JP4515974B2 - アダプティブアレーアンテナの適応制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ変調された受信信号に重み付けし、不要波を抑圧するアダプティブアレーアンテナの適応制御装置に関する。

ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式は、直交する多数のキャリアを用いた変調方式で、マルチキャリア・デジタル変調方式の一種である。この、ＯＦＤＭ変調方式は、比較的周波数利用効率がよく、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）による変復調処理が可能であるなど多くの特徴があり、地上波ディジタルテレビ放送の変調方式として採用されているものである。しかしながら、実際のＯＦＤＭ方式による放送を受信する場合には、固定受信、移動受信共に問題がある。固定受信アンテナの多くは高利得のアンテナを地上から高く設置することが多いことから、ＳＦＮ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｎｅｔｗｏｒｋ）の場合、遠地点の送信局から遅れの大きい遅延波のマルチパスを受信してしまう。この遅れの大きい遅延波は、相互キャリア干渉や、シンボル間干渉を引き起こし、急激に受信品質を劣化させる。また、移動受信の場合、移動により送信局からの直接波である同期波とビルなどの反射による遅延波の状況が変化し、上記と同様の遅れの大きいマルチパスが受信され、同様の受信品質の劣化が発生することとなる。アダプティブアレーアンテナは複数のアンテナからの受信信号に最適な重み付けをすることによって上記の遅延波を抑圧し、その合成信号をアレー出力として出力するもので、良好な受信品質を確保することができるシステムとして知られている。そして、このシステムでは、遅延波を抑圧し所望波である同期波のみを取り出すためには、どのような重み付けをするかが重要となる。

以下、図８〜１３を参照しながら、従来技術によるＯＦＤＭ信号の送受信装置について説明する。図１２はＯＦＤＭ信号を送り出す送信システムが示されている。ＯＦＤＭ変調部２は、Ｓ／Ｐ（Ｓｅｒｉａｌ ｔｏ Ｐａｒａｌｌｅｌ）変換器４、変調器６、逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）８を含んで構成される。Ｓ／Ｐ変換器４は、送信データ系列をサブキャリアの数に応じた長さを有するシンボル毎にＳ／Ｐ変換を施す。すなわちＳ／Ｐ変換器４は各シンボルをサブキャリア数に応じた多数のデータ系列に分割し、分割された各データ系列をパラレルに出力する。１シンボル分の分割されたデータ系列はそれぞれ変調器６により、例えば６４ＱＡＭ等の所定の変調を施された後、逆離散フーリエ変換器８を用いてＯＦＤＭ変調される。逆離散フーリエ変換器８は、各キャリアの成分となる分割されたデータ系列を逆離散フーリエ変換することにより、時間領域での振幅を表すデータ系列を生成する。ガード区間挿入部１２は、逆離散フーリエ変換後の１シンボル分のデータ系列（有効シンボル区間）末尾のテールガード区間をコピーして、当該有効シンボル区間の前に挿入し付加する。図１３はＯＦＤＭ信号の構成を示す模式図である。ＯＦＤＭ信号はシンボル区間２０（長さＴ_Ｓ）の繰り返しであり、シンボル区間２０は、ガード区間挿入部１２により挿入されたヘッドガード区間２２（長さＴ_Ｇ）とこれに続く有効シンボル区間２４（長さＴ_Ｅ）とからなる。有効シンボル区間２４の末尾にはテールガード区間２６（長さＴ_Ｇ）が設定され、この内容がヘッドガード区間にコピーされる。ガード区間挿入部１２の出力信号は、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ）変換器３０によりアナログ信号に変換される。そして、低域通過フィルタ３２により帯域外成分が除去された後、局部発振器３４から供給される局部発振信号とミキサー３６にて混合され搬送波周波数にアップコンバートされ、さらにバンドパスフィルタ３８を経て送信信号となり、送信アンテナ４０から放射される。

図８に示す従来技術の受信装置２０１は、送信アンテナ４０から送信された送信信号を複数（Ｋ個とする）のアンテナ素子５０からなるアレーアンテナで受信する。各アンテナ素子で得られる受信信号、Ｆ_ｋ（ｔ）（ｋ＝１，２，…，Ｋ）は、ウェィトＷ_ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）により重み付け合成される。この合成受信信号ｇ（ｔ）からヘッドガード区間の信号を除去し、送信機のＯＦＤＭ変調部２とは逆の処理を行うことにより、送信されたデータ系列が再生される（図８参照）。上記の重み付けは、最大比合成（ＭＲＣ）方式にて行われる。このＭＲＣ方式の重み付けベクトルは、受信信号ヘッドガード区間の信号Ｘ_ｋ（ｔ）と合成信号のヘッドガード区間の信号ｙ_Ｈ（ｔ）の相関関係を利用して計算される（図９参照）。（例えば、特許文献１参照）
特開２００１−１５６６８９号公報

