量可以是：
φCx，N＝φx，N (3)
φCx，N+1＝2π+φx，N+1 (4)
基于该信息，根据信号的边沿定时，可计算交叉点，例如通过使用
对于上升沿的计算，可使用参考矢量φref＝{0，2π，4π}。仅有处于当前周期[0-1)内的所得到的边沿定时可能是重要的，并且其他边沿定时可以被忽略。为了确定下降沿，可使用参考矢量φref＝{π，3π}。考虑到φ1可确定下降沿并且φ2可确定上升沿，计算的努力可被减少，并且对RF PWM信号的计算的需求可能被缓解，因为由CPE计算的边沿定时可直接定义信号。
图17a和17b是图示了2.6GHz载波频率处40MHz多音信号以及不具有噪声成形(图17a)和具有噪声成形(图17b)的不同CPE方法的11比特定时分辨率和误差信号的频谱的频谱图。
在图17a中，描绘了针对不同CPE选项的理想信号1701(信号)和误差信号1702、1703、1704、1705(所生成的信号减去理想信号)的频谱。从误差信号eNO CPE 1702(所生成的信号减去理想信号)可以看出，如果不执行交叉点估计，则动态范围可被限制于小于45dB。通过进行单分支交叉点估计1703，可能已经可以改进信号质量eCPE，仅由丢失的第二脉冲限制。如果根据以上关于图11描述的配置在控制信号中考虑第二脉冲的误差信号，则可进一步改进带内信号质量eCPEADD 1704。当使用第二辅调制器分支以生成第二脉冲时，可实现最佳信号质量eCPE2-branch 1705。
在图17b中，使用一阶德尔塔西格玛噪声成形器来示出与除两分支选项1705外的1701、1702、1703、1704相对应的相同频谱1711、1712、1713、1714，以示出该信号可保持不受噪声成形影响。
图18a和18b是图示了在从2.6GHz载波频率的80MHz偏移处40MHz多音信号以及不具有噪声成形(NS)(图18a)和具有噪声成形(图18b)的不同CPE方法的误差信号的频谱的频谱图。
载波聚合(从载波频率的频率偏移)可严重地降低在不具有CPE 1802的情况下的信号质量。在图18a中，绘制了具有40MHz带宽和2.6GHz载波频率的80MHz偏移以及8比特时间分辨率的多音信号的频谱。通过查看图示遭遇非常高混叠失真的轨迹eNO CPE 1802，可在图18a中很好地看到在不具有CPE 1802的情况下调制器的受限信号质量。通过最优交叉点估计，如可在图18a中看出通过查看轨迹eCPE ADD 1803和eCPE2-branch 1804，可减少这些混叠效应。
在图18b中，绘制了一阶德尔塔西格玛噪声成形的频谱。轨迹1811捕绘了原始信号，轨迹1812描绘了不应用CPE但应用噪声成形的情况，并且轨迹1813描绘了应用CPE和噪声成形的情况。可以看出，载波周围的信号质量可能较高，因为量化噪声可被成形移除。进一步，当最优CPE被执行eCPEADD，NS 1813时，信号质量可能不受混叠效应限制。由于脉冲吞咽和/或校准反馈，德尔塔西格玛噪声成形器还可以用于对量化噪声进行成形。术语“脉冲吞咽”可指代以下事实：由于频带限制，调制器不能生成短脉冲。这可导致低幅度的较大量化步长。可凭借德尔塔西格玛噪声成形电路来对所得到的量化噪声进行成形。
图19是图示了根据本公开的用于提供交叉点信息的方法1900的示意图。
方法1900可包括提供具有幅度和相位信息的输入信号的动作1901。方法1900可包括在输入信号的第一点和输入信号的第二点之间插值以提供第一点和第二点之间的交叉点信息的动作1902。方法1900可包括基于输入信号和交叉点信息提供脉冲宽度调制信号的动作1903。
在一个示例中，方法1900可包括将交叉点信息用于补偿由于输入信号的采样而引起的脉冲宽度调制信号的误差。在一个示例中，第一点可包括输入信号的第一采样，并且第二点可包括输入信号的第二采样。在一个示例中，方法1900可包括基于输入信号的第一点提供输入信号的第二点作为输入信号的预测版本。在一个示例中，输入信号的第一点和第二点可包括输入信号的邻接采样。在一个示例中，可以以振荡器信号的载波频率对输入信号进行采样。在一个示例中，方法1900可包括基于对输入信号插入振荡器信号的至少一个载波周期的时间延迟来提供输入信号的第二点。在一个示例中，方法1900可包括基于输入信号的第一点和输入信号的第二点之间的线性插值来提供交叉点信息。
图20是图示了根据本公开的用于提供脉冲宽度调制信号的方法2000的示意图。
