JPWO2006077729A1 - 送信装置、受信装置、および無線通信方法 - Google Patents

送信装置、受信装置、および無線通信方法 Download PDF

Info

Publication number
JPWO2006077729A1
JPWO2006077729A1 JP2006553846A JP2006553846A JPWO2006077729A1 JP WO2006077729 A1 JPWO2006077729 A1 JP WO2006077729A1 JP 2006553846 A JP2006553846 A JP 2006553846A JP 2006553846 A JP2006553846 A JP 2006553846A JP WO2006077729 A1 JPWO2006077729 A1 JP WO2006077729A1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
pilot
unit
channel estimation
section
symbol
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2006553846A
Other languages
English (en)
Other versions
JP4884987B2 (ja
Inventor
上杉　充
充 上杉
太田　英司
英司 太田
須増　淳
淳 須増
蛯子　恵介
恵介 蛯子
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp, Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Panasonic Corp
Priority to JP2006553846A priority Critical patent/JP4884987B2/ja
Publication of JPWO2006077729A1 publication Critical patent/JPWO2006077729A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4884987B2 publication Critical patent/JP4884987B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/022—Channel estimation of frequency response
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0232—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03891—Spatial equalizers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03439—Fixed structures
    • H04L2025/03522—Frequency domain

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

符号間干渉を抑制しつつ、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上する送信装置、受信装置、および無線通信方法。この送信装置（１００）は、ガードインタバルが付加されたパイロットシンボルの後に複数のシンボルが続くフレーム構成の信号を送信する。この信号を受信する受信装置（２００）においては、長ＦＦＴ対象区間取得部（２０２）が、パイロットシンボルを用いて遅延波を除去する対象の区間である長ＦＦＴ対象区間を受信されたＯＦＤＭ信号から取得する。長ＦＦＴ部（２０３）が、長ＦＦＴ対象区間に対して高速フーリエ変換を行い、周波数領域の信号へ変換する。周波数等化部（２０４）が、回線推定値の補間結果を用いて長ＦＦＴ対象区間の周波数等化を行う。長ＩＦＦＴ部（２０５）が、周波数等化後の長ＦＦＴ対象区間に対して逆高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号へ戻す。

Description

本発明は、送信装置、受信装置、および無線通信方法に関し、特にマルチパス環境において用いられる送信装置、受信装置、および無線通信方法に関する。
一般に、マルチパス環境下における無線通信では、同一の信号が異なる経路の複数のパスを伝送されることにより、受信側では直接波と遅延波が混在して受信されることになる。このため、無線通信の高速化・広帯域化の障害となる符号間干渉が発生する。
符号間干渉を抑制するために、近年ではブロック伝送方式と呼ばれるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式やＳＣ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ：シングルキャリア）方式が注目されている。これらの方式においては、例えば図１に示すように、信号の各シンボルＳ１〜Ｓ４の間にガードインターバルＧＩ１〜ＧＩ４が挿入されている。ガードインターバルＧＩ１〜ＧＩ４は、それぞれ後に続くシンボルＳ１〜Ｓ４の末尾部分の複製であるため、各ガードインターバルの末尾と各シンボルの先頭とは連続した波形になるとともに、巡回性を有することになる。
このように、すべてのシンボル間にガードインターバルを挿入することによって、受信側では符号間干渉の影響を受けないシンボル部分を切り出すことができ、線形演算のみでマルチパス環境の影響を除去することができる。このとき、ガードインターバルの長さを長くすることにより、より長い遅延波の影響を無視することができ、マルチパス環境の影響を除去する効果が高まる。
一方、ガードインターバルは伝送すべき情報を含まない冗長成分であるため、伝送効率の観点からは、可能な限り短くすることが望ましい。そこで、例えば特許文献１には、ＯＦＤＭ方式において、ガードインターバルの長さを無駄がないように調整する技術が開示されている。
特開２００４−２８２１８２号公報
しかしながら、ガードインターバルは、シンボル間における符号間干渉を抑制するために、すべてのシンボル間に配置されるものであり、信号全体におけるガードインターバルの割合を低下させるのには一定の限界があるという問題がある。すなわち、あるシンボルの遅延波が次のシンボルに対して与える影響を低減するためには、ガードインターバルはすべてのシンボル間に配置される必要があり、結果として、信号全体に一定以上の冗長成分が含まれることになる。
本発明の目的は、符号間干渉を抑制しつつ、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる送信装置、受信装置、および無線通信方法を提供することである。
本発明に係る送信装置は、情報データから複数の情報シンボルを生成する第１生成手段と、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成する第２生成手段と、前記パイロットシンボルの直前のみにガードインターバルを付加する付加手段と、ガードインターバルが付加されたパイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信する送信手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、パイロットシンボルのみにガードインターバルが付加され、情報シンボルにはガードインターバルが付加されないフレーム構成の信号が送信されるため、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。また、受信側において、パイロットシンボルを用いた回線推定および周波数等化を行うことができ、ガードインターバルが無くても遅延波を除去することが可能となり、符号間干渉を抑制することができる。
本発明に係る受信装置は、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからなるパイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を受信する受信手段と、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて、前記パイロット区間以上の時間長に対応する周波数ごとの回線推定値を算出する算出手段と、算出された回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する除去手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、パイロットシンボルを用いて回線推定を行い、情報シンボル区間に対する回線推定値を求めて遅延波除去するため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができる。また、送信側において、ガードインターバルを付加する必要がなく、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
本発明に係る無線通信システムは、送信装置および受信装置を有する無線通信システムであって、前記送信装置は、情報データから複数の情報シンボルを生成する第１生成手段と、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成する第２生成手段と、前記パイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信する送信手段と、を有し、前記受信装置は、前記フレーム構成の信号を受信する受信手段と、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて回線推定を行う推定手段と、前記回線推定の結果を周波数軸上で補間して回線推定値を求める補間手段と、求められた回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する除去手段と、を有する構成を採る。
本発明に係る無線通信方法は、送信装置および受信装置を有する無線通信システムにおける無線通信方法であって、前記送信装置が、情報データから複数の情報シンボルを生成するステップと、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成するステップと、前記パイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信するステップと、を有し、前記受信装置が、前記フレーム構成の信号を受信するステップと、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて回線推定を行うステップと、前記回線推定の結果を周波数軸上で補間して回線推定値を求めるステップと、求められた回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去するステップと、を有するようにした。
これらによれば、送信装置は、パイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信し、受信装置は、パイロットシンボルに挟まれる情報シンボル区間に対する回線推定値を補間により求めて遅延波除去するため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができるとともに、ガードインターバルを付加する必要がなく、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
本発明によれば、符号間干渉を抑制しつつ、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
ガードインターバルが挿入された信号の一例を示す図 本発明の実施の形態１に係る送信装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態１に係る受信装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態１に係る送信信号の構成例を示す図 実施の形態１に係る長ＦＦＴ対象区間の一例を示す図 実施の形態１に係る長ＦＦＴ対象区間の他の一例を示す図 信号の冗長成分の比較結果を示す図 本発明の実施の形態２に係る受信装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態２に係る送信信号の構成例を示す図 実施の形態２に係る長ＦＦＴ対象区間の一例を示す図 実際の回線状態と回線推定値との一例を示す図 実際の回線状態と回線推定値との他の一例を示す図 本発明の実施の形態３に係る受信装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態３に係る一処理を説明する図 実施の形態３に係る他の一処理を説明する図 実施の形態３に係る回線推定値算出結果の一例を示す図 本発明の実施の形態４に係る受信装置の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５に係る遅延プロファイル作成部の内部構成を示すブロック図 実施の形態５に係るＦＩＲの内部構成を示す図 本発明の実施の形態６に係る送信装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態６に係る受信装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態６に係る遅延波除去部の内部構成を示すブロック図 実施の形態６に係る配置パターンの一例を示す図 実施の形態６に係る配置パターンの他の一例を示す図 実施の形態６に係る配置パターンのさらに他の一例を示す図
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１の特徴は、ＯＦＤＭ方式において、複数の情報シンボルおきに周期的に同一のパイロットシンボルを挿入し、パイロットシンボルのみにガードインターバルを付加する点である。
図２は、実施の形態１に係る送信装置の要部構成を示すブロック図である。図２に示す送信装置は、Ｓ／Ｐ（Ｓｅｒｉａｌ／Ｐａｒａｌｌｅｌ）変換部１０１、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）部１０２、Ｒ（Ｒａｍｐ：ランピング区間）挿入部１０３、Ｓ／Ｐ変換部１０４、ＩＦＦＴ部１０５、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ガードインターバル）挿入部１０６、時分割合成部１０７、および直交変調部１０８を有している。
Ｓ／Ｐ変換部１０１は、情報データをＳ／Ｐ変換し、サブキャリア数分のパラレルなデータをＩＦＦＴ部１０２へ出力する。
ＩＦＦＴ部１０２は、パラレルなデータをそれぞれ周波数が互いに直交するサブキャリアに割り当てて逆高速フーリエ変換を行った上でＰ／Ｓ変換し、得られた時間領域の情報シンボルをＲ挿入部１０３へ出力する。
Ｒ挿入部１０３は、情報シンボルの先頭と末尾に振幅が徐々に増減するランピング区間を挿入し、前後のシンボルとの波形が不連続になることを抑制する。
Ｓ／Ｐ変換部１０４は、既知かつ不変なパターンのパイロットデータをＳ／Ｐ変換し、サブキャリア数分のパラレルなデータをＩＦＦＴ部１０５へ出力する。
ＩＦＦＴ部１０５は、パラレルなデータをそれぞれ周波数が互いに直交するサブキャリアに割り当てて逆高速フーリエ変換を行った上でＰ／Ｓ変換し、得られた時間領域のパイロットシンボルをＧＩ挿入部１０６へ出力する。
ＧＩ挿入部１０６は、パイロットシンボルの末尾部分を先頭に複製して、ガードインターバルを挿入する。なお、ここでのガードインターバルには、情報シンボルと同様のランピング区間を含んでいても良い。
時分割合成部１０７は、Ｒ挿入部１０３からの出力およびＧＩ挿入部１０６からの出力を時分割で切り替えながら直交変調部１０８へ出力し、情報シンボルとパイロットシンボルの時間的な配列を決定する。このとき、時分割合成部１０７は、最初にＧＩ挿入部１０６からのパイロットシンボルを１つ出力した後、Ｒ挿入部１０３からの情報シンボルを複数出力し、以後、１つのパイロットシンボルと複数の情報シンボルとを順次出力する。
直交変調部１０８は、時分割合成部１０７から出力される１つのパイロットシンボルと複数の情報シンボルとを１フレームとするＯＦＤＭ信号を無線周波数帯に変調した上でアンテナを介して送信する。
図３は、実施の形態１に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。図３に示す受信装置は、直交復調部２０１、長ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）対象区間取得部２０２、長ＦＦＴ部２０３、周波数等化部２０４、長ＩＦＦＴ部２０５、パイロット区間取得部２０６、ＦＦＴ部２０７、回線推定部２０８、補間部２０９、ＧＩ・Ｒ除去部２１０、ＦＦＴ部２１１、データ判定部２１２、およびＰ／Ｓ（Ｐａｒａｌｌｅｌ／Ｓｅｒｉａｌ）変換部２１３を有している。
直交復調部２０１は、アンテナを介してＯＦＤＭ信号を受信し、ベースバンド帯に復調する。
長ＦＦＴ対象区間取得部２０２は、パイロットシンボルを用いて遅延波を除去する対象の区間である長ＦＦＴ対象区間を受信されたＯＦＤＭ信号から取得する。具体的には、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２は、あるパイロットシンボルの直後のランピング区間を含む情報シンボルから、次のパイロットシンボルの先頭に挿入されているガードインターバルまでを長ＦＦＴ対象区間として取得する。なお、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２は、あるパイロットシンボルから、次のパイロットシンボルの先頭に挿入されているガードインターバルまでを長ＦＦＴ対象区間として取得しても良い。
長ＦＦＴ部２０３は、長ＦＦＴ対象区間に対して高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換する。
周波数等化部２０４は、後述する回線推定値の補間結果を用いて長ＦＦＴ対象区間の周波数等化を行い、遅延波に対応する周波数成分を除去する。
長ＩＦＦＴ部２０５は、周波数等化後の長ＦＦＴ対象区間に対して逆高速フーリエ変換を行った上でＰ／Ｓ変換し、周波数領域の信号を受信されたＯＦＤＭ信号と同様の時間領域の信号へ戻す。
以上の長ＦＦＴ対象区間取得部２０２、長ＦＦＴ部２０３、周波数等化部２０４、および長ＩＦＦＴ部２０５は、遅延波除去部を形成している。すなわち、各情報シンボル間にガードインターバルが無くても、長ＦＦＴ対象区間に対する周波数等化が行われて、遅延波に対応する周波数成分が除去されており、符号間干渉が抑制される。
パイロット区間取得部２０６は、パイロットシンボルに対応するパイロット区間を受信されたＯＦＤＭ信号から取得する。
ＦＦＴ部２０７は、取得されたパイロット区間に対して高速フーリエ変換（または離散フーリエ変換）を行い、時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換する。
回線推定部２０８は、周波数領域の信号へ変換されたパイロット区間を用いて、各サブキャリアの回線推定を行い、得られた回線推定値を補間部２０９へ出力する。
補間部２０９は、パイロット区間から得られた回線推定値を例えばスプライン補間や線形補間などの補間アルゴリズムにより周波数軸上で補間する。なお、ここで得られた回線推定値の補間結果は、上述した周波数等化部２０４における周波数等化に供される。パイロット区間に対して高速フーリエ変換した場合は、サンプリング周波数と等しい帯域内に１シンボルに対応するサンプル数分の周波数成分が得られるが、長ＦＦＴ対象区間に対して高速フーリエ変換する場合には、同じ帯域内により多くの周波数成分が存在する。このため、周波数等化を行う際には、パイロット区間の回線推定値を補間して、周波数軸上のより密な回線推定値が必要となる。
ＧＩ・Ｒ除去部２１０は、上述した遅延波除去部により遅延波が除去された長ＦＦＴ対象区間からガードインターバルおよびランピング区間を除去する。
ＦＦＴ部２１１は、ガードインターバルおよびランピング区間を除去して得られた個々の情報シンボルに対してそれぞれ高速フーリエ変換を行い、それぞれの情報シンボルからサブキャリアごとのデータを取得する。
データ判定部２１２は、各情報シンボルについて、サブキャリアごとのデータに対するデータ判定を行い、各サブキャリアに割り当てられている情報データをパラレルにＰ／Ｓ変換部２１３へ出力する。
Ｐ／Ｓ変換部２１３は、各サブキャリアに割り当てられている情報データをＰ／Ｓ変換し、シリアルな情報データを出力する。
次いで、上記のように構成された送信装置および受信装置の動作について、図４および図５を参照しながら説明する。