この最大比合成（ＭＲＣ）方式での重み付けベクトルは、受信信号のヘッドガード区間信号と合成信号のヘッドガード区間信号についての相関関係により計算されている。今、簡単のために、等分に重み付けをして受信波を合成したときの受信信号と合成信号の相関関係について考えると、合成信号のヘッドガード区間の信号は、複数の受信波の内一番強い受信波（復調器とシンボル同期の取れている所望波、つまり同期波）との間に一番強い相関を有することなる。従って、同期波信号の強さが遅延波信号より強い場合には、同期波にかかるウェイトは大きくなり、逆に遅延波にかかるウェイトは小さくなる。しかし、同期波と遅延波の強さが近づいてくるにしたがって、一番強い同期波と合成信号の相関関係の強さと同期波と合成信号の相関関係の強さの差が小さくなり、同期波と遅延波にかかるウェィトの差も小さくなってくる。

このことを、同期波と遅延波の強さが等しい場合について模式的に説明する。図１０は、受信装置が同じ強さの同期波と遅延波の二つの信号を受信している場合を模式的に示している。ヘッドガード区間信号抽出区間８０は、前記同期波のヘッドガード区間全体としている。この同期波のヘッドガード区間２２−１の前半には信号Ａが入っており、後半には信号Ｂが入っている。このヘッドガード区間２２−１の信号はテールガード区間２６−１の信号がコピーされているので、ヘッドガード区間２２−１の信号とテールガード区間２６−１の信号はともにＡ、Ｂで同一である。

遅延波はガード区間の半分の長さに相当する時間だけ遅れてきているとする。するとヘッドガード区間信号抽出区間８０には、遅延波の、ひとつ前のシンボル区間の最終部分の信号Ｃとヘッドガード区間２２−２の前半のＡとが含まれることとなる。これから、ヘッドガード区間信号抽出区間８０での同期波、遅延波の抽出信号Ｘ₁、Ｘ_２はそれぞれ
Ｘ_１ ＝（Ａ＋Ｂ） −−−−−−−−−−− （式１）
Ｘ_２ ＝（Ｃ＋Ａ） −−−−−−−−−−− （式２）
この二つの信号を等分に重み付けして合成する、つまり１／２ずつ足し合わせると、図１０に示されるように合成信号ヘッドガード区間信号抽出区間７９には、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ａ、の４つの信号が含まれることとなる。これより、ｙ_ＨはＸ_１とＸ_２から以下の式（３）のようになる。
ｙ_Ｈ ＝（２×Ａ＋Ｂ+Ｃ）／２
＝ Ａ＋Ｂ／２＋Ｃ／２ −−−−−− （式３）
となる。

式（１）と式（３）を比較してみると、ｙ_Ｈに含まれる信号のうち、（Ａ＋Ｂ／２）の部分はＸ_１と同一で、（Ｃ／２）が異なる。また、式（２）と式（３）を比較してみると、ｙ_Ｈに含まれる信号のうち、（Ａ＋Ｃ／２）の部分はＸ_２と同一で、（Ｂ／２）が異なる。信号ＢとＣは異なる信号で相関は無いとすると、Ｘ_１、Ｘ_２はともにその７５％の信号は合成後のヘッドガード区間信号と同一であり、ｙ_Ｈとの相関関係の強さは同等であることとなる。したがって、これに基づいて計算される重み付けベクトルもＸ_１、Ｘ_２でほぼ同一の値となる。このことから、従来の方法による受信装置では同期波と遅延波の強度比（ＤＵＲ）が小さくなると、ウェイトの差がなくなり遅延波も同期波同様に捕らえることによる受信品質の劣化を招くこととなる。