方法2000可包括将具有幅度和相位信息的输入信号分解为第一异相信号和第二异相信号之和的动作2001，其中第一异相信号和第二异相信号中的每一个具有不变的幅度和随时间变化的相位。方法2000可包括在第一异相信号的当前采样和随后采样之间插值以提供第一交叉点估计异相信号(参见动作2002)。方法2000可包括在第二异相信号的当前采样和随后采样之间插值以提供第二交叉点估计异相信号(参见动作2003)。方法2000可包括基于第一交叉点估计异相信号和第二交叉点估计异相信号中的至少一个提供脉冲宽度调制信号的动作2004。
在一个示例中，方法2000可包括基于插入至少一个载波周期的时间延迟提供第一异相信号的随后采样和第二异相信号的随后采样中的至少一个。在一个示例中，提供脉冲宽度调制信号的动作2004可包括：利用第一交叉点估计异相信号对第一方波信号进行调制，以提供第一脉冲宽度调制信号；以及利用第二交叉点估计异相信号对第二方波信号进行调制，以提供第二脉冲宽度调制信号。
在一个示例中，提供脉冲宽度调制信号的动作2004可包括合并第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号。在一个示例中，在异相信号的当前采样和随后采样之间插值可基于线性插值。在一个示例中，在异相信号的当前采样和随后采样之间插值的动作2002、2003可基于过采样。在一个示例中，方法2000可包括基于第一交叉点估计异相信号和第二交叉点估计异相信号中的至少一个对输入信号进行噪声成形。
图21是图示了根据本公开的脉冲宽度调制设备2100的框图。脉冲宽度调制设备2100可包括第一单元2101、第二单元2102和第三单元2103。
第一单元2101可将具有幅度和相位信息的输入IQ信号102分解为第一异相信号φ1和第二异相信号φ2之和，例如根据关于图2或关于图12的描述。第一异相信号φ1和第二异相信号φ2中的每一个可具有不变的幅度和随时间变化的相位。
第二单元2102可在第一异相信号的当前采样和随后采样之间插值以提供第一交叉点估计异相信号sig1，CPE，例如根据关于图2、12或16的描述。第二单元2102可在第二异相信号的当前采样和随后采样之间插值以提供第二交叉点估计异相信号sig2，CPE，例如根据关于图2、12或16的描述。
第三单元2103可基于第一交叉点估计异相信号sig1，CPE和第二交叉点估计异相信号sig2，CPE中的至少一个提供脉冲宽度调制信号RF PWM 106，例如根据关于图1和8至16的描述。
调制设备2100可包括第一脉冲宽度调制单元207，例如根据图2的描述，用于利用第一交叉点估计异相信号对脉冲信号211的宽度进行调制，提供第一脉冲宽度调制信号。调制设备2100可包括第二脉冲宽度调制单元209，例如根据图2的描述，用于利用第二交叉点估计异相信号对脉冲信号211的宽度进行调制，提供第二脉冲宽度调制信号。调制设备2100可包括合并单元213，例如根据图2的描述，用于基于第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号的合并来提供脉冲宽度调制信号106。第三单元2103可提供具有每载波周期多于一个脉冲的脉冲宽度调制信号106，例如根据图13的描述。第二单元2102可提供第一交叉点估计异相信号和第二交叉点估计异相信号，每一个包括主信号部分φ1，main、φ2，main和辅信号部分φ1，aux、φ2，aux，例如根据图12的描述。可基于主信号部分提供每载波周期的脉冲宽度调制信号的第一脉冲，并可基于第一交叉点估计异相信号和第二交叉点估计异相信号中的至少一个的辅信号部分，提供每载波周期的脉冲宽度调制信号的第二脉冲。
调制设备2100可包括合并单元，例如德尔塔西格玛调制器或简单加法器，用于通过合并第一和第二交叉点估计异相信号中的至少一个的主信号部分和辅信号部分来对输入信号进行噪声成形。
本公开提出了一种用于减少数字RF-PWM(脉冲宽度调制器)信号生成中的混叠效应的技术。在没有如本公开中描述的交叉点估计(CPE)和附加信号处理的情况下，由于信号生成的采样性质，数字RF-PWM调制器的信号质量可受混叠产物限制。通过以优化的方式生成信号，可强有力地减少该限制。