まず、パイロットデータは、送信装置のＳ／Ｐ変換部１０４によってサブキャリア数分のパラレルデータにＳ／Ｐ変換され、パラレルデータが各サブキャリアに割り当てられてＩＦＦＴ部１０５によって逆高速フーリエ変換される。この結果、図４に示すパイロットシンボル（図中「Ｐ」で示す）が生成され、ＧＩ挿入部１０６によって、パイロットシンボルの末尾部分が先頭に複製され、ガードインターバル（図中「ＧＩ」で示す）が挿入される。パイロットシンボルは、図２に示す送信装置および図３に示す受信装置の双方における既知信号である。また、パイロットシンボルとしては、回線推定に用いることができる信号であれば如何なる信号でも良いが、ここでは、上述のようにＯＦＤＭ変調された信号としている。
ここで、パイロットシンボルの先頭に挿入されるガードインターバルの長さは、以下のように決定するのが好ましい。すなわち、本実施の形態においては、受信装置によって、あるパイロットシンボルの直後のランピング区間を含む情報シンボルから、次のパイロットシンボルの先頭に挿入されているガードインターバルまでが長ＦＦＴ対象区間とされ、この区間に対する高速フーリエ変換が行われるが、この長ＦＦＴ対象区間が高速フーリエ変換のサンプル数にして２のべき乗個（またはその整数倍）となるようにガードインターバル長を決定するのが好ましい。具体的には、例えばパイロットシンボルおよび情報シンボルがそれぞれ２５６サンプル、かつ、ランピング区間がそれぞれ４サンプルとすれば、（２５６＋４）×（ｎ＋１）＋（ガードインターバル長のサンプル数）が２のべき乗（またはその整数倍）となるように、ＧＩ挿入部１０６はガードインターバルの長さを決定するのが好ましい。これにより、長ＦＦＴ対象区間の周波数等化を効率良く行うことができる。特に、長ＦＦＴ対象区間のサンプル数が１シンボル分のサンプル数の整数倍である場合には、長ＦＦＴ対象区間に対する高速フーリエ変換を１シンボルに対する通常の高速フーリエ変換用回路を複数組み合わせる（または繰り返し使用する）ことで容易に実現できるため、回路規模の低減を図ることができる。
一方、情報データは、送信装置のＳ／Ｐ変換部１０１によってサブキャリア数分のパラレルデータにＳ／Ｐ変換され、パラレルデータが各サブキャリアに割り当てられたＩＦＦＴ部１０２によって逆高速フーリエ変換される。この結果、図４に示す情報シンボル（図中「Ｓ１」〜「Ｓｎ」で示す）が生成され、Ｒ挿入部１０３によって、各情報シンボル間にランピング区間（図中「Ｒ」で示す）が挿入される。本実施の形態においては、情報シンボル間にガードインターバルが挿入されないため、信号全体に占める冗長成分の割合を大幅に削減することができる。なお、ランピング区間の長さはガードインターバル長に比べて無視できるほど短く、信号全体に占める冗長成分の割合を増大させることはない。
これらのガードインターバルが挿入されたパイロットシンボルおよびランピング区間が挿入された情報シンボルは、時分割合成部１０７への入力が切り替えながら出力されることによって、図４の最下段に示すようなフレーム構成のＯＦＤＭ信号として直交変調部１０８へ出力される。
そして、ＯＦＤＭ信号は、直交変調部１０８によって無線周波数帯へ変調され、アンテナを介して送信される。
送信されたＯＦＤＭ信号は、受信装置のアンテナによって受信され、直交復調部２０１によってベースバンド帯へ復調される。そして、パイロット区間取得部２０６によって、ベースバンド帯となったＯＦＤＭ信号からパイロットシンボルに対応するパイロット区間の信号（以下単に「パイロット区間」という）が取得される。
取得されたパイロット区間は、ＦＦＴ部２０７によって高速フーリエ変換され、各サブキャリアのデータが回線推定部２０８へ出力される。そして、回線推定部２０８によって、パイロットシンボルに対するサブキャリアごとの伝搬路上での変動が推定され、サブキャリアごとの回線推定値が求められる。具体的には、パイロットシンボルとして送信された送信信号をｘとし、この送信信号ｘがフェージングの影響を受けた後に受信される受信信号をｙとすれば、送信信号ｘの逆高速フーリエ変換前の信号Ｘと受信信号ｙの高速フーリエ変換後の信号Ｙとの間には、次式（１）の関係がある。
Ｙ＝Ｈ・Ｘ ・・・（１）
ただし、式（１）においてＨは回線推定値を示している。したがって、実際の受信信号の高速フーリエ変換結果（式（１）のＹに相当）を既知のパイロットデータ（式（１）のＸに相当）で除算すれば、回線推定値が求められることになる。
パイロットシンボルのサブキャリアごとの回線推定値は、補間部２０９へ出力され、周波数方向に密な回線推定値が補間（例えばスプライン補間や線形補間）により求められる。補間により得られた回線推定値は、周波数等化部２０４へ出力される。
一方、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２によって、ＯＦＤＭ信号から周波数等化による遅延波除去の対象となる長ＦＦＴ対象区間が取得される。具体的には、図５Ａに示すように、あるフレームのパイロットシンボル３０１と次フレームのパイロットシンボル３０２との間の区間３０３が長ＦＦＴ対象区間として取得される。なお、長ＦＦＴ対象区間の長さは、上述したように、高速フーリエ変換のサンプル数にして２のべき乗個であるのが好ましい。
また、長ＦＦＴ対象区間としては、図５Ｂに示すように、パイロットシンボル３０１を含む区間３０４を取得しても良い。したがって、区間３０３または区間３０４のいずれかが、上述した２のべき乗個（またはその整数倍）のサンプル数に等しい長さとなっていれば、この区間を長ＦＦＴ対象区間とすれば良い。ここで、図５Ａおよび図５Ｂに示すパイロットシンボル３０１、３０２は、パイロット区間取得部２０６によって取得されたパイロット区間に含まれるパイロットシンボルと同一である。
そして、長ＦＦＴ部２０３によって、長ＦＦＴ対象区間に対する高速フーリエ変換が行われ、時間領域の信号が周波数領域の信号へ変換される。本実施の形態においては、情報シンボル間にガードインターバルが挿入されていないため、この時点での信号には遅延波が混在しており、周波数領域の信号においても遅延波に対応する周波数成分が含まれている。
この高速フーリエ変換後の信号は、周波数等化部２０４へ出力され、補間部２０９から出力されるサブキャリアごとの回線推定値が用いられて周波数等化が行われる。具体的には、高速フーリエ変換後の信号Ｙ’と補間部２０９の補間によって求められた回線推定値Ｈ’から、次式（２）によってフェージングの影響が除去された信号Ｘ’が求められる。
Ｘ’＝Ｙ’／Ｈ’ ・・・（２）
このようにして遅延波に対応する周波数成分が除去された信号Ｘ’は、長ＩＦＦＴ部２０５によって再び時間領域の信号へ戻される。この時点での信号には遅延波が混在しておらず、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができる。
そして、長ＩＦＦＴ部２０５から出力される遅延波除去後の長ＦＦＴ対象区間から、ＧＩ・Ｒ除去部２１０によって、ガードインターバルおよびランピング区間が除去され、情報シンボルのみがＦＦＴ部２１１へ出力される。情報シンボルは、１シンボルごとにＦＦＴ部２１１によって高速フーリエ変換され、サブキャリアごとのデータが取得される。そして、データ判定部２１２によって、サブキャリアごとのデータに対するデータ判定が行われ、得られたパラレルな情報データがＰ／Ｓ変換部２１３によってシリアルな情報データへ変換されて出力される。
このように、情報シンボル間にガードインターバルを挿入しなくても、遅延波を除去して符号間干渉を抑制することができるとともに、図６に示すように、伝送効率を向上することができる。図６は、ガードインターバル長を変化させた場合のフレーム長およびオーバヘッド率を、情報シンボル間にガードインターバルを挿入する従来方式と情報シンボル間にガードインターバルを挿入しない実施の形態１方式とについて比較する表であり、数値はその一例である（パラメータとしては、サンプリング周波数５００ｎｓ、１シンボル長２５６サンプル、ランプ長４サンプル、１フレーム内の情報シンボル数１４、を想定している）。同図に示すように、ガードインターバル長が５μｓの場合は、従来方式ではフレーム長が高速フーリエ変換のサンプル数にして４２００サンプルとなるのに対し、実施の形態１方式ではフレーム長が３９１０サンプルとなる。そして、冗長成分の割合を示すオーバヘッド率は、従来方式では１５％程度であるのに対し、実施の形態１方式では８％程度に収まっている。さらに、ガードインターバル長が３０μｓとなると、オーバヘッド率に約３倍もの差が生じている。
以上のように、本実施の形態によれば、送信装置は、情報シンボル間にガードインターバルを付加することなく、既知かつ同一のパイロットシンボルを周期的に挿入し、パイロットシンボルのみにガードインターバルを付加して送信する。また、受信装置は、パイロットシンボルを用いて情報シンボルの回線推定値を求め、情報シンボルに対する周波数等化を行って遅延波を除去する。このため、符号間干渉を抑制しつつ、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
なお、本実施の形態においては、パイロットシンボルの先頭のみにはガードインターバルを挿入するものとしたが、パイロットシンボルにもガードインターバルを挿入しなくても良い。つまり、周期的に既知かつ同一のパイロットシンボルが情報シンボル間に挿入されていれば、受信装置において周波数等化を行うことが可能であるため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができる。ただし、パイロットシンボルの先頭にガードインターバルを挿入することにより、パイロットシンボルに対する符号間干渉によって回線推定の精度が低下することを防止することができる。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２の特徴は、ＳＣ方式において、複数の情報シンボルおきに周期的に同一のパイロットシンボル列を挿入し、パイロットシンボル列のみにガードインターバルを付加する点である。
実施の形態２に係る送信装置は、実施の形態１に係る送信装置（図２）からＯＦＤＭ方式に係るＳ／Ｐ変換部１０１、１０４、ＩＦＦＴ部１０２、１０５、およびＲ挿入部１０３を削除した構成であり、各処理部の構成は実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。ただし、本実施の形態においては、パイロットシンボル列の末尾の所定数のシンボルが先頭に複製されてガードインターバルとなり、パイロットシンボル列の後に情報シンボル列が続くフレーム構成の信号が、フィルタなどによって帯域制限された上で送信装置から送信される。
図７は、実施の形態２に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図７に示す受信装置は、直交復調部２０１、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２ａ、長ＦＦＴ部２０３、周波数等化部２０４、長ＩＦＦＴ部２０５、パイロット区間取得部２０６、ＦＦＴ部２０７、回線推定部２０８、補間部２０９、ＧＩ・Ｒ除去部２１０、およびデータ判定部２１２を有している。
長ＦＦＴ対象区間取得部２０２ａは、パイロットシンボルを用いて遅延波を除去する対象の区間である長ＦＦＴ対象区間を受信信号から取得する。具体的には、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２ａは、あるパイロットシンボル列の直後の情報シンボル列と、次のパイロットシンボル列の先頭に挿入されているガードインターバルとを長ＦＦＴ対象区間として取得する。なお、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２ａは、あるパイロットシンボル列から、次のパイロットシンボル列の先頭に挿入されているガードインターバルまでを長ＦＦＴ対象区間として取得しても良い。
次いで、上記のように構成された送信装置および受信装置の動作について、図８および図９を参照しながら説明する。
まず、パイロットデータは、例えばＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどの変調方式によって変調され、図８に示すｍ個のパイロットシンボル列（図中「Ｐ１」〜「Ｐｍ」で示す）となり、末尾のｋ（ｋ＜ｍ）個のパイロットシンボル（図中「Ｐｍ−ｋ＋１」〜「Ｐｍ」のシンボル）がガードインターバルとして先頭に複製される。パイロットシンボル列は、送信装置および受信装置の双方における既知信号である。また、パイロットシンボル列としては、回線推定に用いることができる信号であれば如何なる信号でも良いが、ここでは、上述のような変調方式によって変調された信号としている。
一方、情報データは、図８に示すｎ個の情報シンボル列（図中「Ｓ１」〜「Ｓｎ」で示す）となる。本実施の形態においては、情報シンボル列の先頭にはガードインターバルが挿入されないため、信号全体に占める冗長成分の割合を大幅に削減することができる。また、必要に応じて、情報シンボル間にランピング区間を挿入しても良い。
これらのガードインターバルが挿入されたパイロットシンボル列およびガードインターバルが挿入されない情報シンボル列は、図８の最下段に示すようなフレーム構成の信号として送信される。
送信された信号は、受信装置のアンテナによって受信され、直交復調部２０１によってベースバンド帯へ復調される。そして、パイロット区間取得部２０６によって、ベースバンド帯となった受信信号からパイロットシンボル列に対応するパイロット区間が取得される。
取得されたパイロット区間は、ＦＦＴ部２０７によって高速フーリエ変換され、パイロットシンボル列の各周波数成分が回線推定部２０８へ出力される。そして、回線推定部２０８によって、パイロットシンボル列に対する周波数成分ごとの回線推定値が求められる。パイロットシンボル列の回線推定値は、補間部２０９へ出力され、周波数方向に密な回線推定値が補間（例えばスプライン補間や線形補間）により求められる。補間により得られた回線推定値は、周波数等化部２０４へ出力される。
一方、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２ａによって、受信信号から周波数等化による遅延波除去の対象となる長ＦＦＴ対象区間が取得される。具体的には、図９に示すように、あるフレームのガードインターバル４０１に続くパイロットシンボル列４０２と次フレームのパイロットシンボル列４０４との間の区間４０３が長ＦＦＴ対象区間として取得される。この区間４０３には、情報シンボル列（図中「Ｓ１」〜「Ｓｎ」）と次フレームのガードインターバル（図中「Ｐｍ−ｋ＋１」〜「Ｐｍ」）とが含まれている。
また、長ＦＦＴ対象区間としては、図９中、パイロットシンボル列４０２および区間４０３を合わせた区間を取得しても良い。ここで、図９に示すパイロットシンボル列４０２、４０４は、パイロット区間取得部２０６によって取得されたパイロットシンボル列と同一である。
そして、長ＦＦＴ部２０３によって、長ＦＦＴ対象区間に対する高速フーリエ変換が行われ、時間領域の信号が周波数領域の信号へ変換される。本実施の形態においては、情報シンボル列の先頭にガードインターバルが挿入されていないため、この時点での信号には遅延波が混在しており、周波数領域の信号においても遅延波に対応する周波数成分が含まれている。
この高速フーリエ変換後の信号は、周波数等化部２０４へ出力され、補間部２０９から出力される回線推定値が用いられて周波数等化が行われる。周波数等化によって遅延波に対応する周波数成分が除去された信号は、長ＩＦＦＴ部２０５によって再び時間領域の信号へ戻される。この時点での信号には遅延波が混在しておらず、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができる。
そして、長ＩＦＦＴ部２０５から出力される遅延波除去後の長ＦＦＴ対象区間から、ＧＩ・Ｒ除去部２１０によって、ガードインターバル（すなわち、図９の区間４０３における「Ｐｍ−ｋ ＋１」〜「Ｐｍ」）およびランピング区間（挿入されている場合のみ）が除去され、情報シンボルのみ（すなわち、図９の区間４０３における「Ｓ１」〜「Ｓｎ」）がデータ判定部２１２へ出力され、データ判定が行われる。
以上のように、本実施の形態によれば、送信装置は、情報シンボル列にガードインターバルを付加することなく、既知かつ同一のパイロットシンボル列を周期的に挿入し、パイロットシンボル列のみにガードインターバルを付加して送信する。また、受信装置は、パイロットシンボル列を用いて情報シンボル列の回線推定値を求め、情報シンボル列に対する周波数等化を行って遅延波を除去する。このため、ＳＣ方式においても、符号間干渉を抑制しつつ、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
なお、本実施の形態においては、パイロットシンボル列の先頭のみにはガードインターバルを挿入するものとしたが、パイロットシンボル列にもガードインターバルを挿入しなくても良い。つまり、周期的に既知かつ同一のパイロットシンボル列が情報シンボル列間に挿入されていれば、受信装置において周波数等化を行うことが可能であるため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができる。ただし、パイロットシンボル列の先頭にガードインターバルを挿入することにより、パイロットシンボル列に対する符号間干渉によって回線推定の精度が低下することを防止することができる。
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３の特徴は、受信側において回線推定値を周波数軸上で補間するのではなく、回線推定値から長ＦＦＴ対象区間全体に対応する遅延プロファイルを作成し、遅延プロファイルを直交変換することにより、周波数軸上で密な回線推定値を得る点である。
実施の形態１および実施の形態２においては、受信装置の補間部２０９によって、回線推定値の補間が行われることにより、周波数軸上で密な回線推定値が得られた。この場合、「周波数軸上で密な回線推定値」とは、具体的には通信に用いられる帯域幅において長ＦＦＴ対象区間に対応するサンプル数分の回線推定値のことを意味している。つまり、例えば図５Ｂに示したフレーム構成において、１つのシンボルと１つのランピング区間との組み合わせのサンプル数をＮとし、ガードインターバルのサンプル数をＮＧＩとすれば、長ＦＦＴ対象区間３０４は、（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮＧＩ）サンプルに対応している。したがって、例えば実施の形態１のようにＯＦＤＭ方式が適用される場合は、周波数等化を行うために、サブキャリアが存在する帯域内において（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮＧＩ）サンプル数分の回線推定値が必要となる。
そして、回線推定部２０８によって実際に算出されるのは、パイロットシンボルに対応するＮサンプル数分の回線推定値であるため、上述のように補間によって（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮＧＩ）サンプル数分の回線推定値を求めていた。このように補間によって回線推定値を求める場合、例えば図１０Ａに示すように、実線で示す実際の回線変動値の周波数選択性が小さければ、点線で示す補間によって求められた回線推定値と実際の回線変動値との差が小さく、周波数等化の精度が劣化することはない。
しかし、例えば図１０Ｂに示すように、実線で示す実際の回線変動値の周波数選択性が大きいと、点線で示す補間によって求められた回線推定値と実際の回線変動値との差が大きく、周波数等化の精度が劣化してしまうと考えられる。
そこで、本実施の形態においては、周波数軸上での補間を行うことなく、長ＦＦＴ対象区間に対応するサンプル数分の回線推定値を求める。
実施の形態３に係る送信装置は、実施の形態１に係る送信装置（図２）と同様であるため、その説明を省略する。
図１１は、実施の形態３に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１１に示す受信装置は、直交復調部２０１、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２、長ＦＦＴ部２０３、周波数等化部２０４、長ＩＦＦＴ部２０５、パイロット区間取得部２０６、ＦＦＴ部２０７、回線推定部２０８、ＧＩ・Ｒ除去部２１０、ＦＦＴ部２１１、データ判定部２１２、Ｐ／Ｓ変換部２１３、ＩＦＦＴ部５０１、遅延プロファイル加工部５０２、およびＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散フーリエ変換）部５０３を有している。
ＩＦＦＴ部５０１は、サブキャリアごとの回線推定値に対して逆高速フーリエ変換を行い、周波数領域の信号を時間領域の信号へ変換する。すなわち、ＩＦＦＴ部５０１は、サブキャリアごとの回線推定値から遅延プロファイルを生成する。このとき、ＩＦＦＴ部５０１は、パイロット区間から得られた回線推定値を逆高速フーリエ変換するため、パイロットシンボルの時間長における遅延プロファイルを生成する。したがって、上述した例では、Ｎサンプルに相当する区間の遅延プロファイルが生成される。なお、一般に、最も遅く受信される遅延波の遅延時間（以下「最大遅延時間」という）よりもガードインターバル長が長く設定されているため、Ｎサンプルに相当する区間の遅延プロファイルのうち、遅延波を示すピークが生じるのは先頭からＮＧＩサンプルに相当する区間のみである。