このことは、最大比合成（ＭＲＣ）方式でのビームパターンを示す試験結果を示す図１１によってよく表されている。この試験は、同期波は−３０°の方向から到来し、遅延波は１５°の方向から同期波に比べて２１μＳの遅延時間をもって到来するという条件で行われ、同期波と遅延波の強度比（ＤＵＲ）を０ｄＢから１０ｄＢまで変化させて、そのビームパターンを調べたものである（表１参照）。図１１から、ＤＵＲが１０ｄＢ、つまり同期波が遅延波よりも非常に強い場合には、方位−３０°近辺の同期波の信号強度は約０ｄＢと大きく、逆に方位１５°付近の遅延波の信号強度は約−１０ｄＢと小さくなっているが、ＤＵＲが小さくなってくるとともに方位１５°付近の遅延波の信号強度が大きくなり、逆に方位−３０°近辺の同期波の信号強度は若干減少してきている。そして、ＤＵＲが０ｄＢとなった時、すなわち、同期波と遅延波の強さが同じ場合には、同期波と遅延波の信号強度はほぼ等しくなってきている。このように従来の方法による受信装置では同期波と遅延波の強度比（ＤＵＲ）が小さくなると、遅延波も同期波同様に捕らえてしまい受信品質の劣化を招いていた。また、ＭＲＣ方式では同じヘッドガード区間の複数の受信波と合成波の比較をしていることから、ＯＦＤＭ以外のアナログ信号であっても相関関係が強ければ、その信号も取り込んでしまいさらに受信品質が劣化するという問題もあった。

そこで、本発明の目的は、同期波と遅延波の強度比（ＤＵＲ）が小さい場合でも、遅延波を抑圧し、確実に同期波を捕らえ、また、アナログ信号のような非ＯＦＤＭ信号を捕らえず、ＯＦＤＭ信号の受信において、より高い受信品質を確保できるようにすることにある。

本発明の上記の目的は、ＯＦＤＭ変調された無線信号であって、テールガード区間を有する有効シンボル区間と、有効シンボル区間の前に配置され、テールガード区間と同一の波形を格納されたヘッドガード区間を有する無線信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナと、複数のアンテナ素子により受信された複数チャネルの受信信号に対してチャネル毎に重み付けを行い複数チャネルの加重受信信号を出力する重み付け部と、複数チャネルの加重受信信号を加算合成して合成受信信号を生成する加算合成部とを、有する適応制御装置であって、複数のアンテナ素子により受信された複数チャネルの受信信号に対してチャネル毎に重み付けを行い複数チャネルの加重受信信号を出力する重み付けを、複数の受信信号のうち、復調器とのシンボル同期の取れている受信信号のヘッドガード区間の少なくとも一部をヘッドガード区間信号抽出区間とし、ヘッドガード区間信号抽出区間に対応する複数チャネルの受信信号をヘッドガード区間抽出信号Ｘ（ｔ）とするヘッドガード区間信号抽出部と、合成受信信号のテールガード区間の少なくとも一部をテールガード区間信号抽出区間とし、テールガード区間信号抽出区間の合成信号をテールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）とするテールガード区間信号抽出部と、重み付けの重み付けベクトルＷ_ＡＢＦを、前記ヘッドガード区間抽出信号Ｘ（ｔ）と、前記テールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）の複素共役ｙ_ｔ ^*（ｔ）とから、期待値演算を用いた次式、Ｗ_ＡＢＦ＝Ｅ〔Ｘ（ｔ）×ｙ_ｔ ^*（ｔ）〕に基づいて算出する演算部を有する適応制御装置により達成することができる。また、重み付けベクトルＷ_ＡＢＦを算出する演算部は、ヘッドガード区間抽出信号Ｘ（ｔ）と、テールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）の複素共役ｙ_ｔ ^*（ｔ）の乗算計算、Ｘ（ｔ）×ｙ_ｔ ^*（ｔ）を複数回行い、その平均値として重み付けベクトルＷ_ＡＢＦを算出する演算部であることとしても本発明の目的を達成することができる。

本発明の目的は、上記のヘッドガード区間信号抽出部とテールガード区間信号抽出部は、ヘッドガード区間信号抽出区間において、サンプリング信号のタイミング毎に複数チャンネルの受信信号を抽出しヘッドガード区間抽出信号Ｘ（ｔ）とするヘッドガード区間信号抽出部と、テールガード区間信号抽出区間において、サンプリング信号のタイミング毎に合成信号を抽出しテールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）とするテールガード区間信号抽出部とすることによっても達成できるし、上記、ヘッドガード区間信号抽出区間は、復調器とのシンボル同期の取れている受信信号のヘッドガード区間の開始時刻から始まり、テールガード区間信号抽出区間は合成信号のテールガード区間の開始時刻から始まることとしても達成することができる。