本公开进一步提出了一种用于在幅度信号和相位信号两者上执行CPE的技术。由于RF-PWM信号的交叉点可能不仅依赖于信号的幅度，还依赖于相位信号，因此使用这些信号提供CPE可以提供一种高度精确的脉冲宽度调制技术。所公开的技术涉及能够产生每载波周期多于一个(循环移位)脉冲的解决方案，并因此可能不遭遇由于调制器的采样性质而引起的限制。
本公开的各方面涉及可在可以用于RF-PWM信号生成的两个异相信号上执行CPE的方法和设备，并且因此，可计算出接近理想的RF-PWM信号。基于该理想的(即，CPE校正的)RF-PWM信号，可确定当前周期的最优采样。在可能需要每载波周期多于一个脉冲的情况下，可通过最优采样确定来生成第二信号输出。该第二信号与最优采样确定一起可实现信号质量中的显著改进。第二信号输出可被馈送到第二调制器分支，第二调制器分支可添加丢失的脉冲或可被并入到某种类型的德尔塔西格玛结构中以减小去往一个分支的信号。
本公开的各方而涉及可凭借交叉点估计和最小误差信号生成提供最优信号生成的方法和设备。该最优信号生成的输出可馈送两个调制器分支以实现混叠效应的最佳缓解，或可凭借简化类型的德尔塔西格玛调制而被合并到一个分支。
此外，尽管可能已经关于若干实现中的仅一个公开了本公开的特定特征或方面，但是这样的特征或方面可与如可能针对任何给定或特定应用期望和有利的其他实现的一个或多个其他特征或方面合并。此外，就在详细描述或权利要求中使用术语“包括”、“具有”、“带有”或它们的其他变形而言，这样的术语意图以类似于术语“包含”的方式包括进来。此外，应当理解，本公开的各方面可在分立的电路、部分集成电路或完全集成电路或编程装置中实现。另外，术语“示例性”、“例如”和“举例”仅意在作为示例，而不是最佳或最优的。
虽然已经在此图示和描述了具体方面，但是本领域普通技术人员将领会，在不背离本公开的范围的情况下，可以用多种替换和/或等同实现来替代所示出和描述的具体方面。本申请意图覆盖在此讨论的具体方面的任何改编或变形。
虽然所附权利要求中的元素以具有对应标签的特定顺序记载，但除非权利要求记载另外暗指用于实现那些元素中的一些或全部的特定顺序，那些元素不必意图被限制于以该特定顺序实现。
Claims (20)
1.一种用于提供交叉点信息的方法，该方法包括：
提供包括幅度和相位信息的输入信号；
在所述输入信号的第一点和所述输入信号的第二点之间插值以提供所述第一点和所述第二点之间的交叉点信息；以及
基于所述输入信号和所述交叉点信息提供脉冲宽度调制信号。
2.如权利要求1所述的方法，进一步包括：
将所述交叉点信息用于补偿由于所述输入信号的采样而引起的所述脉冲宽度调制信号的误差。
3.如权利要求1所述的方法，其中所述第一点包括所述输入信号的第一采样，并且所述第二点包括所述输入信号的第二采样。
4.如权利要求1所述的方法，进一步包括：
基于所述输入信号的所述第一点，提供所述输入信号的所述第二点作为所述输入信号的预测版本。
5.如权利要求1所述的方法，其中所述输入信号的所述第一点和所述第二点包括所述输入信号的邻接采样。
6.如权利要求1所述的方法，其中所述输入信号是以振荡器信号的载波频率采样的。
7.如权利要求6所述的方法，进一步包括：
基于向所述输入信号插入所述振荡器信号的至少一个载波周期的时间延迟，提供所述输入信号的所述第二点。
8.如权利要求1所述的方法，进一步包括：
基于所述输入信号的所述第一点和所述输入信号的所述第二点之间的线性插值，提供所述交叉点信息。
9.一种用于提供脉冲宽度调制信号的方法，所述方法包括：
将包括幅度和相位信息的输入信号分解为第一异相信号和第二异相信号之和，其中所述第一异相信号和所述第二异相信号中的每一个包括不变的幅度和随时间变化的相位；
在所述第一异相信号的当前采样和随后采样之间插值，以提供第一交叉点估计异相信号；
在所述第二异相信号的当前采样和随后采样之间插值，以提供第二交叉点估计异相信号；以及
基于所述第一交叉点估计异相信号和所述第二交叉点估计异相信号中的至少一个，提供所述脉冲宽度调制信号。
10.如权利要求9所述的方法，进一步包括：
基于插入至少一个载波周期的时间延迟，提供所述第一异相信号的所述随后采样和所述第二异相信号的所述随后采样中的至少一个。
11.如权利要求9所述的方法，其中提供所述脉冲宽度调制信号包括：
利用所述第一交叉点估计异相信号对第一方波信号进行调制，以提供第一脉冲宽度调制信号；以及
利用所述第二交叉点估计异相信号对第二方波信号进行调制，以提供第二脉冲宽度调制信号。