遅延プロファイル加工部５０２は、パイロットシンボルの時間長における遅延プロファイルを拡張して、長ＦＦＴ対象区間の時間長に対応する遅延プロファイルを生成する。このとき、遅延プロファイル加工部５０２は、パイロットシンボルの時間長以降の区間には振幅が０の０信号を付加する。また、遅延プロファイル加工部５０２は、遅延プロファイルの拡張に先立ち、パイロットシンボルの時間長における遅延プロファイルにおいて、振幅が所定値以下のピークを雑音とみなして削除したり、振幅が所定値以上でありガードインターバル長より後に生じたピークを１シンボル時間長前にシフトさせたりする。遅延プロファイル加工部５０２は、以上のように加工して得られた長ＦＦＴ対象区間に対応する遅延プロファイルをＤＦＴ部５０３へ出力する。
ＤＦＴ部５０３は、遅延プロファイルに対して離散フーリエ変換を行い、時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換する。すなわち、ＤＦＴ部５０３は、長ＦＦＴ対象区間の時間長に対応する遅延プロファイルから長ＦＦＴ対象区間に対応するサンプル数分の回線推定値を求める。つまり、上述した例では、サブキャリアの帯域内において（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮＧＩ）サンプル数分の回線推定値が求められる。
次いで、上記のように構成された受信装置における回線推定値取得の動作について、図１２および図１３を参照しながら説明する。なお、以下の説明においては、ランピング区間を考慮せず、各シンボル（パイロットシンボルおよび情報シンボル）の時間長をＮサンプル時間とし、ガードインターバルの時間長をＮＧＩサンプル時間とする。
本実施の形態においても実施の形態１と同様に、パイロット区間取得部２０６によって受信信号からパイロットシンボルに対応するパイロット区間が取得され、ＦＦＴ部２０７によって高速フーリエ変換が行われ、回線推定部２０８によってサブキャリアごとの回線推定値が得られる。
このとき、サブキャリア全体の帯域幅の両端に、パイロットシンボルが含まれていないサブキャリアがある場合は、ＦＦＴ部２０７は、パイロットシンボルを含むサブキャリアの帯域幅に対応するサンプル数の高速フーリエ変換を行う。また、サブキャリア全体の帯域幅の両端以外にパイロットシンボルが含まれていないサブキャリアがある場合は、このサブキャリアの回線推定値を求めることができないとともに、上記の場合のようにこのサブキャリアを除外して高速フーリエ変換することができない。このため、回線推定部２０８は、例えば補間などによりパイロットシンボルを含まないサブキャリアの回線推定値を求める。さらに、回線推定値が所定の閾値未満のサブキャリアや、最大の回線推定値との差が所定の閾値以上となる回線推定値に対応するサブキャリアについては、回線推定部２０８がこれらのサブキャリアの回線推定値を雑音とみなして削除しても良い。
このようにして得られた回線推定値は、パイロットシンボルを含むサブキャリア全体の帯域に広がっているものの、パイロットシンボルに対してＮサンプルの高速フーリエ変換を行っているため、周波数軸上でＮ個の回線推定値しか得られない。
そして、これらの回線推定値は、ＩＦＦＴ部５０１によって逆高速フーリエ変換が施されることにより時間領域の信号へ変換され、パイロットシンボルの時間長（Ｎサンプル相当、または、帯域幅の両端にパイロットシンボルを含まないサブキャリアがある場合はパイロットシンボルを含むサブキャリアの帯域幅に対応するサンプル数相当）における遅延プロファイルが求められる。求められた遅延プロファイルは、遅延プロファイル加工部５０２へ出力され、図１２Ａに示すように、最大の振幅との差が所定の閾値ｘ［ｄＢ］以上ある振幅のタイミングにおけるピークが雑音とみなされて削除される。さらに、遅延プロファイル加工部５０２は、図１２Ａにおけるピーク６０１のように、先頭のピークからガードインターバル長に相当するＮＧＩサンプル以後に現れた雑音と見なせないピークをＮサンプル時間だけ前にシフトし、遅延プロファイルの範囲をシフト後のピークからＮサンプル時間へと変更する。これにより、ガードインターバル長が最大遅延時間より長く設定されていれば、Ｎサンプル時間の遅延プロファイルにおいて、雑音と見なせないピークが生じるのは先頭からＮＧＩサンプル時間のみとなる。なお、遅延プロファイルの先頭の区間が雑音とみなせるピークのみからなっており、かつ、この区間の後に雑音と見なせないピーク群がＮＧＩサンプル以後まで続く場合は、遅延プロファイル加工部５０２は、先頭の雑音とみなせる区間を削除し、遅延プロファイルの範囲を後にずらしても良い。
そして、遅延プロファイル加工部５０２は、遅延プロファイルの範囲をＮサンプル時間から長ＦＦＴ対象区間に対応する（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮＧＩ）サンプル時間まで拡張する。このとき、遅延プロファイル加工部５０２は、図１２Ｂに示すように、上述の処理が施されたＮサンプル時間に対応する区間６０２に、振幅が０の０信号からなる（Ｎ×ｎ＋ＮＧＩ）サンプル時間に対応する区間６０３を付加して遅延プロファイルの範囲を拡張する。区間６０３を０信号から構成することについては、一般に、ガードインターバル長が最大遅延時間より長く設定されているため、先頭からＮＧＩサンプル時間以後にはパイロットシンボルの遅延波が受信装置に到達しないことを根拠としている。つまり、たとえ実際に（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮＧＩ）サンプル時間の遅延プロファイルを作成しても、区間６０３においては、遅延波を示すピークが生じることはないため、区間６０３に０信号を付加している。以上のように加工されて得られた遅延プロファイルは、ＤＦＴ部５０３へ出力される。
そして、ＤＦＴ部５０３によって、（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮＧＩ）サンプル時間に拡張された遅延プロファイルが離散フーリエ変換され、図１３に示すように、周波数軸上で（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮＧＩ）サンプル数分の回線推定値が得られる。これにより、周波数等化部２０４における周波数等化に利用可能な周波数軸上で密な回線推定値が得られる。また、得られた回線推定値は、実際の（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮＧＩ）サンプル時間の遅延プロファイルに近い遅延プロファイルを周波数領域の信号に変換したものであるため、各周波数における回線推定値の精度は、周波数軸上における補間を行った場合よりも高くなっている。
以上のように、本実施の形態によれば、パイロット区間から得られた回線推定値から遅延プロファイルを作成し、作成された遅延プロファイルの範囲を長ＦＦＴ対象区間に対応させて拡張した上で周波数領域に変換するため、長ＦＦＴ対象区間の各周波数成分における精度が高い回線推定値を求めることができ、結果として、周波数等化の精度を向上することができる。
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４の特徴は、受信側において取得されたパイロット区間の信号から遅延プロファイルを作成し、遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、周波数軸上で密な回線推定値を得る点である。
実施の形態４に係る送信装置は、実施の形態１に係る送信装置（図２）と同様であるため、その説明を省略する。
図１４は、実施の形態４に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図２と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１４に示す受信装置は、直交復調部２０１、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２、長ＦＦＴ部２０３、周波数等化部２０４、長ＩＦＦＴ部２０５、パイロット区間取得部２０６、ＧＩ・Ｒ除去部２１０、ＦＦＴ部２１１、データ判定部２１２、Ｐ／Ｓ変換部２１３、遅延プロファイル加工部５０２ａ、ＤＦＴ部５０３、および遅延プロファイル作成部７０１を有している。
遅延プロファイル作成部７０１は、パイロット区間と既知のパイロットデータとの相関を取って、遅延波が到達した時間にピークが生じる遅延プロファイルを作成する。
遅延プロファイル加工部５０２ａは、パイロットシンボルの時間長における遅延プロファイルを拡張して、超ＦＦＴ対象区間の時間長に対応する遅延プロファイルを生成する。このとき、遅延プロファイル加工部５０２ａは、実施の形態３における遅延プロファイル加工部５０２とほぼ同様の処理を行うが、本実施の形態においては、パイロット区間とパイロットデータとの時間波形の相関により遅延プロファイルが作成されているため、先頭からＮＧＩサンプル時間以後に雑音と見なせない大きなピークが生じる可能性がほとんどなく、図１２Ａにおけるピーク６０１のようなピークをシフトする必要はない。
本実施の形態においては、受信信号のパイロット区間と既知のパイロットデータとの時間波形の相関を取って遅延プロファイルが作成されるため、パイロットデータとして自己相関が低い時間波形のデータが用いられる場合は、パイロット区間とパイロットデータとのタイミングが一致した場合にのみ大きなピークが生じ、正確な遅延プロファイルが作成される。
このようにして作成された遅延プロファイルは、実施の形態３と同様に拡張され、周波数領域へ変換されることにより回線推定値が得られる。このとき、作成された遅延プロファイルが正確であれば、拡張された遅延プロファイルおよび離散フーリエ変換後の回線推定値の精度が高くなる。
以上のように、本実施の形態によれば、受信信号のパイロット区間と既知のパイロットデータとの相関により遅延プロファイルを作成し、作成された遅延プロファイルの範囲を長ＦＦＴ対象区間に対応させて拡張した上で周波数領域に変換するため、長ＦＦＴ対象区間の各周波数成分における精度が高い回線推定値を求めることができ、結果として、周波数等化の精度を向上することができる。また、パイロットデータの自己相関が低い場合は、遅延プロファイルの精度が高くなり、回線推定値および周波数等化の精度をさらに向上することができる。
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５の特徴は、遅延プロファイルの作成にＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｆｉｌｔｅｒ：有限インパルス応答フィルタ）を用いる点である。
実施の形態５に係る送信装置は、実施の形態１に係る送信装置（図２）と同様であるため、その説明を省略する。
また、実施の形態５に係る受信装置は、実施の形態４に係る受信装置（図１４）と同様の全体構成を有しているが、遅延プロファイル作成部７０１の内部構成のみが実施の形態４と異なっている。
図１５Ａは、実施の形態５に係る遅延プロファイル作成部７０１の内部構成を示すブロック図である。
ＦＩＲ８０１は、既知のパイロットデータを遅延させてタップ係数を乗算することにより、受信信号におけるパイロット区間のレプリカを生成し、比較部８０２へ出力する。具体的には、ＦＩＲ８０１は、図１５Ｂに示すように、遅延素子８０１ａ、乗算器８０１ｂ、および加算部８０１ｃから構成されている。遅延素子８０１ａは、パイロットデータを１サンプル時間ずつ遅延させて保持する。各遅延素子８０１ａに保持されたパイロットデータは、それぞれ直接波および１〜ＮＧＩサンプル時間における遅延波に相当することになる。乗算器８０１ｂは、パイロットデータおよび遅延素子８０１ａに保持されたパイロットデータにタップ係数Ｃ０〜ＣＮＧＩ−１を乗算する。タップ係数Ｃ０〜ＣＮＧＩ−１は、各遅延波に対する回線変動に相当することになる。これらのタップ係数Ｃ０〜ＣＮＧＩ−１の初期値は如何なる値でも良いが、例えば他の方法によって求められた回線推定値に基づいて初期値を設定することにより、処理の精度向上と時間の短縮を図ることができる。加算部８０１ｃは、乗算器８０１ｂの出力を加算し、直接波および遅延波が混在した受信信号におけるパイロット区間のレプリカを生成し、比較部８０２へ出力する。
なお、本実施の形態においては、ＦＩＲ８０１が１サンプル時間ずつの遅延素子８０１ａを有する構成としたが、遅延素子８０１ａの数を増やして、例えば１／２サンプル時間または１／４サンプル時間間隔の遅延波を再現したレプリカを生成するようにしても良い。これにより、より詳細な遅延プロファイルが作成される。
また、ＦＩＲ８０１は、生成したレプリカと実際のパイロット区間との差が最小になった場合に、タップ係数Ｃ０〜ＣＮＧＩ−１を遅延プロファイルとして出力する。
比較部８０２は、ＦＩＲ８０１によって生成されたレプリカと実際の受信信号におけるパイロット区間との差分を算出し、算出された差分を係数修正部８０３へ出力する。
係数修正部８０３は、例えばＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：最小二乗）アルゴリズムまたはＲＭＳ（Ｒｏｏｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：平均二乗根）アルゴリズムなどを用いて、比較部８０２から出力される差分が最小となるようにタップ係数Ｃ０〜ＣＮＧＩ−１を修正する。
本実施の形態においては、ＦＩＲ８０１によって既知のパイロットデータから受信信号におけるパイロット区間のレプリカが生成され、比較部８０２によってレプリカと実際の受信信号におけるパイロット区間とが比較され、係数修正部８０３によってレプリカとパイロット区間との差分が小さくなるようにＦＩＲ８０１のタップ係数Ｃ０〜ＣＮＧＩ−１が修正される。これらの処理は繰り返し行われ、レプリカとパイロット区間の差分が徐々に小さくなっていく。この過程で、所定の閾値未満となったタップ係数は雑音とみなして、以降の処理ではこのタップ係数を０とするようにしても良い。これにより、処理負荷を削減することができるとともに、雑音の影響を除去することができる。
そして、レプリカとパイロット区間がほぼ同一になった場合、またはレプリカとパイロット区間の差分が十分に小さい値にまで収束した場合、ＦＩＲ８０１のタップ係数Ｃ０〜ＣＮＧＩ−１が各遅延波に対する回線変動を正確に再現しているものと判断され、これらのタップ係数Ｃ０〜ＣＮＧＩ−１がＮＧＩサンプル時間の範囲の遅延プロファイルとして出力される。タップ係数Ｃ０〜ＣＮＧＩ−１の出力に際して、ＦＩＲ８０１は、所定の閾値未満のタップ係数を雑音とみなして出力しないようにしても良い。
このようにして作成された遅延プロファイルは、実施の形態３、４と同様に拡張され、周波数領域へ変換されることにより回線推定値が得られる。
以上のように、本実施の形態によれば、ＦＩＲを用いてパイロット区間のレプリカを生成し、レプリカと実際のパイロット区間の差分が十分に小さくなった時のタップ係数を遅延プロファイルとし、遅延プロファイルの範囲を長ＦＦＴ対象区間に対応させて拡張した上で周波数領域に変換するため、長ＦＦＴ対象区間の各周波数成分における精度が高い回線推定値を求めることができ、結果として、周波数等化の精度を向上することができる。また、他の方法で求めた回線推定値に基づいてＦＩＲのタップ係数の初期値を設定することにより、さらに正確な遅延プロファイルを短時間で生成することができる。
なお、上記実施の形態３〜５においては、長ＦＦＴ対象区間に対応するサンプル数分の回線推定値を求める場合に遅延プロファイルを用いたが、長ＦＦＴ対象区間以外にも、周波数領域において所定時間に対応するサンプル数分の回線推定値を求める場合に、同様の処理を行うことができる。すなわち、ガードインターバル長より長い任意の時間の遅延プロファイルを作成した後に遅延プロファイルの範囲を拡張し、周波数領域へ変換することにより、補間を行わずに正確な回線推定値を求めることができる。
（実施の形態６）
本発明の実施の形態６の特徴は、ＭＩＭＯ通信において、送信側は最大遅延時間に応じたパターンでストリームごとにパイロットシンボルを挿入するとともに、受信側はストリームごとのレプリカを受信信号から減算して周波数等化を行う点である。
図１６は、実施の形態６に係る送信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図２と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１６に示す送信装置は、アンテナを２本備えたＭＩＭＯ送信装置であり、各アンテナに対応するＳ／Ｐ変換部１０１、ＩＦＦＴ部１０２、Ｒ挿入部１０３、Ｓ／Ｐ変換部１０４、ＩＦＦＴ部１０５、ＧＩ挿入部１０６、時分割合成部１０７ａ、および直交変調部１０８を有しているとともに、パターン決定部９０１を有している。
時分割合成部１０７ａは、Ｒ挿入部１０３からの出力およびＧＩ挿入部１０６からの出力をパターン決定部９０１の指示に従って時分割で切り替えながら直交変調部１０８へ出力する。
パターン決定部９０１は、例えば受信装置からフィードバックされる最大遅延時間などのフィードバック情報に応じて、ストリームごとのパイロットシンボルおよび情報シンボルの配置パターンを決定する。具体的には、パターン決定部９０１は、１つのストリームにパイロットシンボルが配置される時間には、他のストリームにパイロットシンボルおよび情報シンボルのいずれも配置されないような配置パターンを決定する。換言すれば、パターン決定部９０１は、各ストリームのパイロットシンボルの位置が互いに直交するように配置パターンを決定する。
このとき、パターン決定部９０１は、最大遅延時間がガードインターバル長以下であれば、一連の情報シンボルからなるデータストリームと次のデータストリームとの間に、すべてのストリームのパイロットシンボルが１シンボルずつ連続して送信される配置パターンを決定する。一方、最大遅延時間がガードインターバル長を超えていれば、パターン決定部９０１は、データストリーム間に１つのストリームのみのパイロットシンボルが送信される配置パターンを決定する。なお、最大遅延時間がガードインターバル長を超えている場合、データストリーム間において、１つのストリームのパイロットシンボルを繰り返し配置しても良い。
図１７は、実施の形態６に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図２と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１７に示す受信装置は、アンテナを２本備えたＭＩＭＯ受信装置であり、各アンテナに対応する直交復調部２０１、パイロット区間取得部２０６、ＦＦＴ部２０７、回線推定部２０８ａ、補間部２０９、ＧＩ・Ｒ除去部２１０、ＦＦＴ部２１１、パイロットレプリカ生成部９０２、遅延波除去部９０３−１、９０３−２、合成部９０４、レプリカ生成部９０６、スイッチ９０７を有しているとともに、データ判定部２１２、Ｐ／Ｓ変換部２１３、および比較選択部９０５を有している。
回線推定部２０８ａは、パイロット区間を用いて、各サブキャリアの回線推定を送信側におけるストリームごとに行い、得られたストリームごとの回線推定値を補間部２０９へ出力する。
パイロットレプリカ生成部９０２は、ストリームごとの回線推定値と既知のパイロットデータとから各ストリームに対応するパイロットシンボルの受信レプリカ（以下「パイロットレプリカ」という）を生成する。すなわち、パイロットレプリカ生成部９０２は、パイロットデータにストリームごとの回線推定値を乗算し、得られたストリームごとのパイロットレプリカをそれぞれ遅延波除去部９０３−１、９０３−２へ出力する。
遅延波除去部９０３−１、９０３−２は、送信側におけるストリームに対応して設けられ、ストリームごとに遅延波を除去する。具体的には、遅延波除去部９０３−１は、図１８に示す内部構成を有している。同図において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。なお、遅延波除去部９０３−２も遅延波除去部９０３−１と同様の構成を有しているが、本実施の形態においては、回線推定部２０８ａがストリームごとの回線推定を行うため、補間部２０９から周波数等化部２０４へ出力される回線推定値は遅延波除去部９０３−１と遅延波除去部９０３−２とで異なっている。
レプリカ減算部９０８は、パイロットレプリカ生成部９０２によって生成されたパイロットレプリカおよび後述するレプリカ生成部９０６によって生成されたレプリカを長ＦＦＴ対象区間から減算する。長ＦＦＴ対象区間からパイロットレプリカを減算することにより、パイロットシンボルによる符号間干渉の影響を除去することができる。また、後に詳述するように、長ＦＦＴ対象区間からレプリカ生成部９０６によって生成されたレプリカを減算することにより、対応外のストリームの影響を除去して、対応するストリームのみに関する周波数等化を行うことができる。