本発明では、複数のアンテナ素子により受信された複数チャネルの受信信号に対してチャネル毎に重み付けを行い複数チャネルの加重受信信号を出力する重み付けを、複数の受信信号のうち、復調器とのシンボル同期の取れている受信信号のヘッドガード区間の少なくとも一部をヘッドガード区間信号抽出区間とし、ヘッドガード区間信号抽出区間に対応する複数チャネルの受信信号をヘッドガード区間抽出信号Ｘ（ｔ）とするヘッドガード区間信号抽出部と、合成受信信号のテールガード区間の少なくとも一部をテールガード区間信号抽出区間とし、テールガード区間信号抽出区間の合成信号をテールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）とするテールガード区間信号抽出部と、重み付けの重み付けベクトルＷ_ＡＢＦを、前記ヘッドガード区間抽出信号Ｘ（ｔ）と、前記テールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）の複素共役ｙ_ｔ ^*（ｔ）とから、期待値演算を用いた次式、Ｗ_ＡＢＦ＝Ｅ〔Ｘ（ｔ）×ｙ_ｔ ^*（ｔ）〕に基づいて算出する演算部を有することにより、同期波と遅延波の強度比（ＤＵＲ）が小さい場合においても、遅延波を効果的に抑圧し、受信品質を確保しうるという効果がある。

本発明の、第１の実施形態について図面を参照しながら説明する。従来技術と同様の部分は同様の符号を使い、説明は省略する。本発明の適応制御装置は固定受信、移動受信共に適用することが可能であるが、ここでは、移動受信について説明する。移動受信としては、図７に示すように自動車等に複数のアンテナ素子５０、受信装置２０２を取り付け、ＯＦＤＭ方式による放送を受信してディスプレイ３００に表示することが考えられる。本発明の第１の実施形態は、アンテナ素子５０は車体の前後の両側に１台ずつ取り付けている。

図１は、本発明の第１の実施形態である適応制御装置の概略のブロック構成図である。この受信装置２０２は、図１２に示すＯＦＤＭ送信機から放射された無線信号を受信する。マルチパス伝搬路を通り到来した信号はＫ個のアンテナ素子５０からなるアレーアンテナで受信される。従来技術と同様、Ｋ個のアンテナ素子５０により受信された受信信号Ｆ_ｋ（ｔ）に、重み付け部６２にて重み付けされた後、合成受信信号ｇ（ｔ）が生成される。

ここで、受信信号Ｆ（ｔ）は次の式で表される。
Ｆ（ｔ）= 〔Ｆ₁（ｔ），Ｆ_２（ｔ），・・・Ｆ_ｋ（ｔ）〕^Ｔ −− （式４）
また、重み付けベクトルＷはそれぞれのウェイトをＷ_ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）として
Ｗ＝〔Ｗ_１，Ｗ_２，・・・・Ｗ_ｋ〕^Ｔ −−−−−−−−−−− （式５）
と定義され、合成信号ｇ（ｔ）は
ｇ（ｔ）＝Ｗ^Ｈ×Ｆ（ｔ） −−−−−−−−−−−−−− （式６）
と表される。ここで、上添字Ｔ、Ｈはそれぞれ転置、共役転置を表す。

ガード区間除去部６６は、復調器とシンボル同期がとれている受信信号を基準として、合成受信信号ｇ（ｔ）からヘッドガード区間部分を取り除き、有効シンボル区間を出力する。離散フーリエ変換器（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）６８は、ガード区間除去部６６から出力された有効シンボル区間の信号ｇ（ｔ）を離散フーリエ変換する。これにより、ｇ（ｔ）に周波数多重化されていた各サブキャリアの成分信号が分別される。各サブキャリアに対応する成分信号はそれぞれ復調器７０により、例えば６４ＱＡＭ等の変調方式に対応した復調を施された後、Ｐ／Ｓ（Ｓｅｒｉａｌ ｔｏ Ｐａｒａｌｌｅｌ）変換器７２に入力される。各復調器７０から同時並列に出力されるデータは、送信機のＳ／Ｐ変換器４にてサブキャリア数に応じて分割された１シンボル分のデータ系列であり、Ｐ／Ｓ変換器７２は、これら複数の復調器７０から同時並列に出力される各データ系列をＰ／Ｓ変換して連続した１シンボルのデータ系列を再生し出力する。