12.如权利要求11所述的方法，其中提供脉冲宽度调制信号包括：
合并所述第一脉冲宽度调制信号和所述第二脉冲宽度调制信号。
13.如权利要求9所述的方法，
其中所述在异相信号的当前采样和随后采样之间插值基于线性插值。
14.如权利要求9所述的方法，
其中所述在异相信号的当前采样和随后采样之间捅值基于过采样。
15.如权利要求9所述的方法，进一步包括：
基于所述第一交叉点估计异相信号和所述第二交叉点估计异相信号中的至少一个，对所述输入信号进行噪声成形。
16.一种脉冲宽度调制设备，包括：
第一单元，配置为将包括幅度和相位信息的输入信号分解为第一异相信号和第二异相信号之和，其中所述第一异相信号和所述第二异相信号中的每一个包括不变的幅度和随时间变化的相位；
第二单元，配置为在所述第一异相信号的当前采样和随后采样之间插值，以提供第一交叉点估计异相信号，并在所述第二异相信号的当前采样和随后采样之间插值，以提供第二交叉点估计异相信号；以及
第三单元，配置为基于所述第一交叉点估计异相信号和所述第二交叉点估计异相信号中的至少一个提供脉冲宽度调制信号。
17.如权利要求16所述的脉冲宽度调制设备，进一步包括：
第一脉冲宽度调制单元，配置为利用所述第一交叉点估计异相信号对脉冲信号的宽度进行调制，提供第一脉冲宽度调制信号；
第二脉冲宽度调制单元，配置为利用所述第二交叉点估计异相信号对所述脉冲信号的宽度进行调制，提供第二脉冲宽度调制信号；以及
合并单元，配置为基于所述第一脉冲宽度调制信号和所述第二脉冲宽度调制信号的合并来提供所述脉冲宽度调制信号。
18.如权利要求16所述的脉冲宽度调制设备，其中所述第三单元配置为提供每载波周期包括多于一个脉冲的脉冲宽度调制信号。
19.如权利要求16所述的脉冲宽度调制设备，其中
所述第二单元配置为提供所述第一交叉点估计异相信号和所述第二交叉点估计异相信号，这两者中的每一个包括主信号部分和辅信号部分，以及
基于所述第一交叉点估计异相信号和所述第二交叉点估计异相信号中的至少一个的主信号部分提供每载波周期的所述脉冲宽度调制信号的第一脉冲，并且基于所述第一交叉点估计异相信号和所述第二交叉点估计异相信号中的至少一个的辅信号部分提供每载波周期的所述脉冲宽度调制信号的第二脉冲。
20.如权利要求16所述的脉冲宽度调制设备，进一步包括：
合并单元，配置为通过合并所述第一和第二交叉点估计异相信号中的至少一个的主信号部分和辅信号部分来对所述输入信号进行噪声成形。
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Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11316507B2 (en) * | 2020-07-17 | 2022-04-26 | Texas Instruments Incorporated | Pulse width modulation (PWM) signal generator |
Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6665338B1 (en) * | 2000-01-05 | 2003-12-16 | Motorola, Inc. | Circuitry for converting a sampled digital signal to a naturally sampled digital signal and method therefor |
| US20070052464A1 (en) * | 2003-05-20 | 2007-03-08 | Pedersen Kim R | Method of estimating an intersection between at least two continuous signal representations |
| EP1819052A1 (en) * | 2006-02-08 | 2007-08-15 | Infineon Technologies AG | Method for use in pulse-width modulation, and pulse-width modulator |