再び図１７を参照して、合成部９０４は、各アンテナに対応するＦＦＴ部２１１から出力されるサブキャリアごとの情報シンボルのデータを、同一のストリームに関して周波数等化されたもの同士合成する。合成にあたっては、周波数等化対象ストリームの伝搬路特性に基づく最大比合成などを用いる。そして、合成部９０４は、ストリームごとの合成データを比較選択部９０５へ出力する。
比較選択部９０５は、ストリームごとの合成データの受信品質を比較し、受信品質が最も高いストリームの合成データをデータ判定部２１２へ出力するとともに、受信品質の比較結果をスイッチ９０７へ通知する。
レプリカ生成部９０６は、受信品質が最も高いストリームのデータ判定部２１２における復調結果にこのストリームに対応する回線推定値を乗算して、受信品質が最も高いストリームに対応するデータストリーム（情報シンボル）のレプリカを生成する。
スイッチ９０７は、比較選択部９０５による受信品質の比較結果に応じて、レプリカを遅延波除去部９０３−１または遅延波除去部９０３−２へ出力する。具体的には、スイッチ９０７は、受信品質が最も高いストリーム以外のストリームに対応する遅延波除去部へレプリカを出力する。したがって、例えば遅延波除去部９０３−１に対応するストリーム１の受信品質が最も高い場合は、スイッチ９０７は、ストリーム１のデータストリームのレプリカを遅延波除去部９０３−２へ出力する。
次いで、上記のように構成された送信装置および受信装置の動作について、図１９を参照しながら説明する。
まず、送信装置におけるストリームごとのパイロットシンボルの配置について説明する。
本実施の形態においても実施の形態１と同様に、ランピング区間が挿入された情報シンボルおよびガードインターバルが挿入されたパイロットシンボルが時分割合成部１０７ａへ出力される。ただし、本実施の形態においては、複数のアンテナそれぞれに対応するストリームごとの時分割合成部１０７ａへ情報シンボルおよびパイロットシンボルが出力される。
また、本実施の形態においては、受信装置から例えば最大遅延時間などがフィードバックされており、フィードバック情報はパターン決定部９０１へ出力される。そして、パターン決定部９０１によって、最大遅延時間がガードインターバル長を超えているか否かが判定され、最大遅延時間がガードインターバル長以下である場合は、例えば図１９Ａに示すようなストリームごとのパイロットシンボルの配置パターンが決定される。図１９Ａに示す配置パターンにおいては、一方のストリーム１（図中上段のストリーム）のパイロットシンボルＰ１の直後に他方のストリーム２（図中下段のストリーム）のパイロットシンボルＰ２が連続して配置され、パイロットシンボルＰ２の後にそれぞれのストリームにおけるデータストリーム１およびデータストリーム２が配置されている。
このとき、一方のストリームのパイロットシンボルが配置される時間は、他方のストリームの非送信時間となる。すなわち、例えばストリーム２のパイロットシンボルＰ２が送信される時間は、ストリーム１においてはパイロットシンボルおよび情報シンボルのいずれも送信されない非送信時間９５１となる。
最大遅延時間がガードインターバル長以下の場合は、データストリーム１およびデータストリーム２の遅延波がパイロットシンボルＰ１へ影響を及ぼすことがないため、各データストリーム間の時間にすべてのストリームのパイロットシンボルを連続して配置することができる。そして、図１９Ａのような配置パターンとすることにより、同一ストリーム内のパイロットシンボル間の時間を最短にすることができるため、フェージング変動が大きい場合でも受信装置における回線推定の精度を向上することができる。また、図１９Ａのような配置パターンの場合は、パイロットシンボルＰ１から次のパイロットシンボルＰ１の直前に挿入されたガードインターバルまでの区間９５２が受信装置における長ＦＦＴ対象区間となる。
一方、最大遅延時間がガードインターバルを超えている場合は、図１９Ａのような配置パターンとすると、データストリーム１およびデータストリーム２の遅延波がパイロットシンボルＰ１へ影響を及ぼし、ストリーム１に関する回線推定の精度が劣化すると考えられる。そこで、最大遅延時間がガードインターバル長を超えている場合は、パターン決定部９０１によって、例えば図１９Ｂまたは図１９Ｃに示すような配置パターンが決定される。図１９Ｃに示す配置パターンにおいては、各データストリーム間の時間に、ストリーム１のパイロットシンボルＰ１またはストリーム２のパイロットシンボルＰ２のいずれか一方のみが繰り返し配置されている。したがって、例えばストリーム２のパイロットシンボルＰ２が繰り返し送信される時間は、ストリーム１においてはパイロットシンボルおよび情報シンボルのいずれも送信されない非送信時間９５３となる。
最大遅延時間がガードインターバル長を超えている場合は、データストリーム１およびデータストリーム２の遅延波がこれらのデータストリームの直後のパイロットシンボルへ影響を及ぼすことになるため、各データストリーム間の時間に同一のストリームのパイロットシンボルを繰り返して配置する。これにより、実質的なガードインターバル長が区間９５４に延長される。なお、送信装置が３本以上のアンテナを有する場合、いずれか１つのストリームにおいてパイロットシンボルが配置される時間が他のストリームの非送信時間となっていれば、各データストリーム間の時間に複数のストリームにおいてパイロットシンボルを繰り返し配置するようにしても良い。
図１９Ｂのような配置パターンとすることにより、同一ストリーム内のパイロットシンボル間の時間は長くなるが、上述したように、実質的なガードインターバル長を延長することができるため、ガードインターバル長以下に収まらないデータストリームの遅延波の影響を除去することができる。また、データストリーム直後のパイロットシンボルについては、データストリームの遅延波の影響を受けているが、例えば受信装置における同期確立などに用いることが可能である。
また、図１９Ｂのような配置パターンの場合は、同一ストリーム内のパイロットシンボルの周期性を確保するためには、データストリーム直前のパイロットシンボルＰ１から同位置にある次のパイロットシンボルＰ１の直前に挿入されたガードインターバルまでの区間９５５が受信装置における長ＦＦＴ対象区間となる。ただし、受信装置において、パイロットシンボルのレプリカを減算して周波数等化を行う場合は、同一ストリーム内におけるパイロットシンボルの周期性が必ずしも必要ではなくなるため、データストリーム直前のパイロットシンボルＰ１から次のデータストリーム直前のパイロットシンボルＰ２の直前に挿入されたガードインターバルまでの区間９５６を長ＦＦＴ対象区間としても良い。
さらに、図１９Ｃに示す配置パターンにおいては、各データストリームの直前にストリーム１のパイロットシンボルＰ１またはストリーム２のパイロットシンボルＰ２のいずれか一方のみが配置され、各パイロットシンボルに挿入されたガードインターバルの前に双方のストリームにおける非送信時間が設けられている。このような場合は、双方のストリームにおける非送信時間を含む区間９５７が実質的なガードインターバル長となる。そして、図１９Ｂに示す配置パターンと比較した場合、非送信時間が多くなるため、消費電力の削減を図ることができる。
このように、送信装置は、受信装置からのフィードバック情報に応じて最大遅延時間がガードインターバル長を超えているか否かを判定し、ストリームごとのパイロットシンボルの配置パターンを切り替える。これにより、受信装置における回線推定の精度を向上することができ、結果として、受信装置は周波数等化による遅延波除去を正確に行うことができる。
次に、受信装置におけるストリームごとの遅延波除去について説明する。
受信装置の各アンテナで受信されたＯＦＤＭ信号は、直交復調部２０１によってベースバンド帯へ復調される。受信装置の各アンテナで受信されるＯＦＤＭ信号には、送信装置におけるすべてのストリームの信号が混在している。ベースバンド帯となったＯＦＤＭ信号は、遅延波除去部９０３−１、９０３−２内の長ＦＦＴ対象区間取得部２０２へ出力されるとともに、パイロット区間取得部２０６によって、ベースバンド帯となったＯＦＤＭ信号からストリームごとのパイロットシンボルに対応するパイロット区間が取得される。
取得されたストリームごとのパイロット区間は、実施の形態１と同様に、ＦＦＴ部２０７によって高速フーリエ変換され、各サブキャリアのデータが回線推定部２０８ａへ出力される。そして、回線推定部２０８ａによって、サブキャリアごとの回線推定値がストリームごとに求められる。すなわち、受信装置の各アンテナに対応する回線推定部２０８ａによって、送信装置のすべてのアンテナとの間の伝搬路におけるサブキャリアごとの回線推定値が推定される。
ストリームごとかつサブキャリアごとの回線推定値は、補間部２０９へ出力され、周波数方向に密な回線推定値が補間により求められる。補間により得られた回線推定値は、パイロットレプリカ生成部９０２および遅延波除去部９０３−１、９０３−２内の周波数等化部２０４へ出力される。そして、パイロットレプリカ生成部９０２によって、各ストリームの既知かつ不変なパイロットデータに各ストリームの回線推定値が乗算されて、パイロットシンボルの受信レプリカ（パイロットレプリカ）が生成される。生成されたパイロットレプリカは、遅延波除去部９０３−１、９０３−２内のレプリカ減算部９０８へ出力される。
そして、遅延波除去部９０３−１、９０３−２によって、送信装置における各ストリームの遅延波が周波数等化により除去される。すなわち、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２によってＯＦＤＭ信号から長ＦＦＴ対象区間が取得され、長ＦＦＴ部２０３によって長ＦＦＴ対象区間に対する高速フーリエ変換が行われ、高速フーリエ変換後の信号がレプリカ減算部９０８へ出力される。そして、レプリカ減算部９０８によって、高速フーリエ変換後の信号からストリームごとのパイロットレプリカが減算される。
具体的には、例えば送信装置におけるパイロットシンボルの配置パターンが図１９Ａに示すようなものである場合、遅延波除去部９０３−１および９０３−２内のレプリカ減算部９０８によって、ストリーム１のパイロットシンボルＰ１のレプリカおよびストリーム２のパイロットシンボルＰ２のレプリカが減算される。なお、本実施の形態においては、パイロットレプリカの減算が行われるため、上述したように、図１９Ｂに示す配置パターンでパイロットシンボルが送信される場合も、長ＦＦＴ対象区間を区間９５６とすることができる。
そして、遅延波除去部９０３−１、９０３−２の各レプリカ減算部９０８は、パイロットレプリカ減算後の信号を、後のレプリカ減算に備えて一時的に記憶するとともに、周波数等化部２０４へ出力する。パイロットレプリカが減算された信号は、周波数等化部２０４によって、各ストリームの回線推定値が用いられて周波数等化が行われ、それぞれのストリームにおける遅延波に対応する周波数成分が除去される。すなわち、遅延波除去部９０３−１内の周波数等化部２０４によってストリーム１の周波数等化が行われ、遅延波除去部９０３−２内の周波数等化部２０４によってストリーム２の周波数等化が行われる。このとき、遅延波除去部９０３−１、９０３−２の各周波数等化部２０４による周波数等化は、送信装置におけるすべてのストリームが混在した信号に対して行われる。ただし、周波数等化に用いられる回線推定値が各ストリームに固有のものであるため、周波数等化対象外のストリームにおける符号間干渉は除去されない。
このようにして周波数等化が行われた信号は、長ＩＦＦＴ部２０５によって再び時間領域の信号（ストリーム信号）へ戻され、遅延波除去後のストリーム信号から、ＧＩ・Ｒ除去部２１０によってガードインターバルおよびランピング区間が除去され、各ストリームにおける情報シンボルが１シンボルずつＦＦＴ部２１１へ出力される。各ストリームの情報シンボルは、それぞれ対応するＦＦＴ部２１１によって高速フーリエ変換され、サブキャリアごとのデータがそれぞれ対応する合成部９０４へ出力される。
そして、各合成部９０４によって、サブキャリアごとのデータが合成され、ストリームごとの合成データが比較選択部９０５へ出力され、ストリームごとの合成データの受信品質が比較される。この比較の結果はスイッチ９０７へ通知されるとともに、受信品質が最高のストリームの合成データがデータ判定部２１２へ出力される。
比較の結果がスイッチ９０７へ通知されると、各スイッチ９０７は、レプリカ生成部９０６と受信品質が最高のストリーム以外のストリームに対応するレプリカ減算部９０８とを接続するように切り替わる。すなわち、例えばストリーム２の合成データの受信品質が最高である場合は、各スイッチ９０７は、図１７に示すように、レプリカ生成部９０６とストリーム１に対応する遅延波除去部９０３−１内のレプリカ減算部９０８とを接続する。
一方、受信品質が最高のストリームの合成データがデータ判定部２１２へ出力されると、合成データに対するデータ判定が行われ、得られた情報データがＰ／Ｓ変換部２１３およびレプリカ生成部９０６へ出力される。そして、レプリカ生成部９０６によって、情報データにストリームの回線推定値が乗算されて、受信品質が最高のストリームの情報シンボルのレプリカが生成される。生成されたレプリカは、上述のように切り替えられたスイッチ９０７を経由して、受信品質が最高のストリーム以外のストリームに対応するレプリカ減算部９０８へ出力される。つまり、例えばストリーム２の合成データの受信品質が最高である場合は、ストリーム２の情報シンボルのレプリカがストリーム１に対応する遅延波除去部９０３−１内のレプリカ減算部９０８へ出力される。
レプリカ減算部９０８には、パイロットレプリカ減算後の信号が記憶されているため、レプリカ生成部９０６からレプリカが出力されたレプリカ減算部９０８は、記憶された信号からさらにレプリカを減算する。すなわち、レプリカ減算部９０８は、対応外のストリームにおける情報シンボルのレプリカを減算し、対応するストリームにおける情報シンボルを分離することになる。つまり、上述の例では、遅延波除去部９０３−１内のレプリカ減算部９０８がストリーム２の情報シンボルのレプリカを減算して、ストリーム１の情報シンボルを分離することになる。そして、レプリカ減算部９０８へ出力されるレプリカは、受信品質が最高のストリームにおける情報シンボルのレプリカであるため、情報シンボルの分離は精度良く行われる。
そして、レプリカ減算部９０８によってパイロットレプリカおよびレプリカが減算された信号は、再び周波数等化部２０４によって周波数等化される。このとき、周波数等化部２０４による周波数等化は、送信装置におけるストリームのうち受信品質が最高のストリームが分離・除去された信号に対して行われることになる。
以降、送信装置におけるストリームがすべて分離されるまで上記の処理を繰り返すことにより、送信装置における複数のストリームが混在した信号に対して周波数等化を行う場合にも、精度良くストリームの分離を行って遅延波成分を除去することができる。
以上のように、本実施の形態によれば、ＭＩＭＯ通信を行う際に、送信装置は、最大遅延時間に応じたストリームごとのパイロットシンボルの配置を決定して、各パイロットシンボルのみにガードインターバルを挿入して送信し、受信装置は、受信品質が最高のストリームの情報シンボルのレプリカを順次生成して、受信信号からのレプリカの減算と周波数等化を繰り返す。このため、ＭＩＭＯ通信において、互いに直交する位置に各ストリームのパイロットシンボルを配置して受信装置における回線推定および周波数等化の精度を向上することができるとともに、精度良くストリームの分離を行うことができる。
なお、上記各実施の形態においては、ＯＦＤＭ方式およびＳＣ方式の場合について説明したが、本発明はＣＤＭ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：符号分割多重）方式の無線通信に適用することもできる。
本発明の第１の態様に係る送信装置は、情報データから複数の情報シンボルを生成する第１生成手段と、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成する第２生成手段と、前記パイロットシンボルの直前のみにガードインターバルを付加する付加手段と、ガードインターバルが付加されたパイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信する送信手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、パイロットシンボルのみにガードインターバルが付加され、情報シンボルにはガードインターバルが付加されないフレーム構成の信号が送信されるため、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。また、受信側において、パイロットシンボルを用いた回線推定および周波数等化を行うことができ、ガードインターバルが無くても遅延波を除去することが可能となり、符号間干渉を抑制することができる。
本発明の第２の態様に係る送信装置は、上記第１の態様において、前記第１生成手段は、情報データをＳ／Ｐ変換するＳ／Ｐ変換部と、Ｓ／Ｐ変換されて得られたパラレルデータを周波数が異なる複数のサブキャリアに割り当てて時間領域の情報シンボルへ変換する変換部と、を有する構成を採る。
この構成によれば、情報データをＳ／Ｐ変換し、複数のサブキャリアに割り当てて時間領域の情報シンボルへ変換するため、情報データがＯＦＤＭ変調され、ＯＦＤＭ方式においても、情報シンボル間にガードインターバルを挿入せず、伝送効率を向上することができる。
本発明の第３の態様に係る送信装置は、上記第１の態様において、前記第１生成手段は、情報シンボル間に振幅が漸次増減するランピング区間を挿入する構成を採る。
この構成によれば、情報シンボル間に振幅が漸次増減するランピング区間を挿入するため、連続する情報シンボル間の波形が不連続になることを抑制することができる。
本発明の第４の態様に係る送信装置は、上記第１の態様において、前記付加手段は、通信相手局において周波数等化に伴う直交変換が行われる場合に、前記パイロットシンボルの直後から次フレームのパイロットシンボルの直前までの長さが、前記直交変換におけるサンプル数にして２のべき乗または２のべき乗の整数倍となる長さのガードインターバルを前記次フレームのパイロットシンボルの直前に付加する構成を採る。
この構成によれば、連続する２フレームのパイロットシンボル間の長さが、通信相手局による直交変換のサンプル数にして２のべき乗または２のべき乗の整数倍となるため、通信相手局において周波数等化を効率良く行うことができる。
本発明の第５の態様に係る送信装置は、上記第１の態様において、前記付加手段は、通信相手局において周波数等化に伴う直交変換が行われる場合に、前記パイロットシンボルの先頭から次フレームのパイロットシンボルの直前までの長さが、前記直交変換におけるサンプル数にして１つの情報シンボルのサンプル数の整数倍となる長さのガードインターバルを前記次フレームのパイロットシンボルの直前に付加する構成を採る。
この構成によれば、連続する２フレームのパイロットシンボル間の長さが、通信相手局による直交変換のサンプル数にして１つの情報シンボルのサンプル数の整数倍となるため、通信相手局における情報シンボル区間に対する高速フーリエ変換を１シンボルに対する通常の高速フーリエ変換用回路を複数組み合わせる（または繰り返し使用する）ことで容易に実現できるため、通信相手局の回路規模の低減を図ることができる。
本発明の第６の態様に係る送信装置は、上記第１の態様において、複数の送信アンテナと、各送信アンテナに対応するパイロットシンボルの配置が互いに直交するパイロットシンボルの配置パターンを決定する決定手段と、をさらに有し、前記送信手段は、決定された配置パターンに従って、ガードインターバルが付加されたパイロットシンボルが配置され、前記パイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが配置されたストリームを前記複数の送信アンテナからそれぞれ送信する構成を採る。
この構成によれば、複数の送信アンテナに対応するパイロットシンボルの配置が互いに直交する配置パターンのストリームをそれぞれの送信アンテナから送信するため、パイロットシンボルにおけるストリーム間干渉を防止し、受信側における回線推定の精度を向上することができる。
本発明の第７の態様に係る送信装置は、上記第６の態様において、前記決定手段は、いずれか１つの送信アンテナに対応するパイロットシンボルが配置される時間には、他の送信アンテナに対応するパイロットシンボルおよび情報シンボルが配置されない配置パターンを決定する構成を採る。
この構成によれば、１つの送信アンテナからパイロットシンボルが送信される時間には、他の送信アンテナから何も送信されないため、確実にパイロットシンボルにおけるストリーム間干渉を防止することができる。
本発明の第８の態様に係る送信装置は、上記第６の態様において、前記決定手段は、最大遅延時間が前記ガードインターバル長以下である場合は、すべての送信アンテナに対応するパイロットシンボルを１シンボルずつ連続して配置し、配置されたパイロットシンボル群に続けて前記複数の情報シンボルを配置する配置パターンを決定する構成を採る。
この構成によれば、最大遅延時間がガードインターバル長以下である場合は、すべてのパイロットシンボルを１シンボルずつ連続して配置し、その後に情報シンボルを配置するため、各送信アンテナからパイロットシンボルが送信される間隔を最短にすることができ、フェージング変動が大きい場合でも受信側において正確な回線推定を行うことができる。