本発明の第１の実施形態における、ＡＢＦ（Ａｒｒａｙ Ｂｅａｍ Ｆｏｒｍｉｎｇ）方式で信号を処理する部分と、重み付けウェイトを決定する部分について図１、図２を参照しながら説明する。ヘッドガード区間信号抽出部７６は、複数の受信信号のうち、復調器７０とのシンボル同期の取れている受信信号のヘッドガード区間２２の少なくとも一部をヘッドガード区間信号抽出区間８０とし、この区間に対応する複数チャネルの受信信号を抽出し、ヘッドガード区間抽出信号Ｘ（ｔ）とする。Ｘ（ｔ）は次のように表される。
Ｘ（ｔ）= 〔Ｘ₁（ｔ），Ｘ_２（ｔ），・・・Ｘ_ｋ（ｔ）〕^Ｔ −−−−− （式７）
そして、テールガード区間信号抽出部７８は、合成受信信号のテールガード区間の少なくとも一部をテールガード区間信号抽出区間８１とし、テールガード区間信号抽出区間８１の合成信号をテールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）とする。そして重み付けの重み付けベクトルＷ_ＡＢＦを、上記ヘッドガード区間抽出信号Ｘ（ｔ）と、前記テールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）の複素共役ｙ_ｔ ^*（ｔ）とから、期待値演算を用いた式（８）に基づいて演算部１０２において算出し、算出された重み付けベクトルＷ_ＡＢＦにて受信信号への重み付けを行う。
Ｗ_ＡＢＦ＝Ｅ〔Ｘ（ｔ）×ｙ_ｔ ^*（ｔ）〕 −−−−−−−−− （式８）
上記において、Ｅ〔・〕は期待値演算を示し、上添え字 ^* は複素共役を示す。）
式（８）のＥ〔Ｘ（ｔ）×ｙ_ｔ ^*（ｔ）〕はＸ（ｔ）とｙ_ｔ ^*（ｔ）の相互相関関数Ｒ_Ｘｙでもあることから、重み付けベクトルＷ_ＡＢＦはＸ（ｔ）とｙ_ｔ ^*（ｔ）の相互相関関数であるともいえる。相互相関関数Ｒ_Ｘｙは、１組のランダムデータの値の他の１組のデータに対する依存度を一般的に表すものである。本発明の場合ｙ_ｔ ^*（ｔ）は合成信号のテールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）の複素共役でスカラ量であるから、複数チャンネルの各受信信号のヘッドガード区間抽出信号Ｘ_ｋ（ｔ）のうちｙ_ｔ ^*（ｔ）の依存度の高いものに大きなウェイトがかかるようなベクトルとなる。

本発明によるＡＢＦ方式による重み付けベクトルは、受信信号のヘッドガード区間抽出信号Ｘ（ｔ）と合成信号のテールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）についての相関関係により計算されている。従来技術にて説明したのと同様に、等分に重み付けをした場合で、同期波と遅延波の強さが等しい場合について模式的に説明する。図４は、受信装置２０２は同じ強さの同期波と遅延波の二つの信号を受信している状態を模式的に示している。ヘッドガード区間信号抽出区間８０は、同期波のヘッドガード区間全体としている。同期波のヘッドガード区間２２−１の前半には信号Ａが入っており、後半には信号Ｂが入っている。このヘッドガード区間２２−１の信号はテールガード区間２６−１の信号がコピーされているので、ヘッドガード区間２２−１の信号とテールガード区間２６−１の信号はともにＡ、Ｂで同一である。

遅延波はガード区間の半分の長さに相当する時間だけ遅れてきているとする。するとヘッドガード区間信号抽出区間８０には遅延波の、ひとつ前のシンボル区間の最終部分の信号Ｃとヘッドガード区間２２−２の前半のＡとが含まれることとなる。
これから、ヘッドガード区間信号抽出区間８０の同期波及び遅延波からの抽出信号Ｘ₁、Ｘ_２はそれぞれ従来技術での説明と同様、以下の式（１）、（２）となる。
Ｘ_１ ＝（Ａ＋Ｂ） −−−−−−−−−−− （式１）
Ｘ_２ ＝（Ｃ＋Ａ） −−−−−−−−−−− （式２）
一方、テールガード区間は、次のようになる。同期波のテールガード区間２６−１の前半には信号Ａが入っており、後半には信号Ｂが入っている。よってテールガード区間信号抽出区間８１には同期波のテールガード区間２６−１の前半のＡと後半の信号Ｂが含まれることとなる。次に、遅延波はガード区間の半分の長さの相当する時間だけ遅れてきているとする。するとテールガード区間信号抽出区間８１には遅延波のテールガード区間２６−２の前半のＡと有効シンボル区間の最終部分の信号Ｄが含まれることとなる。これより、
テールガード区間信号抽出区間８１には図１０に示されるように、Ａ、Ｂ、Ｄ、Ａ、の４つの信号が含まれることとなる。合成信号は等分の重みをつけて、２つの信号を１／２ずつ足し合わせるとするとテールガード区間抽出信号ｙ_ｔは次の様になる。
ｙ_ｔ ＝（２×Ａ＋Ｂ+Ｄ）／２
＝Ａ＋Ｂ／２＋Ｄ／２ −−−−−− （式９）