| US20100073102A1 (en) * | 2008-09-25 | 2010-03-25 | Infineon Technologies Ag | Iq-modulation system and method for switched amplifiers |
| US20100124290A1 (en) * | 2008-11-19 | 2010-05-20 | Kablotsky Joshua A | Digital Signal Transmission for Wireless Communication |
| CN102210096A (zh) * | 2008-11-10 | 2011-10-05 | Nxp股份有限公司 | 异相和pwm功率放大器的可变占空比产生 |
| CN103166652A (zh) * | 2011-12-15 | 2013-06-19 | 德克萨斯仪器股份有限公司 | 数字时间交织rf-pwm发射机 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7729445B2 (en) | 2006-09-27 | 2010-06-01 | Intel Corporation | Digital outphasing transmitter architecture |
| WO2008051127A1 (en) | 2006-10-27 | 2008-05-02 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Switched modulation of a radio-frequency amplifier |
-
2013
- 2013-11-14 US US14/079,923 patent/US9099996B2/en active Active
-
2014
- 2014-11-14 CN CN201410858159.7A patent/CN104980386B/zh active Active
- 2014-11-14 DE DE102014116667.1A patent/DE102014116667B4/de active Active
Patent Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6665338B1 (en) * | 2000-01-05 | 2003-12-16 | Motorola, Inc. | Circuitry for converting a sampled digital signal to a naturally sampled digital signal and method therefor |
| US20070052464A1 (en) * | 2003-05-20 | 2007-03-08 | Pedersen Kim R | Method of estimating an intersection between at least two continuous signal representations |
| EP1819052A1 (en) * | 2006-02-08 | 2007-08-15 | Infineon Technologies AG | Method for use in pulse-width modulation, and pulse-width modulator |
| US20100073102A1 (en) * | 2008-09-25 | 2010-03-25 | Infineon Technologies Ag | Iq-modulation system and method for switched amplifiers |
| CN102210096A (zh) * | 2008-11-10 | 2011-10-05 | Nxp股份有限公司 | 异相和pwm功率放大器的可变占空比产生 |
| US20100124290A1 (en) * | 2008-11-19 | 2010-05-20 | Kablotsky Joshua A | Digital Signal Transmission for Wireless Communication |
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