本発明の第９の態様に係る送信装置は、上記第６の態様において、前記決定手段は、最大遅延時間が前記ガードインターバル長を超える場合は、前記複数の情報シンボル以前かつ直近のパイロットシンボルの直前に、同一の送信アンテナに対応するパイロットシンボルまたは非送信時間を配置する配置パターンを決定する構成を採る。
この構成によれば、最大遅延時間がガードインターバル長を超える場合は、情報シンボル以前かつ直近のパイロットシンボルの直前に、同一の送信アンテナに対応するパイロットシンボルまたは非送信時間を配置するため、パイロットシンボルのシンボル長または非送信時間だけ実質的なガードインターバル長が長くなり、受信側においてパイロットシンボルにおける符号間干渉を除去することができる。
本発明の第１０の態様に係る受信装置は、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからなるパイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を受信する受信手段と、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて、前記パイロット区間以上の時間長に対応する周波数ごとの回線推定値を算出する算出手段と、算出された回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する除去手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、パイロットシンボルを用いて回線推定を行い、情報シンボル区間に対する回線推定値を求めて遅延波除去するため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができる。また、送信側において、ガードインターバルを付加する必要がなく、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
本発明の第１１の態様に係る受信装置は、上記第１０の態様において、前記算出手段は、前記パイロット区間を用いて回線推定を行う推定手段と、前記回線推定の結果を周波数軸上で補間して回線推定値を求める補間手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、回線推定値を補間により求めるため、容易な処理でパイロット区間以上の時間長に対応する周波数ごとの回線推定値を得ることができる。
本発明の第１２の態様に係る受信装置は、上記第１０の態様において、前記除去手段は、受信信号から前記情報シンボル区間を取得する取得部と、前記情報シンボル区間に対する直交変換を行って周波数領域の信号へ変換する直交変換部と、前記算出手段によって求められた回線推定値を用いて前記周波数領域の信号から遅延波に対応する周波数成分を除去する周波数等化部と、遅延波に対応する周波数成分が除去された信号に対する直交逆変換を行って時間領域の信号へ変換する直交逆変換部と、を有する構成を採る。
この構成によれば、情報シンボル区間を周波数領域の信号へ変換し、周波数等化を行った後に時間領域の信号へ戻すため、補間により求められた情報シンボル区間の回線推定値を用いて効率的に遅延波を除去することができる。
本発明の第１３の態様に係る受信装置は、既知のパイロットデータからなるパイロットシンボルを含む信号を受信する受信手段と、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて最大遅延時間以上の範囲の遅延プロファイルを作成する作成手段と、作成された遅延プロファイルに振幅が０の区間を付加して拡張する拡張手段と、拡張後の遅延プロファイルに対する直交変換を行って周波数領域における回線推定値へ変換する変換手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、パイロット区間から作成された最大遅延時間以上の範囲の遅延プロファイルを拡張し、回線推定値へ変換するため、実際の回線状態に近い回線推定値を周波数軸上で密に算出することができ、結果として、例えば回線推定値を用いた周波数等化などの精度を向上することができる。
本発明の第１４の態様に係る受信装置は、上記第１３の態様において、前記作成手段は、前記パイロット区間を用いて回線推定を行う回線推定部と、前記回線推定の結果に対する直交逆変換を行って遅延プロファイルへ変換する直交逆変換部と、を有する構成を採る。
この構成によれば、パイロット区間を用いた回線推定結果を直交逆変換して遅延プロファイルへ変換するため、少ない処理量で効率的に遅延プロファイルを作成することができる。
本発明の第１５の態様に係る受信装置は、上記第１３の態様において、前記作成手段は、前記パイロット区間と前記パイロットデータとの時間波形の相関を取ることにより遅延プロファイルを作成する構成を採る。
この構成によれば、パイロット区間における時間波形の相関により遅延プロファイルを作成するため、既知のパイロットデータの自己相関が低い場合は、遅延プロファイルの精度が高くなる。
本発明の第１６の態様に係る受信装置は、上記第１３の態様において、前記作成手段は、前記パイロットデータを遅延させて係数を乗じることにより前記パイロット区間のレプリカを生成するフィルタと、生成されたレプリカと実際のパイロット区間との差分を算出する比較部と、算出された差分を小さくするように前記フィルタの係数を修正する係数修正部と、を有し、前記フィルタは、前記差分が最小となった場合に、前記係数を遅延プロファイルとして出力する構成を採る。
この構成によれば、パイロット区間のレプリカの精度が最高となった時のＦＩＲの係数を遅延プロファイルとするため、例えば他の方法で求めた回線推定値に基づいてＦＩＲの係数の初期値を設定することにより、さらに正確な遅延プロファイルを短時間で生成することができる。
本発明の第１７の態様に係る受信装置は、複数の受信アンテナを備えＭＩＭＯ通信を行う受信装置であって、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからなるパイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが配置されたストリームが複数混在する信号を複数の受信アンテナから受信する受信手段と、前記パイロットシンボルに対応するストリームごとのパイロット区間を用いて、前記パイロット区間以上の時間長に対応する周波数ごとの回線推定値を前記ストリームと前記受信アンテナの組み合わせごとに算出する算出手段と、算出された回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応するストリームごとの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する除去手段と、未復調のストリームのうち受信品質が最高のストリームに対応する遅延波除去結果を用いて当該ストリームの情報シンボル区間を復調し受信レプリカを生成する生成手段と、を有し、前記除去手段は、生成された受信レプリカを受信信号から減算して前記受信品質が最高のストリーム以外のストリームの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する構成を採る。
この構成によれば、回線推定値を用いてストリームごとの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去し、受信品質が最高のストリームに対応する遅延波除去結果を用いてこのストリームの情報シンボルの受信レプリカを生成し、受信信号から受信レプリカを減算して再度情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する。このため、受信品質が良好なストリームから順次遅延波除去が行われ、精度良くストリームの分離を行って遅延波成分を除去することができる。
本発明の第１８の態様に係る無線通信システムは、送信装置および受信装置を有する無線通信システムであって、前記送信装置は、情報データから複数の情報シンボルを生成する第１生成手段と、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成する第２生成手段と、前記パイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信する送信手段と、を有し、前記受信装置は、前記フレーム構成の信号を受信する受信手段と、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて回線推定を行う推定手段と、前記回線推定の結果を周波数軸上で補間して回線推定値を求める補間手段と、求められた回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する除去手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、送信装置は、パイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信し、受信装置は、パイロットシンボルに挟まれる情報シンボル区間に対する回線推定値を補間により求めて遅延波除去するため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができるとともに、ガードインターバルを付加する必要がなく、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
本発明の第１９の態様に係る無線通信方法は、送信装置および受信装置を有する無線通信システムにおける無線通信方法であって、前記送信装置が、情報データから複数の情報シンボルを生成するステップと、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成するステップと、前記パイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信するステップと、を有し、前記受信装置が、前記フレーム構成の信号を受信するステップと、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて回線推定を行うステップと、前記回線推定の結果を周波数軸上で補間して回線推定値を求めるステップと、求められた回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去するステップと、を有するようにした。
この方法によれば、送信装置は、パイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信し、受信装置は、パイロットシンボルに挟まれる情報シンボル区間に対する回線推定値を補間により求めて遅延波除去するため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができるとともに、ガードインターバルを付加する必要がなく、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
本発明の第２０の態様に係る無線通信方法は、既知のパイロットデータからなるパイロットシンボルを含む信号を受信するステップと、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて最大遅延時間以上の範囲の遅延プロファイルを作成するステップと、作成された遅延プロファイルに振幅が０の区間を付加して拡張するステップと、拡張後の遅延プロファイルに対する直交変換を行って周波数領域における回線推定値へ変換するステップと、を有するようにした。
この方法によれば、パイロット区間から作成された最大遅延時間以上の範囲の遅延プロファイルを拡張し、回線推定値へ変換するため、実際の回線状態に近い回線推定値を周波数軸上で密に算出することができ、結果として、例えば回線推定値を用いた周波数等化などの精度を向上することができる。
本発明の第２１の態様に係る無線通信方法は、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからなるパイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが配置されたストリームが複数混在する信号を複数の受信アンテナから受信するステップと、前記パイロットシンボルに対応するストリームごとのパイロット区間を用いて、前記パイロット区間以上の時間長に対応する周波数ごとの回線推定値を前記ストリームと前記受信アンテナの組み合わせごとに算出するステップと、算出された回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応するストリームごとの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去するステップと、未復調のストリームのうち受信品質が最高のストリームに対応する遅延波除去結果を用いて当該ストリームの情報シンボル区間を復調し受信レプリカを生成するステップと、生成された受信レプリカを受信信号から減算して前記受信品質が最高のストリーム以外のストリームの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去するステップと、を有するようにした。
この方法によれば、回線推定値を用いてストリームごとの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去し、受信品質が最高のストリームに対応する遅延波除去結果を用いてこのストリームの情報シンボルの受信レプリカを生成し、受信信号から受信レプリカを減算して再度情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する。このため、受信品質が良好なストリームから順次遅延波除去が行われ、精度良くストリームの分離を行って遅延波成分を除去することができる。
本明細書は、２００５年１月２０日出願の特願２００５−０１３１６２、２００５年２月２５日出願の特願２００５−０５１２０４、および２００５年３月１５日出願の特願２００５−０７３３６６に基づく。これらの内容はすべてここに含めておく。
本発明の送信装置、受信装置、および無線通信方法は、符号間干渉を抑制しつつ、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができ、例えばマルチパス環境において用いられる送信装置、受信装置、および無線通信方法として有用である。
本発明は、送信装置、受信装置、および無線通信方法に関し、特にマルチパス環境において用いられる送信装置、受信装置、および無線通信方法に関する。
一般に、マルチパス環境下における無線通信では、同一の信号が異なる経路の複数のパスを伝送されることにより、受信側では直接波と遅延波が混在して受信されることになる。このため、無線通信の高速化・広帯域化の障害となる符号間干渉が発生する。
符号間干渉を抑制するために、近年ではブロック伝送方式と呼ばれるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式やＳＣ（Single Carrier：シングルキャリア）方式が注目されている。これらの方式においては、例えば図１に示すように、信号の各シンボルＳ1〜Ｓ4の間にガードインターバルＧＩ1〜ＧＩ4が挿入されている。ガードインターバルＧＩ1〜ＧＩ4は、それぞれ後に続くシンボルＳ1〜Ｓ4の末尾部分の複製であるため、各ガードインターバルの末尾と各シンボルの先頭とは連続した波形になるとともに、巡回性を有することになる。
このように、すべてのシンボル間にガードインターバルを挿入することによって、受信側では符号間干渉の影響を受けないシンボル部分を切り出すことができ、線形演算のみでマルチパス環境の影響を除去することができる。このとき、ガードインターバルの長さを長くすることにより、より長い遅延波の影響を無視することができ、マルチパス環境の影響を除去する効果が高まる。
一方、ガードインターバルは伝送すべき情報を含まない冗長成分であるため、伝送効率の観点からは、可能な限り短くすることが望ましい。そこで、例えば特許文献１には、ＯＦＤＭ方式において、ガードインターバルの長さを無駄がないように調整する技術が開示されている。
特開２００４−２８２１８２号公報
しかしながら、ガードインターバルは、シンボル間における符号間干渉を抑制するために、すべてのシンボル間に配置されるものであり、信号全体におけるガードインターバルの割合を低下させるのには一定の限界があるという問題がある。すなわち、あるシンボルの遅延波が次のシンボルに対して与える影響を低減するためには、ガードインターバルはすべてのシンボル間に配置される必要があり、結果として、信号全体に一定以上の冗長成分が含まれることになる。
本発明の目的は、符号間干渉を抑制しつつ、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる送信装置、受信装置、および無線通信方法を提供することである。
本発明に係る送信装置は、情報データから複数の情報シンボルを生成する第１生成手段と、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成する第２生成手段と、前記パイロットシンボルの直前のみにガードインターバルを付加する付加手段と、ガードインターバルが付加されたパイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボ
ルが続くフレーム構成の信号を送信する送信手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、パイロットシンボルのみにガードインターバルが付加され、情報シンボルにはガードインターバルが付加されないフレーム構成の信号が送信されるため、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。また、受信側において、パイロットシンボルを用いた回線推定および周波数等化を行うことができ、ガードインターバルが無くても遅延波を除去することが可能となり、符号間干渉を抑制することができる。
本発明に係る受信装置は、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからなるパイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を受信する受信手段と、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて、前記パイロット区間以上の時間長に対応する周波数ごとの回線推定値を算出する算出手段と、算出された回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する除去手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、パイロットシンボルを用いて回線推定を行い、情報シンボル区間に対する回線推定値を求めて遅延波除去するため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができる。また、送信側において、ガードインターバルを付加する必要がなく、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
本発明に係る無線通信システムは、送信装置および受信装置を有する無線通信システムであって、前記送信装置は、情報データから複数の情報シンボルを生成する第１生成手段と、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成する第２生成手段と、前記パイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信する送信手段と、を有し、前記受信装置は、前記フレーム構成の信号を受信する受信手段と、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて回線推定を行う推定手段と、前記回線推定の結果を周波数軸上で補間して回線推定値を求める補間手段と、求められた回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する除去手段と、を有する構成を採る。
本発明に係る無線通信方法は、送信装置および受信装置を有する無線通信システムにおける無線通信方法であって、前記送信装置が、情報データから複数の情報シンボルを生成するステップと、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成するステップと、前記パイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信するステップと、を有し、前記受信装置が、前記フレーム構成の信号を受信するステップと、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて回線推定を行うステップと、前記回線推定の結果を周波数軸上で補間して回線推定値を求めるステップと、求められた回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去するステップと、を有するようにした。