式（１）と式（９）を比較してみると、テールガード区間抽出信号ｙ_ｔに含まれる信号のうち、（Ａ＋Ｂ／２）の部分はＸ_１と同一で、（Ｄ／２）が異なっている。信号ＢとＤは異なっており、相関は無いとするとＸ_１はその７５％の信号はテールガード区間抽出信号ｙ_ｔと同一である。一方、式（２）と式（９）を比較してみると、テールガード区間抽出信号ｙ_ｔに含まれる信号のうち、（Ａ）の部分はＸ_２と同一であるが、（Ｂ／２＋Ｄ／２）の部分はＸ_２と異なっている。これはテールガード部分ｙ_ｔに入っている信号（Ｄ）とＸ_２の部分に入っている信号（Ｃ）はシンボルが異なることから異なる信号で相関が無く、また、信号（Ｂ）と信号（Ｃ）についても異なる信号で相関は無いためである。すると、Ｘ_２はその５０％の信号がテールガード区間抽出信号ｙ_ｔと同一であることとなる。このことは、Ｘ_１はＸ_２よりもｙ_ｔと強い相関関係を有することを意味する。したがって、これに基づいて計算される重み付けベクトルにおいて、Ｘ_１にかかるウェイトはＸ_２にかかるウェイトよりも大きな値を持つものとなる。このことから、本発明による適応制御装置では同期波と遅延波の強度比（ＤＵＲ）が小さくても、同期波にかかるウェイトを遅延波に対するものよりも大きくすることができるので、確実に遅延波を抑圧することができ、受信品質を確保できることとなる。

このことは、本発明のＡＢＦ方式でのＢＥＲ特性示す試験結果を示す図５およびビームパターンを示す試験結果を示す図６によってよく表されている。この試験は、同期波は−３０°の方向から到来し、遅延波は１５°の方向から同期波に比べて２１μＳの遅延時間をもって到来するという条件で行われ、同期波と遅延波の強度比（ＤＵＲ）を０ｄＢから１０ｄＢまで変化させ、そのビームパターンを調べたものである（表１参照）。図５では本発明のＡＢＦ方式が従来のＭＲＣ方式に比べて、ＤＵＲの小さな領域において、ＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）が非常に小さく、受信品質が確保されていることがわかる。図６からは、ＤＵＲが１０ｄＢ、つまり同期波が遅延波よりも非常に強い場合でも、ＤＵＲが０ｄＢ、つまり同期波と遅延波の強さが同一の場合にも、方位−３０°近辺の同期波の信号強度は約０ｄＢと大きく、逆に方位１５°付近の遅延波の信号機用度は約−１０ｄＢと小さくなっており、ＤＵＲが小さいときでも遅延波が効果的に抑圧されていることがわかる。このことから、ＡＢＦ方式はＤＵＲが小さい時でも、受信品質を確保することができる顕著な効果を奏する。また、ＡＢＦ方式ではヘッドガード区間信号とテールガード区間信号の相関関係に基づいて重み付けベクトルを計算するので、このような区間が存在しないアナログ信号では、相関関係が非常に弱くなることとなり、ＯＦＤＭ以外のアナログ信号を取り込まず、さらに確実に受信品質を確保することができるという効果がある。

本発明の第２の実施形態について説明する。先に説明した、相関関数は一定時間の定積分の結果としても計算することができ、式（８）は次の様にも書ける。
Ｗ_ＡＢＦ＝∫〔Ｘ（ｔ）×ｙ_ｔ ^*（ｔ）〕ｄｔ −−−−−−− （式１０）
ここで積分区間は任意であるので、式（１０）には記載していないが、積分は定積分である。実際に電子計算機などで上記の相互相関関数の計算を実行するには、適当なサンプリングタイミングごとにＸ（ｔ）とｙ_ｔ ^*（ｔ）のデータを取り出して
Ｘ（ｔ）×ｙ_ｔ ^*（ｔ） −−−−−−−−−−−−−−−− （式１１）
を計算し、その計算結果の合計をサンプリング回数で平均する手法が使われる。サンプリングの方法と計算の方法を図２、図３を用いて説明する。

図２において、ヘッドガード区間信号抽出区間８０は、復調器とシンボル同期の取れている同期波（所望波）のヘッドガード区間の最初からＮ回のサンプリングができるように設定されている。この区間において、複数チャンネルの受信信号を抽出し、ヘッドガード抽出信号Ｘ（ｔ）とする。同様にテールガード区間信号抽出区間８１は合成信号のテールガード区間の最初からＮ回のサンプリングができるように設定されている。図３に示すように、サンプリングタイミング信号からのサンプリングパルスが入力されると、復調器とのシンボル同期の取れている受信信号のヘッドガード区間の最初の時刻において、複数（ｋ個）のチャンネルから同時に信号の抽出を行う。最初のサンプリング信号は
Ｘ_１（１）= 〔Ｘ₁（１），Ｘ_２（１），・・・Ｘ_ｋ（１）〕 −−− （式１２）
となる。
同様に、テールガード区間からも信号をサンプリングし、最初のサンプリング信号
ｙ_ｔ（１） −−−−−−−−−−−−−−−−−−−− （式１３）
を、抽出する。上記の信号の抽出が終わったら、ｙ_ｔ（１）の複素共役ｙ_ｔ ^＊（１）の計算を行い、この結果と式（１２）から、最初のベクトル、Ｗ（１）を次式から計算する。
Ｗ（１）=〔Ｘ₁（１）×ｙ_ｔ ^＊（１），Ｘ_２（１）×ｙ_ｔ ^＊（１），
・・・・・・・・Ｘ_ｋ（１）×ｙ_ｔ ^＊（１）〕 −− （式１４）
Ｗ（１）の計算が終了したら計算結果をＳにストアする。次にサンプリング回数が所定のＮ回になっているかを判断し、Ｎ回になっていなければ、最初に戻って、サンプリングタイミング信号のパルスを待ち、次のサンプリングパルスが入力されたら２回目のサンプリングを行う。２回目も１回目と同様の計算を行い、結果をＳにストアしていく。
ｎ回目のサンプリングにより、
Ｘ_１（ｎ）= 〔Ｘ₁（ｎ），Ｘ_２（ｎ），・・・Ｘ_ｋ（ｎ）〕 −− （式１５）
ｙ_ｔ（ｎ） −−−−−−−−−−−−−−−−−−−− （式１６）
をサンプリングし、
Ｗ（ｎ）=〔Ｘ₁（ｎ）×ｙ_ｔ ^＊（ｎ），Ｘ_２（ｎ）×ｙ_ｔ ^＊（ｎ），
・・・・・・・・Ｘ_ｋ（ｎ）×ｙ_ｔ ^＊（ｎ）〕 − （式１７）
の重み付けベクトルを計算し、結果をＳにストアしていく。このように、順次サンプリングと計算、結果のストアを繰り返し、所定のＮ回のサンプリングを行う。Ｎ回のサンプリングの後、ストアＳには、Ｎ回分のＷ（ｎ）の計算結果の積算結果がストアされている。
Ｓ＝ΣＷ（ｎ） −−−−−−−−−−−−−−−−−−−− （式１８）
Ｎ回の計算の後、Ｎ回の平均値を計算して重み付けベクトルＷ_ＡＢＦを得る。
Ｗ_ＡＢＦ＝Ｓ／Ｎ＝〔ΣＷ（ｎ）／Ｎ〕 −−−−−−−−−− （式１９）
このようにして算出された重み付けベクトルＷ_ＡＢＦは、演算部１０２から複数の各チャンネルの重み付け部６２に送られ、各チャンネルに重み付けがされる。

地上波デジタル放送で用いられているヘッドガード区間、テールガード区間の長さは１２６μＳであり、これにサンプリング周波数３２ＭＨｚを適用すると、ヘッドガード区間信号抽出区間８０、テールガード区間信号抽出区間８１において、それぞれ３０００回以上のサンプリングが可能で、１シンボルの間に十分に精度の高い重み付けベクトルＷ_ＡＢＦを計算することができ、高速で重み付けベクトルの演算と受信品質の確保を行うことができる。このため、移動受信のように受信状況が時々刻々変化し、同期波と遅延波の強度比（ＤＵＲ）が時々刻々変化するような状況でも、確実に遅延波を抑圧し、受信品質を確保することができるという顕著な効果を奏する。