これらによれば、送信装置は、パイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信し、受信装置は、パイロットシンボルに挟まれる情報シンボル区間に対する回線推定値を補間により求めて遅延波除去するため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができるとともに、ガードインターバルを付加する必要がなく、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
本発明によれば、符号間干渉を抑制しつつ、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１の特徴は、ＯＦＤＭ方式において、複数の情報シンボルおきに周期的に同一のパイロットシンボルを挿入し、パイロットシンボルのみにガードインターバルを付加する点である。
図２は、実施の形態１に係る送信装置の要部構成を示すブロック図である。図２に示す送信装置は、Ｓ／Ｐ（Serial/Parallel）変換部１０１、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）部１０２、Ｒ（Ramp：ランピング区間）挿入部１０３、Ｓ／Ｐ変換部１０４、ＩＦＦＴ部１０５、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）挿入部１０６、時分割合成部１０７、および直交変調部１０８を有している。
Ｓ／Ｐ変換部１０１は、情報データをＳ／Ｐ変換し、サブキャリア数分のパラレルなデータをＩＦＦＴ部１０２へ出力する。
ＩＦＦＴ部１０２は、パラレルなデータをそれぞれ周波数が互いに直交するサブキャリアに割り当てて逆高速フーリエ変換を行った上でＰ／Ｓ変換し、得られた時間領域の情報シンボルをＲ挿入部１０３へ出力する。
Ｒ挿入部１０３は、情報シンボルの先頭と末尾に振幅が徐々に増減するランピング区間を挿入し、前後のシンボルとの波形が不連続になることを抑制する。
Ｓ／Ｐ変換部１０４は、既知かつ不変なパターンのパイロットデータをＳ／Ｐ変換し、サブキャリア数分のパラレルなデータをＩＦＦＴ部１０５へ出力する。
ＩＦＦＴ部１０５は、パラレルなデータをそれぞれ周波数が互いに直交するサブキャリアに割り当てて逆高速フーリエ変換を行った上でＰ／Ｓ変換し、得られた時間領域のパイロットシンボルをＧＩ挿入部１０６へ出力する。
ＧＩ挿入部１０６は、パイロットシンボルの末尾部分を先頭に複製して、ガードインターバルを挿入する。なお、ここでのガードインターバルには、情報シンボルと同様のランピング区間を含んでいても良い。
時分割合成部１０７は、Ｒ挿入部１０３からの出力およびＧＩ挿入部１０６からの出力を時分割で切り替えながら直交変調部１０８へ出力し、情報シンボルとパイロットシンボルの時間的な配列を決定する。このとき、時分割合成部１０７は、最初にＧＩ挿入部１０６からのパイロットシンボルを１つ出力した後、Ｒ挿入部１０３からの情報シンボルを複数出力し、以後、１つのパイロットシンボルと複数の情報シンボルとを順次出力する。
直交変調部１０８は、時分割合成部１０７から出力される１つのパイロットシンボルと複数の情報シンボルとを１フレームとするＯＦＤＭ信号を無線周波数帯に変調した上でアンテナを介して送信する。
図３は、実施の形態１に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。図３に示す受信装置は、直交復調部２０１、長ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）対象区間取得部２０２、長ＦＦＴ部２０３、周波数等化部２０４、長ＩＦＦＴ部２０５、パイロット区間取得部２０６、ＦＦＴ部２０７、回線推定部２０８、補間部２０９、ＧＩ・Ｒ除去部２１０、ＦＦＴ部２１１、データ判定部２１２、およびＰ／Ｓ（Parallel/Serial）変換部２１３を有している。
直交復調部２０１は、アンテナを介してＯＦＤＭ信号を受信し、ベースバンド帯に復調する。
長ＦＦＴ対象区間取得部２０２は、パイロットシンボルを用いて遅延波を除去する対象の区間である長ＦＦＴ対象区間を受信されたＯＦＤＭ信号から取得する。具体的には、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２は、あるパイロットシンボルの直後のランピング区間を含む情報シンボルから、次のパイロットシンボルの先頭に挿入されているガードインターバルまでを長ＦＦＴ対象区間として取得する。なお、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２は、あるパイロットシンボルから、次のパイロットシンボルの先頭に挿入されているガードインターバルまでを長ＦＦＴ対象区間として取得しても良い。
長ＦＦＴ部２０３は、長ＦＦＴ対象区間に対して高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換する。
周波数等化部２０４は、後述する回線推定値の補間結果を用いて長ＦＦＴ対象区間の周波数等化を行い、遅延波に対応する周波数成分を除去する。
長ＩＦＦＴ部２０５は、周波数等化後の長ＦＦＴ対象区間に対して逆高速フーリエ変換を行った上でＰ／Ｓ変換し、周波数領域の信号を受信されたＯＦＤＭ信号と同様の時間領
域の信号へ戻す。
以上の長ＦＦＴ対象区間取得部２０２、長ＦＦＴ部２０３、周波数等化部２０４、および長ＩＦＦＴ部２０５は、遅延波除去部を形成している。すなわち、各情報シンボル間にガードインターバルが無くても、長ＦＦＴ対象区間に対する周波数等化が行われて、遅延波に対応する周波数成分が除去されており、符号間干渉が抑制される。
パイロット区間取得部２０６は、パイロットシンボルに対応するパイロット区間を受信されたＯＦＤＭ信号から取得する。
ＦＦＴ部２０７は、取得されたパイロット区間に対して高速フーリエ変換（または離散フーリエ変換）を行い、時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換する。
回線推定部２０８は、周波数領域の信号へ変換されたパイロット区間を用いて、各サブキャリアの回線推定を行い、得られた回線推定値を補間部２０９へ出力する。
補間部２０９は、パイロット区間から得られた回線推定値を例えばスプライン補間や線形補間などの補間アルゴリズムにより周波数軸上で補間する。なお、ここで得られた回線推定値の補間結果は、上述した周波数等化部２０４における周波数等化に供される。パイロット区間に対して高速フーリエ変換した場合は、サンプリング周波数と等しい帯域内に１シンボルに対応するサンプル数分の周波数成分が得られるが、長ＦＦＴ対象区間に対して高速フーリエ変換する場合には、同じ帯域内により多くの周波数成分が存在する。このため、周波数等化を行う際には、パイロット区間の回線推定値を補間して、周波数軸上のより密な回線推定値が必要となる。
ＧＩ・Ｒ除去部２１０は、上述した遅延波除去部により遅延波が除去された長ＦＦＴ対象区間からガードインターバルおよびランピング区間を除去する。
ＦＦＴ部２１１は、ガードインターバルおよびランピング区間を除去して得られた個々の情報シンボルに対してそれぞれ高速フーリエ変換を行い、それぞれの情報シンボルからサブキャリアごとのデータを取得する。
データ判定部２１２は、各情報シンボルについて、サブキャリアごとのデータに対するデータ判定を行い、各サブキャリアに割り当てられている情報データをパラレルにＰ／Ｓ変換部２１３へ出力する。
Ｐ／Ｓ変換部２１３は、各サブキャリアに割り当てられている情報データをＰ／Ｓ変換し、シリアルな情報データを出力する。
次いで、上記のように構成された送信装置および受信装置の動作について、図４および図５を参照しながら説明する。
まず、パイロットデータは、送信装置のＳ／Ｐ変換部１０４によってサブキャリア数分のパラレルデータにＳ／Ｐ変換され、パラレルデータが各サブキャリアに割り当てられてＩＦＦＴ部１０５によって逆高速フーリエ変換される。この結果、図４に示すパイロットシンボル（図中「Ｐ」で示す）が生成され、ＧＩ挿入部１０６によって、パイロットシンボルの末尾部分が先頭に複製され、ガードインターバル（図中「ＧＩ」で示す）が挿入される。パイロットシンボルは、図２に示す送信装置および図３に示す受信装置の双方における既知信号である。また、パイロットシンボルとしては、回線推定に用いることができる信号であれば如何なる信号でも良いが、ここでは、上述のようにＯＦＤＭ変調された信
号としている。
ここで、パイロットシンボルの先頭に挿入されるガードインターバルの長さは、以下のように決定するのが好ましい。すなわち、本実施の形態においては、受信装置によって、あるパイロットシンボルの直後のランピング区間を含む情報シンボルから、次のパイロットシンボルの先頭に挿入されているガードインターバルまでが長ＦＦＴ対象区間とされ、この区間に対する高速フーリエ変換が行われるが、この長ＦＦＴ対象区間が高速フーリエ変換のサンプル数にして２のべき乗個（またはその整数倍）となるようにガードインターバル長を決定するのが好ましい。具体的には、例えばパイロットシンボルおよび情報シンボルがそれぞれ２５６サンプル、かつ、ランピング区間がそれぞれ４サンプルとすれば、（２５６＋４）×（ｎ＋１）＋（ガードインターバル長のサンプル数）が２のべき乗（またはその整数倍）となるように、ＧＩ挿入部１０６はガードインターバルの長さを決定するのが好ましい。これにより、長ＦＦＴ対象区間の周波数等化を効率良く行うことができる。特に、長ＦＦＴ対象区間のサンプル数が１シンボル分のサンプル数の整数倍である場合には、長ＦＦＴ対象区間に対する高速フーリエ変換を１シンボルに対する通常の高速フーリエ変換用回路を複数組み合わせる(または繰り返し使用する)ことで容易に実現できるため、回路規模の低減を図ることができる。
一方、情報データは、送信装置のＳ／Ｐ変換部１０１によってサブキャリア数分のパラレルデータにＳ／Ｐ変換され、パラレルデータが各サブキャリアに割り当てられたＩＦＦＴ部１０２によって逆高速フーリエ変換される。この結果、図４に示す情報シンボル（図中「Ｓ1」〜「Ｓn」で示す）が生成され、Ｒ挿入部１０３によって、各情報シンボル間にランピング区間（図中「Ｒ」で示す）が挿入される。本実施の形態においては、情報シンボル間にガードインターバルが挿入されないため、信号全体に占める冗長成分の割合を大幅に削減することができる。なお、ランピング区間の長さはガードインターバル長に比べて無視できるほど短く、信号全体に占める冗長成分の割合を増大させることはない。
これらのガードインターバルが挿入されたパイロットシンボルおよびランピング区間が挿入された情報シンボルは、時分割合成部１０７への入力が切り替えながら出力されることによって、図４の最下段に示すようなフレーム構成のＯＦＤＭ信号として直交変調部１０８へ出力される。
そして、ＯＦＤＭ信号は、直交変調部１０８によって無線周波数帯へ変調され、アンテナを介して送信される。
送信されたＯＦＤＭ信号は、受信装置のアンテナによって受信され、直交復調部２０１によってベースバンド帯へ復調される。そして、パイロット区間取得部２０６によって、ベースバンド帯となったＯＦＤＭ信号からパイロットシンボルに対応するパイロット区間の信号（以下単に「パイロット区間」という）が取得される。
取得されたパイロット区間は、ＦＦＴ部２０７によって高速フーリエ変換され、各サブキャリアのデータが回線推定部２０８へ出力される。そして、回線推定部２０８によって、パイロットシンボルに対するサブキャリアごとの伝搬路上での変動が推定され、サブキャリアごとの回線推定値が求められる。具体的には、パイロットシンボルとして送信された送信信号をｘとし、この送信信号ｘがフェージングの影響を受けた後に受信される受信信号をｙとすれば、送信信号ｘの逆高速フーリエ変換前の信号Ｘと受信信号ｙの高速フーリエ変換後の信号Ｙとの間には、次式（１）の関係がある。
Ｙ＝Ｈ・Ｘ ・・・（１）
ただし、式（１）においてＨは回線推定値を示している。したがって、実際の受信信号
の高速フーリエ変換結果（式（１）のＹに相当）を既知のパイロットデータ（式（１）のＸに相当）で除算すれば、回線推定値が求められることになる。
パイロットシンボルのサブキャリアごとの回線推定値は、補間部２０９へ出力され、周波数方向に密な回線推定値が補間（例えばスプライン補間や線形補間）により求められる。補間により得られた回線推定値は、周波数等化部２０４へ出力される。
一方、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２によって、ＯＦＤＭ信号から周波数等化による遅延波除去の対象となる長ＦＦＴ対象区間が取得される。具体的には、図５Ａに示すように、あるフレームのパイロットシンボル３０１と次フレームのパイロットシンボル３０２との間の区間３０３が長ＦＦＴ対象区間として取得される。なお、長ＦＦＴ対象区間の長さは、上述したように、高速フーリエ変換のサンプル数にして２のべき乗個であるのが好ましい。
また、長ＦＦＴ対象区間としては、図５Ｂに示すように、パイロットシンボル３０１を含む区間３０４を取得しても良い。したがって、区間３０３または区間３０４のいずれかが、上述した２のべき乗個（またはその整数倍）のサンプル数に等しい長さとなっていれば、この区間を長ＦＦＴ対象区間とすれば良い。ここで、図５Ａおよび図５Ｂに示すパイロットシンボル３０１、３０２は、パイロット区間取得部２０６によって取得されたパイロット区間に含まれるパイロットシンボルと同一である。
そして、長ＦＦＴ部２０３によって、長ＦＦＴ対象区間に対する高速フーリエ変換が行われ、時間領域の信号が周波数領域の信号へ変換される。本実施の形態においては、情報シンボル間にガードインターバルが挿入されていないため、この時点での信号には遅延波が混在しており、周波数領域の信号においても遅延波に対応する周波数成分が含まれている。
この高速フーリエ変換後の信号は、周波数等化部２０４へ出力され、補間部２０９から出力されるサブキャリアごとの回線推定値が用いられて周波数等化が行われる。具体的には、高速フーリエ変換後の信号Ｙ’と補間部２０９の補間によって求められた回線推定値Ｈ’から、次式（２）によってフェージングの影響が除去された信号Ｘ’が求められる。
Ｘ’＝Ｙ’／Ｈ’ ・・・（２）
このようにして遅延波に対応する周波数成分が除去された信号Ｘ’は、長ＩＦＦＴ部２０５によって再び時間領域の信号へ戻される。この時点での信号には遅延波が混在しておらず、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができる。
そして、長ＩＦＦＴ部２０５から出力される遅延波除去後の長ＦＦＴ対象区間から、ＧＩ・Ｒ除去部２１０によって、ガードインターバルおよびランピング区間が除去され、情報シンボルのみがＦＦＴ部２１１へ出力される。情報シンボルは、１シンボルごとにＦＦＴ部２１１によって高速フーリエ変換され、サブキャリアごとのデータが取得される。そして、データ判定部２１２によって、サブキャリアごとのデータに対するデータ判定が行われ、得られたパラレルな情報データがＰ／Ｓ変換部２１３によってシリアルな情報データへ変換されて出力される。
このように、情報シンボル間にガードインターバルを挿入しなくても、遅延波を除去して符号間干渉を抑制することができるとともに、図６に示すように、伝送効率を向上することができる。図６は、ガードインターバル長を変化させた場合のフレーム長およびオーバヘッド率を、情報シンボル間にガードインターバルを挿入する従来方式と情報シンボル間にガードインターバルを挿入しない実施の形態１方式とについて比較する表であり、数
値はその一例である（パラメータとしては、サンプリング周波数５００ｎｓ、１シンボル長２５６サンプル、ランプ長４サンプル、１フレーム内の情報シンボル数１４、を想定している）。同図に示すように、ガードインターバル長が５μｓの場合は、従来方式ではフレーム長が高速フーリエ変換のサンプル数にして４２００サンプルとなるのに対し、実施の形態１方式ではフレーム長が３９１０サンプルとなる。そして、冗長成分の割合を示すオーバヘッド率は、従来方式では１５％程度であるのに対し、実施の形態１方式では８％程度に収まっている。さらに、ガードインターバル長が３０μｓとなると、オーバヘッド率に約３倍もの差が生じている。
以上のように、本実施の形態によれば、送信装置は、情報シンボル間にガードインターバルを付加することなく、既知かつ同一のパイロットシンボルを周期的に挿入し、パイロットシンボルのみにガードインターバルを付加して送信する。また、受信装置は、パイロットシンボルを用いて情報シンボルの回線推定値を求め、情報シンボルに対する周波数等化を行って遅延波を除去する。このため、符号間干渉を抑制しつつ、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
なお、本実施の形態においては、パイロットシンボルの先頭のみにはガードインターバルを挿入するものとしたが、パイロットシンボルにもガードインターバルを挿入しなくても良い。つまり、周期的に既知かつ同一のパイロットシンボルが情報シンボル間に挿入されていれば、受信装置において周波数等化を行うことが可能であるため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができる。ただし、パイロットシンボルの先頭にガードインターバルを挿入することにより、パイロットシンボルに対する符号間干渉によって回線推定の精度が低下することを防止することができる。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２の特徴は、ＳＣ方式において、複数の情報シンボルおきに周期的に同一のパイロットシンボル列を挿入し、パイロットシンボル列のみにガードインターバルを付加する点である。
実施の形態２に係る送信装置は、実施の形態１に係る送信装置（図２）からＯＦＤＭ方式に係るＳ／Ｐ変換部１０１、１０４、ＩＦＦＴ部１０２、１０５、およびＲ挿入部１０３を削除した構成であり、各処理部の構成は実施の形態１と同様であるため、その説明を省略する。ただし、本実施の形態においては、パイロットシンボル列の末尾の所定数のシンボルが先頭に複製されてガードインターバルとなり、パイロットシンボル列の後に情報シンボル列が続くフレーム構成の信号が、フィルタなどによって帯域制限された上で送信装置から送信される。
図７は、実施の形態２に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図７に示す受信装置は、直交復調部２０１、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２ａ、長ＦＦＴ部２０３、周波数等化部２０４、長ＩＦＦＴ部２０５、パイロット区間取得部２０６、ＦＦＴ部２０７、回線推定部２０８、補間部２０９、ＧＩ・Ｒ除去部２１０、およびデータ判定部２１２を有している。
長ＦＦＴ対象区間取得部２０２ａは、パイロットシンボルを用いて遅延波を除去する対象の区間である長ＦＦＴ対象区間を受信信号から取得する。具体的には、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２ａは、あるパイロットシンボル列の直後の情報シンボル列と、次のパイロットシンボル列の先頭に挿入されているガードインターバルとを長ＦＦＴ対象区間として取得する。なお、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２ａは、あるパイロットシンボル列から、次のパイロットシンボル列の先頭に挿入されているガードインターバルまでを長ＦＦＴ対
象区間として取得しても良い。
次いで、上記のように構成された送信装置および受信装置の動作について、図８および図９を参照しながら説明する。
まず、パイロットデータは、例えばＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどの変調方式によって変調され、図８に示すｍ個のパイロットシンボル列（図中「Ｐ1」〜「Ｐm」で示す）となり、末尾のｋ（ｋ＜ｍ）個のパイロットシンボル（図中「Ｐm-k+1」〜「Ｐm」のシンボル）がガードインターバルとして先頭に複製される。パイロットシンボル列は、送信装置および受信装置の双方における既知信号である。また、パイロットシンボル列としては、回線推定に用いることができる信号であれば如何なる信号でも良いが、ここでは、上述のような変調方式によって変調された信号としている。
一方、情報データは、図８に示すｎ個の情報シンボル列（図中「Ｓ1」〜「Ｓn」で示す）となる。本実施の形態においては、情報シンボル列の先頭にはガードインターバルが挿入されないため、信号全体に占める冗長成分の割合を大幅に削減することができる。また、必要に応じて、情報シンボル間にランピング区間を挿入しても良い。
これらのガードインターバルが挿入されたパイロットシンボル列およびガードインターバルが挿入されない情報シンボル列は、図８の最下段に示すようなフレーム構成の信号として送信される。