本発明の第１の実施形態のブロック図 本発明の第２の実施形態のデータサンプリングタイミング図 本発明の第２の実施形態の重み付けベクトルＷ_ＡＢＦ計算フローチャート 本発明のヘッドガード区間とテールガード区間の信号の相関説明図 本発明によるＢＥＲ特性 本発明による適応制御装置のビームパターン図 本発明の移動受信の説明図 従来技術の受信装置のブロック図 従来技術のデータサンプリング説明図 従来技術のヘッドガード区間と合成信号ヘッドガード区間の信号の相関説明図 従来技術の受信装置のビームパターン図 ＯＦＤＭ送信装置の説明図 ＯＦＤＭ信号説明図

符号の説明

２ ＯＦＤＭ変調部、４ Ｓ／Ｐ変換器、６ 変調器、８ 逆離散フーリエ変換器、１２ ガード区間挿入部、２０ シンボル区間、２２ ヘッドガード区間、２４ 有効シンボル区間、２６ テールガード区間、３０ Ｄ／Ａ変換器、３２ 低域通過フィルタ、３４ 局部発振器、３６ ミキサー、３８ バンドパスフィルタ、４０ 送信アンテナ、５０ アンテナ素子、６２ 重み付け部、６６ ガード区間除去部、６８ 離散フーリエ変換器、７０ 復調器、７２ Ｐ／Ｓ変換器、７６ ヘッドガード区間信号抽出部、８０ ヘッドガード区間信号抽出区間、８１ テールガード区間信号抽出区間、１０２ 演算部、２０２ 受信装置、３００ ディスプレイ。

Claims (4)

1. ＯＦＤＭ変調された無線信号であって、テールガード区間を有する有効シンボル区間と、前記有効シンボル区間の前に配置され、前記テールガード区間と同一の波形を格納されたヘッドガード区間を有する無線信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナと、
   複数の前記アンテナ素子により受信された複数チャネルの受信信号に対してチャネル毎に重み付けを行い複数チャネルの加重受信信号を出力する重み付け部と、
   前記複数チャネルの前記加重受信信号を加算合成して合成受信信号を生成する加算合成部とを、
   有する適応制御装置であって、
   前記複数の受信信号のうち、復調器とのシンボル同期の取れている受信信号のヘッドガード区間の少なくとも一部をヘッドガード区間信号抽出区間とし、
   前記ヘッドガード区間信号抽出区間に対応する複数チャネルの受信信号をヘッドガード区間抽出信号Ｘ（ｔ）とするヘッドガード区間信号抽出部と、
   前記合成受信信号のテールガード区間の少なくとも一部をテールガード区間信号抽出区間とし、前記テールガード区間信号抽出区間の前記合成信号をテールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）とするテールガード区間信号抽出部と、
   前記重み付けの重み付けベクトルＷ_ＡＢＦを、前記ヘッドガード区間抽出信号Ｘ（ｔ）と、前記テールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）の複素共役ｙ_ｔ ^*（ｔ）とから、期待値演算を用いた次式、Ｗ_ＡＢＦ＝Ｅ〔Ｘ（ｔ）×ｙ_ｔ ^*（ｔ）〕に基づいて算出する演算部を有すること
   を特徴とする適応制御装置。
2. 重み付けベクトルＷ_ＡＢＦを算出する演算部は、ヘッドガード区間抽出信号Ｘ（ｔ）と、テールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）の複素共役ｙ_ｔ ^*（ｔ）の乗算計算、Ｘ（ｔ）×ｙ_ｔ ^*（ｔ）を複数回行い、その平均値として重み付けベクトルＷ_ＡＢＦを算出する演算部であることを特徴とする請求項１に記載の適応制御装置。
3. ヘッドガード区間信号抽出部とテールガード区間信号抽出部は、
   ヘッドガード区間信号抽出区間において、サンプリング信号のタイミング毎に複数チャンネルの受信信号を抽出しヘッドガード区間抽出信号Ｘ（ｔ）とするヘッドガード区間信号抽出部と、
   テールガード区間信号抽出区間において、サンプリング信号のタイミング毎に合成信号を抽出しテールガード区間抽出信号ｙ_ｔ（ｔ）とするテールガード区間信号抽出部と、
   であることを特徴とした、
   請求項１又は２に記載の適応制御装置。
4. ヘッドガード区間信号抽出区間は、復調器とのシンボル同期の取れている受信信号のヘッドガード区間の開始時刻から始まり、テールガード区間信号抽出区間は合成信号のテールガード区間の開始時刻から始まることを特徴とした、
   請求項１から３のいずれか１項に記載の適応制御装置。

Images