送信された信号は、受信装置のアンテナによって受信され、直交復調部２０１によってベースバンド帯へ復調される。そして、パイロット区間取得部２０６によって、ベースバンド帯となった受信信号からパイロットシンボル列に対応するパイロット区間が取得される。
取得されたパイロット区間は、ＦＦＴ部２０７によって高速フーリエ変換され、パイロットシンボル列の各周波数成分が回線推定部２０８へ出力される。そして、回線推定部２０８によって、パイロットシンボル列に対する周波数成分ごとの回線推定値が求められる。パイロットシンボル列の回線推定値は、補間部２０９へ出力され、周波数方向に密な回線推定値が補間（例えばスプライン補間や線形補間）により求められる。補間により得られた回線推定値は、周波数等化部２０４へ出力される。
一方、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２ａによって、受信信号から周波数等化による遅延波除去の対象となる長ＦＦＴ対象区間が取得される。具体的には、図９に示すように、あるフレームのガードインターバル４０１に続くパイロットシンボル列４０２と次フレームのパイロットシンボル列４０４との間の区間４０３が長ＦＦＴ対象区間として取得される。この区間４０３には、情報シンボル列（図中「Ｓ1」〜「Ｓn」）と次フレームのガードインターバル（図中「Ｐm-k+1」〜「Ｐm」）とが含まれている。
また、長ＦＦＴ対象区間としては、図９中、パイロットシンボル列４０２および区間４０３を合わせた区間を取得しても良い。ここで、図９に示すパイロットシンボル列４０２、４０４は、パイロット区間取得部２０６によって取得されたパイロットシンボル列と同一である。
そして、長ＦＦＴ部２０３によって、長ＦＦＴ対象区間に対する高速フーリエ変換が行われ、時間領域の信号が周波数領域の信号へ変換される。本実施の形態においては、情報シンボル列の先頭にガードインターバルが挿入されていないため、この時点での信号には遅延波が混在しており、周波数領域の信号においても遅延波に対応する周波数成分が含ま
れている。
この高速フーリエ変換後の信号は、周波数等化部２０４へ出力され、補間部２０９から出力される回線推定値が用いられて周波数等化が行われる。周波数等化によって遅延波に対応する周波数成分が除去された信号は、長ＩＦＦＴ部２０５によって再び時間領域の信号へ戻される。この時点での信号には遅延波が混在しておらず、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができる。
そして、長ＩＦＦＴ部２０５から出力される遅延波除去後の長ＦＦＴ対象区間から、ＧＩ・Ｒ除去部２１０によって、ガードインターバル（すなわち、図９の区間４０３における「Ｐm-k+1」〜「Ｐm」）およびランピング区間（挿入されている場合のみ）が除去され、情報シンボルのみ（すなわち、図９の区間４０３における「Ｓ1」〜「Ｓn」）がデータ判定部２１２へ出力され、データ判定が行われる。
以上のように、本実施の形態によれば、送信装置は、情報シンボル列にガードインターバルを付加することなく、既知かつ同一のパイロットシンボル列を周期的に挿入し、パイロットシンボル列のみにガードインターバルを付加して送信する。また、受信装置は、パイロットシンボル列を用いて情報シンボル列の回線推定値を求め、情報シンボル列に対する周波数等化を行って遅延波を除去する。このため、ＳＣ方式においても、符号間干渉を抑制しつつ、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
なお、本実施の形態においては、パイロットシンボル列の先頭のみにはガードインターバルを挿入するものとしたが、パイロットシンボル列にもガードインターバルを挿入しなくても良い。つまり、周期的に既知かつ同一のパイロットシンボル列が情報シンボル列間に挿入されていれば、受信装置において周波数等化を行うことが可能であるため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができる。ただし、パイロットシンボル列の先頭にガードインターバルを挿入することにより、パイロットシンボル列に対する符号間干渉によって回線推定の精度が低下することを防止することができる。
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３の特徴は、受信側において回線推定値を周波数軸上で補間するのではなく、回線推定値から長ＦＦＴ対象区間全体に対応する遅延プロファイルを作成し、遅延プロファイルを直交変換することにより、周波数軸上で密な回線推定値を得る点である。
実施の形態１および実施の形態２においては、受信装置の補間部２０９によって、回線推定値の補間が行われることにより、周波数軸上で密な回線推定値が得られた。この場合、「周波数軸上で密な回線推定値」とは、具体的には通信に用いられる帯域幅において長ＦＦＴ対象区間に対応するサンプル数分の回線推定値のことを意味している。つまり、例えば図５Ｂに示したフレーム構成において、１つのシンボルと１つのランピング区間との組み合わせのサンプル数をＮとし、ガードインターバルのサンプル数をＮGIとすれば、長ＦＦＴ対象区間３０４は、（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮGI）サンプルに対応している。したがって、例えば実施の形態１のようにＯＦＤＭ方式が適用される場合は、周波数等化を行うために、サブキャリアが存在する帯域内において（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮGI）サンプル数分の回線推定値が必要となる。
そして、回線推定部２０８によって実際に算出されるのは、パイロットシンボルに対応するＮサンプル数分の回線推定値であるため、上述のように補間によって（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮGI）サンプル数分の回線推定値を求めていた。このように補間によって回線推定値
を求める場合、例えば図１０Ａに示すように、実線で示す実際の回線変動値の周波数選択性が小さければ、点線で示す補間によって求められた回線推定値と実際の回線変動値との差が小さく、周波数等化の精度が劣化することはない。
しかし、例えば図１０Ｂに示すように、実線で示す実際の回線変動値の周波数選択性が大きいと、点線で示す補間によって求められた回線推定値と実際の回線変動値との差が大きく、周波数等化の精度が劣化してしまうと考えられる。
そこで、本実施の形態においては、周波数軸上での補間を行うことなく、長ＦＦＴ対象区間に対応するサンプル数分の回線推定値を求める。
実施の形態３に係る送信装置は、実施の形態１に係る送信装置（図２）と同様であるため、その説明を省略する。
図１１は、実施の形態３に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１１に示す受信装置は、直交復調部２０１、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２、長ＦＦＴ部２０３、周波数等化部２０４、長ＩＦＦＴ部２０５、パイロット区間取得部２０６、ＦＦＴ部２０７、回線推定部２０８、ＧＩ・Ｒ除去部２１０、ＦＦＴ部２１１、データ判定部２１２、Ｐ／Ｓ変換部２１３、ＩＦＦＴ部５０１、遅延プロファイル加工部５０２、およびＤＦＴ（Discrete
Fourier Transform：離散フーリエ変換）部５０３を有している。
ＩＦＦＴ部５０１は、サブキャリアごとの回線推定値に対して逆高速フーリエ変換を行い、周波数領域の信号を時間領域の信号へ変換する。すなわち、ＩＦＦＴ部５０１は、サブキャリアごとの回線推定値から遅延プロファイルを生成する。このとき、ＩＦＦＴ部５０１は、パイロット区間から得られた回線推定値を逆高速フーリエ変換するため、パイロットシンボルの時間長における遅延プロファイルを生成する。したがって、上述した例では、Ｎサンプルに相当する区間の遅延プロファイルが生成される。なお、一般に、最も遅く受信される遅延波の遅延時間（以下「最大遅延時間」という）よりもガードインターバル長が長く設定されているため、Ｎサンプルに相当する区間の遅延プロファイルのうち、遅延波を示すピークが生じるのは先頭からＮGIサンプルに相当する区間のみである。
遅延プロファイル加工部５０２は、パイロットシンボルの時間長における遅延プロファイルを拡張して、長ＦＦＴ対象区間の時間長に対応する遅延プロファイルを生成する。このとき、遅延プロファイル加工部５０２は、パイロットシンボルの時間長以降の区間には振幅が０の０信号を付加する。また、遅延プロファイル加工部５０２は、遅延プロファイルの拡張に先立ち、パイロットシンボルの時間長における遅延プロファイルにおいて、振幅が所定値以下のピークを雑音とみなして削除したり、振幅が所定値以上でありガードインターバル長より後に生じたピークを１シンボル時間長前にシフトさせたりする。遅延プロファイル加工部５０２は、以上のように加工して得られた長ＦＦＴ対象区間に対応する遅延プロファイルをＤＦＴ部５０３へ出力する。
ＤＦＴ部５０３は、遅延プロファイルに対して離散フーリエ変換を行い、時間領域の信号を周波数領域の信号へ変換する。すなわち、ＤＦＴ部５０３は、長ＦＦＴ対象区間の時間長に対応する遅延プロファイルから長ＦＦＴ対象区間に対応するサンプル数分の回線推定値を求める。つまり、上述した例では、サブキャリアの帯域内において（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮGI）サンプル数分の回線推定値が求められる。
次いで、上記のように構成された受信装置における回線推定値取得の動作について、図１２および図１３を参照しながら説明する。なお、以下の説明においては、ランピング区
間を考慮せず、各シンボル（パイロットシンボルおよび情報シンボル）の時間長をＮサンプル時間とし、ガードインターバルの時間長をＮGIサンプル時間とする。
本実施の形態においても実施の形態１と同様に、パイロット区間取得部２０６によって受信信号からパイロットシンボルに対応するパイロット区間が取得され、ＦＦＴ部２０７によって高速フーリエ変換が行われ、回線推定部２０８によってサブキャリアごとの回線推定値が得られる。
このとき、サブキャリア全体の帯域幅の両端に、パイロットシンボルが含まれていないサブキャリアがある場合は、ＦＦＴ部２０７は、パイロットシンボルを含むサブキャリアの帯域幅に対応するサンプル数の高速フーリエ変換を行う。また、サブキャリア全体の帯域幅の両端以外にパイロットシンボルが含まれていないサブキャリアがある場合は、このサブキャリアの回線推定値を求めることができないとともに、上記の場合のようにこのサブキャリアを除外して高速フーリエ変換することができない。このため、回線推定部２０８は、例えば補間などによりパイロットシンボルを含まないサブキャリアの回線推定値を求める。さらに、回線推定値が所定の閾値未満のサブキャリアや、最大の回線推定値との差が所定の閾値以上となる回線推定値に対応するサブキャリアについては、回線推定部２０８がこれらのサブキャリアの回線推定値を雑音とみなして削除しても良い。
このようにして得られた回線推定値は、パイロットシンボルを含むサブキャリア全体の帯域に広がっているものの、パイロットシンボルに対してＮサンプルの高速フーリエ変換を行っているため、周波数軸上でＮ個の回線推定値しか得られない。
そして、これらの回線推定値は、ＩＦＦＴ部５０１によって逆高速フーリエ変換が施されることにより時間領域の信号へ変換され、パイロットシンボルの時間長（Ｎサンプル相当、または、帯域幅の両端にパイロットシンボルを含まないサブキャリアがある場合はパイロットシンボルを含むサブキャリアの帯域幅に対応するサンプル数相当）における遅延プロファイルが求められる。求められた遅延プロファイルは、遅延プロファイル加工部５０２へ出力され、図１２Ａに示すように、最大の振幅との差が所定の閾値ｘ［ｄＢ］以上ある振幅のタイミングにおけるピークが雑音とみなされて削除される。さらに、遅延プロファイル加工部５０２は、図１２Ａにおけるピーク６０１のように、先頭のピークからガードインターバル長に相当するＮGIサンプル以後に現れた雑音と見なせないピークをＮサンプル時間だけ前にシフトし、遅延プロファイルの範囲をシフト後のピークからＮサンプル時間へと変更する。これにより、ガードインターバル長が最大遅延時間より長く設定されていれば、Ｎサンプル時間の遅延プロファイルにおいて、雑音と見なせないピークが生じるのは先頭からＮGIサンプル時間のみとなる。なお、遅延プロファイルの先頭の区間が雑音とみなせるピークのみからなっており、かつ、この区間の後に雑音と見なせないピーク群がＮGIサンプル以後まで続く場合は、遅延プロファイル加工部５０２は、先頭の雑音とみなせる区間を削除し、遅延プロファイルの範囲を後にずらしても良い。
そして、遅延プロファイル加工部５０２は、遅延プロファイルの範囲をＮサンプル時間から長ＦＦＴ対象区間に対応する（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮGI）サンプル時間まで拡張する。このとき、遅延プロファイル加工部５０２は、図１２Ｂに示すように、上述の処理が施されたＮサンプル時間に対応する区間６０２に、振幅が０の０信号からなる（Ｎ×ｎ＋ＮGI）サンプル時間に対応する区間６０３を付加して遅延プロファイルの範囲を拡張する。区間６０３を０信号から構成することについては、一般に、ガードインターバル長が最大遅延時間より長く設定されているため、先頭からＮGIサンプル時間以後にはパイロットシンボルの遅延波が受信装置に到達しないことを根拠としている。つまり、たとえ実際に（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮGI）サンプル時間の遅延プロファイルを作成しても、区間６０３においては、遅延波を示すピークが生じることはないため、区間６０３に０信号を付加している
。以上のように加工されて得られた遅延プロファイルは、ＤＦＴ部５０３へ出力される。
そして、ＤＦＴ部５０３によって、（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮGI）サンプル時間に拡張された遅延プロファイルが離散フーリエ変換され、図１３に示すように、周波数軸上で（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮGI）サンプル数分の回線推定値が得られる。これにより、周波数等化部２０４における周波数等化に利用可能な周波数軸上で密な回線推定値が得られる。また、得られた回線推定値は、実際の（Ｎ×（ｎ＋１）＋ＮGI）サンプル時間の遅延プロファイルに近い遅延プロファイルを周波数領域の信号に変換したものであるため、各周波数における回線推定値の精度は、周波数軸上における補間を行った場合よりも高くなっている。
以上のように、本実施の形態によれば、パイロット区間から得られた回線推定値から遅延プロファイルを作成し、作成された遅延プロファイルの範囲を長ＦＦＴ対象区間に対応させて拡張した上で周波数領域に変換するため、長ＦＦＴ対象区間の各周波数成分における精度が高い回線推定値を求めることができ、結果として、周波数等化の精度を向上することができる。
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４の特徴は、受信側において取得されたパイロット区間の信号から遅延プロファイルを作成し、遅延プロファイルをフーリエ変換することにより、周波数軸上で密な回線推定値を得る点である。
実施の形態４に係る送信装置は、実施の形態１に係る送信装置（図２）と同様であるため、その説明を省略する。
図１４は、実施の形態４に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図２と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１４に示す受信装置は、直交復調部２０１、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２、長ＦＦＴ部２０３、周波数等化部２０４、長ＩＦＦＴ部２０５、パイロット区間取得部２０６、ＧＩ・Ｒ除去部２１０、ＦＦＴ部２１１、データ判定部２１２、Ｐ／Ｓ変換部２１３、遅延プロファイル加工部５０２ａ、ＤＦＴ部５０３、および遅延プロファイル作成部７０１を有している。
遅延プロファイル作成部７０１は、パイロット区間と既知のパイロットデータとの相関を取って、遅延波が到達した時間にピークが生じる遅延プロファイルを作成する。
遅延プロファイル加工部５０２ａは、パイロットシンボルの時間長における遅延プロファイルを拡張して、超ＦＦＴ対象区間の時間長に対応する遅延プロファイルを生成する。このとき、遅延プロファイル加工部５０２ａは、実施の形態３における遅延プロファイル加工部５０２とほぼ同様の処理を行うが、本実施の形態においては、パイロット区間とパイロットデータとの時間波形の相関により遅延プロファイルが作成されているため、先頭からＮGIサンプル時間以後に雑音と見なせない大きなピークが生じる可能性がほとんどなく、図１２Ａにおけるピーク６０１のようなピークをシフトする必要はない。
本実施の形態においては、受信信号のパイロット区間と既知のパイロットデータとの時間波形の相関を取って遅延プロファイルが作成されるため、パイロットデータとして自己相関が低い時間波形のデータが用いられる場合は、パイロット区間とパイロットデータとのタイミングが一致した場合にのみ大きなピークが生じ、正確な遅延プロファイルが作成される。
このようにして作成された遅延プロファイルは、実施の形態３と同様に拡張され、周波数領域へ変換されることにより回線推定値が得られる。このとき、作成された遅延プロフ
ァイルが正確であれば、拡張された遅延プロファイルおよび離散フーリエ変換後の回線推定値の精度が高くなる。
以上のように、本実施の形態によれば、受信信号のパイロット区間と既知のパイロットデータとの相関により遅延プロファイルを作成し、作成された遅延プロファイルの範囲を長ＦＦＴ対象区間に対応させて拡張した上で周波数領域に変換するため、長ＦＦＴ対象区間の各周波数成分における精度が高い回線推定値を求めることができ、結果として、周波数等化の精度を向上することができる。また、パイロットデータの自己相関が低い場合は、遅延プロファイルの精度が高くなり、回線推定値および周波数等化の精度をさらに向上することができる。
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５の特徴は、遅延プロファイルの作成にＦＩＲ（Finite Impulse Response filter：有限インパルス応答フィルタ）を用いる点である。
実施の形態５に係る送信装置は、実施の形態１に係る送信装置（図２）と同様であるため、その説明を省略する。
また、実施の形態５に係る受信装置は、実施の形態４に係る受信装置（図１４）と同様の全体構成を有しているが、遅延プロファイル作成部７０１の内部構成のみが実施の形態４と異なっている。
図１５Ａは、実施の形態５に係る遅延プロファイル作成部７０１の内部構成を示すブロック図である。
ＦＩＲ８０１は、既知のパイロットデータを遅延させてタップ係数を乗算することにより、受信信号におけるパイロット区間のレプリカを生成し、比較部８０２へ出力する。具体的には、ＦＩＲ８０１は、図１５Ｂに示すように、遅延素子８０１ａ、乗算器８０１ｂ、および加算部８０１ｃから構成されている。遅延素子８０１ａは、パイロットデータを１サンプル時間ずつ遅延させて保持する。各遅延素子８０１ａに保持されたパイロットデータは、それぞれ直接波および１〜ＮGIサンプル時間における遅延波に相当することになる。乗算器８０１ｂは、パイロットデータおよび遅延素子８０１ａに保持されたパイロットデータにタップ係数Ｃ0〜ＣNGI-1を乗算する。タップ係数Ｃ0〜ＣNGI-1は、各遅延波に対する回線変動に相当することになる。これらのタップ係数Ｃ0〜ＣNGI-1の初期値は如何なる値でも良いが、例えば他の方法によって求められた回線推定値に基づいて初期値を設定することにより、処理の精度向上と時間の短縮を図ることができる。加算部８０１ｃは、乗算器８０１ｂの出力を加算し、直接波および遅延波が混在した受信信号におけるパイロット区間のレプリカを生成し、比較部８０２へ出力する。
なお、本実施の形態においては、ＦＩＲ８０１が１サンプル時間ずつの遅延素子８０１ａを有する構成としたが、遅延素子８０１ａの数を増やして、例えば１／２サンプル時間または１／４サンプル時間間隔の遅延波を再現したレプリカを生成するようにしても良い。これにより、より詳細な遅延プロファイルが作成される。
また、ＦＩＲ８０１は、生成したレプリカと実際のパイロット区間との差が最小になった場合に、タップ係数Ｃ0〜ＣNGI-1を遅延プロファイルとして出力する。
比較部８０２は、ＦＩＲ８０１によって生成されたレプリカと実際の受信信号におけるパイロット区間との差分を算出し、算出された差分を係数修正部８０３へ出力する。
係数修正部８０３は、例えばＬＭＳ（Least Mean Square：最小二乗）アルゴリズムまたはＲＭＳ（Root Mean Square：平均二乗根）アルゴリズムなどを用いて、比較部８０２から出力される差分が最小となるようにタップ係数Ｃ0〜ＣNGI-1を修正する。
本実施の形態においては、ＦＩＲ８０１によって既知のパイロットデータから受信信号におけるパイロット区間のレプリカが生成され、比較部８０２によってレプリカと実際の受信信号におけるパイロット区間とが比較され、係数修正部８０３によってレプリカとパイロット区間との差分が小さくなるようにＦＩＲ８０１のタップ係数Ｃ0〜ＣNGI-1が修正される。これらの処理は繰り返し行われ、レプリカとパイロット区間の差分が徐々に小さくなっていく。この過程で、所定の閾値未満となったタップ係数は雑音とみなして、以降の処理ではこのタップ係数を０とするようにしても良い。これにより、処理負荷を削減することができるとともに、雑音の影響を除去することができる。
そして、レプリカとパイロット区間がほぼ同一になった場合、またはレプリカとパイロット区間の差分が十分に小さい値にまで収束した場合、ＦＩＲ８０１のタップ係数Ｃ0〜ＣNGI-1が各遅延波に対する回線変動を正確に再現しているものと判断され、これらのタップ係数Ｃ0〜ＣNGI-1がＮGIサンプル時間の範囲の遅延プロファイルとして出力される。タップ係数Ｃ0〜ＣNGI-1の出力に際して、ＦＩＲ８０１は、所定の閾値未満のタップ係数を雑音とみなして出力しないようにしても良い。
このようにして作成された遅延プロファイルは、実施の形態３、４と同様に拡張され、周波数領域へ変換されることにより回線推定値が得られる。
以上のように、本実施の形態によれば、ＦＩＲを用いてパイロット区間のレプリカを生成し、レプリカと実際のパイロット区間の差分が十分に小さくなった時のタップ係数を遅延プロファイルとし、遅延プロファイルの範囲を長ＦＦＴ対象区間に対応させて拡張した上で周波数領域に変換するため、長ＦＦＴ対象区間の各周波数成分における精度が高い回線推定値を求めることができ、結果として、周波数等化の精度を向上することができる。また、他の方法で求めた回線推定値に基づいてＦＩＲのタップ係数の初期値を設定することにより、さらに正確な遅延プロファイルを短時間で生成することができる。
なお、上記実施の形態３〜５においては、長ＦＦＴ対象区間に対応するサンプル数分の回線推定値を求める場合に遅延プロファイルを用いたが、長ＦＦＴ対象区間以外にも、周波数領域において所定時間に対応するサンプル数分の回線推定値を求める場合に、同様の処理を行うことができる。すなわち、ガードインターバル長より長い任意の時間の遅延プロファイルを作成した後に遅延プロファイルの範囲を拡張し、周波数領域へ変換することにより、補間を行わずに正確な回線推定値を求めることができる。
（実施の形態６）
本発明の実施の形態６の特徴は、ＭＩＭＯ通信において、送信側は最大遅延時間に応じたパターンでストリームごとにパイロットシンボルを挿入するとともに、受信側はストリームごとのレプリカを受信信号から減算して周波数等化を行う点である。
図１６は、実施の形態６に係る送信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図２と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１６に示す送信装置は、アンテナを２本備えたＭＩＭＯ送信装置であり、各アンテナに対応するＳ／Ｐ変換部１０１、ＩＦＦＴ部１０２、Ｒ挿入部１０３、Ｓ／Ｐ変換部１０４、ＩＦＦＴ部１０５、ＧＩ挿入部１０６、時分割合成部１０７ａ、および直交変調部１０８を有しているとともに、パターン決定部９０１を有している。
時分割合成部１０７ａは、Ｒ挿入部１０３からの出力およびＧＩ挿入部１０６からの出力をパターン決定部９０１の指示に従って時分割で切り替えながら直交変調部１０８へ出力する。
パターン決定部９０１は、例えば受信装置からフィードバックされる最大遅延時間などのフィードバック情報に応じて、ストリームごとのパイロットシンボルおよび情報シンボルの配置パターンを決定する。具体的には、パターン決定部９０１は、１つのストリームにパイロットシンボルが配置される時間には、他のストリームにパイロットシンボルおよび情報シンボルのいずれも配置されないような配置パターンを決定する。換言すれば、パターン決定部９０１は、各ストリームのパイロットシンボルの位置が互いに直交するように配置パターンを決定する。
このとき、パターン決定部９０１は、最大遅延時間がガードインターバル長以下であれば、一連の情報シンボルからなるデータストリームと次のデータストリームとの間に、すべてのストリームのパイロットシンボルが１シンボルずつ連続して送信される配置パターンを決定する。一方、最大遅延時間がガードインターバル長を超えていれば、パターン決定部９０１は、データストリーム間に１つのストリームのみのパイロットシンボルが送信される配置パターンを決定する。なお、最大遅延時間がガードインターバル長を超えている場合、データストリーム間において、１つのストリームのパイロットシンボルを繰り返し配置しても良い。
図１７は、実施の形態６に係る受信装置の要部構成を示すブロック図である。同図において、図２と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図１７に示す受信装置は、アンテナを２本備えたＭＩＭＯ受信装置であり、各アンテナに対応する直交復調部２０１、パイロット区間取得部２０６、ＦＦＴ部２０７、回線推定部２０８ａ、補間部２０９、ＧＩ・Ｒ除去部２１０、ＦＦＴ部２１１、パイロットレプリカ生成部９０２、遅延波除去部９０３−１、９０３−２、合成部９０４、レプリカ生成部９０６、スイッチ９０７を有しているとともに、データ判定部２１２、Ｐ／Ｓ変換部２１３、および比較選択部９０５を有している。
回線推定部２０８ａは、パイロット区間を用いて、各サブキャリアの回線推定を送信側におけるストリームごとに行い、得られたストリームごとの回線推定値を補間部２０９へ出力する。
パイロットレプリカ生成部９０２は、ストリームごとの回線推定値と既知のパイロットデータとから各ストリームに対応するパイロットシンボルの受信レプリカ（以下「パイロットレプリカ」という）を生成する。すなわち、パイロットレプリカ生成部９０２は、パイロットデータにストリームごとの回線推定値を乗算し、得られたストリームごとのパイロットレプリカをそれぞれ遅延波除去部９０３−１、９０３−２へ出力する。
遅延波除去部９０３−１、９０３−２は、送信側におけるストリームに対応して設けられ、ストリームごとに遅延波を除去する。具体的には、遅延波除去部９０３−１は、図１８に示す内部構成を有している。同図において、図３と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。なお、遅延波除去部９０３−２も遅延波除去部９０３−１と同様の構成を有しているが、本実施の形態においては、回線推定部２０８ａがストリームごとの回線推定を行うため、補間部２０９から周波数等化部２０４へ出力される回線推定値は遅延波除去部９０３−１と遅延波除去部９０３−２とで異なっている。
レプリカ減算部９０８は、パイロットレプリカ生成部９０２によって生成されたパイロットレプリカおよび後述するレプリカ生成部９０６によって生成されたレプリカを長ＦＦ
Ｔ対象区間から減算する。長ＦＦＴ対象区間からパイロットレプリカを減算することにより、パイロットシンボルによる符号間干渉の影響を除去することができる。また、後に詳述するように、長ＦＦＴ対象区間からレプリカ生成部９０６によって生成されたレプリカを減算することにより、対応外のストリームの影響を除去して、対応するストリームのみに関する周波数等化を行うことができる。
再び図１７を参照して、合成部９０４は、各アンテナに対応するＦＦＴ部２１１から出力されるサブキャリアごとの情報シンボルのデータを、同一のストリームに関して周波数等化されたもの同士合成する。合成にあたっては、周波数等化対象ストリームの伝搬路特性に基づく最大比合成などを用いる。そして、合成部９０４は、ストリームごとの合成データを比較選択部９０５へ出力する。
比較選択部９０５は、ストリームごとの合成データの受信品質を比較し、受信品質が最も高いストリームの合成データをデータ判定部２１２へ出力するとともに、受信品質の比較結果をスイッチ９０７へ通知する。
レプリカ生成部９０６は、受信品質が最も高いストリームのデータ判定部２１２における復調結果にこのストリームに対応する回線推定値を乗算して、受信品質が最も高いストリームに対応するデータストリーム（情報シンボル）のレプリカを生成する。
スイッチ９０７は、比較選択部９０５による受信品質の比較結果に応じて、レプリカを遅延波除去部９０３−１または遅延波除去部９０３−２へ出力する。具体的には、スイッチ９０７は、受信品質が最も高いストリーム以外のストリームに対応する遅延波除去部へレプリカを出力する。したがって、例えば遅延波除去部９０３−１に対応するストリーム１の受信品質が最も高い場合は、スイッチ９０７は、ストリーム１のデータストリームのレプリカを遅延波除去部９０３−２へ出力する。
次いで、上記のように構成された送信装置および受信装置の動作について、図１９を参照しながら説明する。
まず、送信装置におけるストリームごとのパイロットシンボルの配置について説明する。
本実施の形態においても実施の形態１と同様に、ランピング区間が挿入された情報シンボルおよびガードインターバルが挿入されたパイロットシンボルが時分割合成部１０７ａへ出力される。ただし、本実施の形態においては、複数のアンテナそれぞれに対応するストリームごとの時分割合成部１０７ａへ情報シンボルおよびパイロットシンボルが出力される。
また、本実施の形態においては、受信装置から例えば最大遅延時間などがフィードバックされており、フィードバック情報はパターン決定部９０１へ出力される。そして、パターン決定部９０１によって、最大遅延時間がガードインターバル長を超えているか否かが判定され、最大遅延時間がガードインターバル長以下である場合は、例えば図１９Ａに示すようなストリームごとのパイロットシンボルの配置パターンが決定される。図１９Ａに示す配置パターンにおいては、一方のストリーム１（図中上段のストリーム）のパイロットシンボルＰ１の直後に他方のストリーム２（図中下段のストリーム）のパイロットシンボルＰ２が連続して配置され、パイロットシンボルＰ２の後にそれぞれのストリームにおけるデータストリーム１およびデータストリーム２が配置されている。
このとき、一方のストリームのパイロットシンボルが配置される時間は、他方のストリ
ームの非送信時間となる。すなわち、例えばストリーム２のパイロットシンボルＰ２が送信される時間は、ストリーム１においてはパイロットシンボルおよび情報シンボルのいずれも送信されない非送信時間９５１となる。
最大遅延時間がガードインターバル長以下の場合は、データストリーム１およびデータストリーム２の遅延波がパイロットシンボルＰ１へ影響を及ぼすことがないため、各データストリーム間の時間にすべてのストリームのパイロットシンボルを連続して配置することができる。そして、図１９Ａのような配置パターンとすることにより、同一ストリーム内のパイロットシンボル間の時間を最短にすることができるため、フェージング変動が大きい場合でも受信装置における回線推定の精度を向上することができる。また、図１９Ａのような配置パターンの場合は、パイロットシンボルＰ１から次のパイロットシンボルＰ１の直前に挿入されたガードインターバルまでの区間９５２が受信装置における長ＦＦＴ対象区間となる。
一方、最大遅延時間がガードインターバルを超えている場合は、図１９Ａのような配置パターンとすると、データストリーム１およびデータストリーム２の遅延波がパイロットシンボルＰ１へ影響を及ぼし、ストリーム１に関する回線推定の精度が劣化すると考えられる。そこで、最大遅延時間がガードインターバル長を超えている場合は、パターン決定部９０１によって、例えば図１９Ｂまたは図１９Ｃに示すような配置パターンが決定される。図１９Ｃに示す配置パターンにおいては、各データストリーム間の時間に、ストリーム１のパイロットシンボルＰ１またはストリーム２のパイロットシンボルＰ２のいずれか一方のみが繰り返し配置されている。したがって、例えばストリーム２のパイロットシンボルＰ２が繰り返し送信される時間は、ストリーム１においてはパイロットシンボルおよび情報シンボルのいずれも送信されない非送信時間９５３となる。
最大遅延時間がガードインターバル長を超えている場合は、データストリーム１およびデータストリーム２の遅延波がこれらのデータストリームの直後のパイロットシンボルへ影響を及ぼすことになるため、各データストリーム間の時間に同一のストリームのパイロットシンボルを繰り返して配置する。これにより、実質的なガードインターバル長が区間９５４に延長される。なお、送信装置が３本以上のアンテナを有する場合、いずれか１つのストリームにおいてパイロットシンボルが配置される時間が他のストリームの非送信時間となっていれば、各データストリーム間の時間に複数のストリームにおいてパイロットシンボルを繰り返し配置するようにしても良い。
図１９Ｂのような配置パターンとすることにより、同一ストリーム内のパイロットシンボル間の時間は長くなるが、上述したように、実質的なガードインターバル長を延長することができるため、ガードインターバル長以下に収まらないデータストリームの遅延波の影響を除去することができる。また、データストリーム直後のパイロットシンボルについては、データストリームの遅延波の影響を受けているが、例えば受信装置における同期確立などに用いることが可能である。
また、図１９Ｂのような配置パターンの場合は、同一ストリーム内のパイロットシンボルの周期性を確保するためには、データストリーム直前のパイロットシンボルＰ１から同位置にある次のパイロットシンボルＰ１の直前に挿入されたガードインターバルまでの区間９５５が受信装置における長ＦＦＴ対象区間となる。ただし、受信装置において、パイロットシンボルのレプリカを減算して周波数等化を行う場合は、同一ストリーム内におけるパイロットシンボルの周期性が必ずしも必要ではなくなるため、データストリーム直前のパイロットシンボルＰ１から次のデータストリーム直前のパイロットシンボルＰ２の直前に挿入されたガードインターバルまでの区間９５６を長ＦＦＴ対象区間としても良い。
さらに、図１９Ｃに示す配置パターンにおいては、各データストリームの直前にストリーム１のパイロットシンボルＰ１またはストリーム２のパイロットシンボルＰ２のいずれか一方のみが配置され、各パイロットシンボルに挿入されたガードインターバルの前に双方のストリームにおける非送信時間が設けられている。このような場合は、双方のストリームにおける非送信時間を含む区間９５７が実質的なガードインターバル長となる。そして、図１９Ｂに示す配置パターンと比較した場合、非送信時間が多くなるため、消費電力の削減を図ることができる。
このように、送信装置は、受信装置からのフィードバック情報に応じて最大遅延時間がガードインターバル長を超えているか否かを判定し、ストリームごとのパイロットシンボルの配置パターンを切り替える。これにより、受信装置における回線推定の精度を向上することができ、結果として、受信装置は周波数等化による遅延波除去を正確に行うことができる。
次に、受信装置におけるストリームごとの遅延波除去について説明する。
受信装置の各アンテナで受信されたＯＦＤＭ信号は、直交復調部２０１によってベースバンド帯へ復調される。受信装置の各アンテナで受信されるＯＦＤＭ信号には、送信装置におけるすべてのストリームの信号が混在している。ベースバンド帯となったＯＦＤＭ信号は、遅延波除去部９０３−１、９０３−２内の長ＦＦＴ対象区間取得部２０２へ出力されるとともに、パイロット区間取得部２０６によって、ベースバンド帯となったＯＦＤＭ信号からストリームごとのパイロットシンボルに対応するパイロット区間が取得される。
取得されたストリームごとのパイロット区間は、実施の形態１と同様に、ＦＦＴ部２０７によって高速フーリエ変換され、各サブキャリアのデータが回線推定部２０８ａへ出力される。そして、回線推定部２０８ａによって、サブキャリアごとの回線推定値がストリームごとに求められる。すなわち、受信装置の各アンテナに対応する回線推定部２０８ａによって、送信装置のすべてのアンテナとの間の伝搬路におけるサブキャリアごとの回線推定値が推定される。
ストリームごとかつサブキャリアごとの回線推定値は、補間部２０９へ出力され、周波数方向に密な回線推定値が補間により求められる。補間により得られた回線推定値は、パイロットレプリカ生成部９０２および遅延波除去部９０３−１、９０３−２内の周波数等化部２０４へ出力される。そして、パイロットレプリカ生成部９０２によって、各ストリームの既知かつ不変なパイロットデータに各ストリームの回線推定値が乗算されて、パイロットシンボルの受信レプリカ（パイロットレプリカ）が生成される。生成されたパイロットレプリカは、遅延波除去部９０３−１、９０３−２内のレプリカ減算部９０８へ出力される。
そして、遅延波除去部９０３−１、９０３−２によって、送信装置における各ストリームの遅延波が周波数等化により除去される。すなわち、長ＦＦＴ対象区間取得部２０２によってＯＦＤＭ信号から長ＦＦＴ対象区間が取得され、長ＦＦＴ部２０３によって長ＦＦＴ対象区間に対する高速フーリエ変換が行われ、高速フーリエ変換後の信号がレプリカ減算部９０８へ出力される。そして、レプリカ減算部９０８によって、高速フーリエ変換後の信号からストリームごとのパイロットレプリカが減算される。
具体的には、例えば送信装置におけるパイロットシンボルの配置パターンが図１９Ａに示すようなものである場合、遅延波除去部９０３−１および９０３−２内のレプリカ減算部９０８によって、ストリーム１のパイロットシンボルＰ１のレプリカおよびストリーム２のパイロットシンボルＰ２のレプリカが減算される。なお、本実施の形態においては、
パイロットレプリカの減算が行われるため、上述したように、図１９Ｂに示す配置パターンでパイロットシンボルが送信される場合も、長ＦＦＴ対象区間を区間９５６とすることができる。
そして、遅延波除去部９０３−１、９０３−２の各レプリカ減算部９０８は、パイロットレプリカ減算後の信号を、後のレプリカ減算に備えて一時的に記憶するとともに、周波数等化部２０４へ出力する。パイロットレプリカが減算された信号は、周波数等化部２０４によって、各ストリームの回線推定値が用いられて周波数等化が行われ、それぞれのストリームにおける遅延波に対応する周波数成分が除去される。すなわち、遅延波除去部９０３−１内の周波数等化部２０４によってストリーム１の周波数等化が行われ、遅延波除去部９０３−２内の周波数等化部２０４によってストリーム２の周波数等化が行われる。このとき、遅延波除去部９０３−１、９０３−２の各周波数等化部２０４による周波数等化は、送信装置におけるすべてのストリームが混在した信号に対して行われる。ただし、周波数等化に用いられる回線推定値が各ストリームに固有のものであるため、周波数等化対象外のストリームにおける符号間干渉は除去されない。
このようにして周波数等化が行われた信号は、長ＩＦＦＴ部２０５によって再び時間領域の信号（ストリーム信号）へ戻され、遅延波除去後のストリーム信号から、ＧＩ・Ｒ除去部２１０によってガードインターバルおよびランピング区間が除去され、各ストリームにおける情報シンボルが１シンボルずつＦＦＴ部２１１へ出力される。各ストリームの情報シンボルは、それぞれ対応するＦＦＴ部２１１によって高速フーリエ変換され、サブキャリアごとのデータがそれぞれ対応する合成部９０４へ出力される。
そして、各合成部９０４によって、サブキャリアごとのデータが合成され、ストリームごとの合成データが比較選択部９０５へ出力され、ストリームごとの合成データの受信品質が比較される。この比較の結果はスイッチ９０７へ通知されるとともに、受信品質が最高のストリームの合成データがデータ判定部２１２へ出力される。
比較の結果がスイッチ９０７へ通知されると、各スイッチ９０７は、レプリカ生成部９０６と受信品質が最高のストリーム以外のストリームに対応するレプリカ減算部９０８とを接続するように切り替わる。すなわち、例えばストリーム２の合成データの受信品質が最高である場合は、各スイッチ９０７は、図１７に示すように、レプリカ生成部９０６とストリーム１に対応する遅延波除去部９０３−１内のレプリカ減算部９０８とを接続する。
一方、受信品質が最高のストリームの合成データがデータ判定部２１２へ出力されると、合成データに対するデータ判定が行われ、得られた情報データがＰ／Ｓ変換部２１３およびレプリカ生成部９０６へ出力される。そして、レプリカ生成部９０６によって、情報データにストリームの回線推定値が乗算されて、受信品質が最高のストリームの情報シンボルのレプリカが生成される。生成されたレプリカは、上述のように切り替えられたスイッチ９０７を経由して、受信品質が最高のストリーム以外のストリームに対応するレプリカ減算部９０８へ出力される。つまり、例えばストリーム２の合成データの受信品質が最高である場合は、ストリーム２の情報シンボルのレプリカがストリーム１に対応する遅延波除去部９０３−１内のレプリカ減算部９０８へ出力される。
レプリカ減算部９０８には、パイロットレプリカ減算後の信号が記憶されているため、レプリカ生成部９０６からレプリカが出力されたレプリカ減算部９０８は、記憶された信号からさらにレプリカを減算する。すなわち、レプリカ減算部９０８は、対応外のストリームにおける情報シンボルのレプリカを減算し、対応するストリームにおける情報シンボルを分離することになる。つまり、上述の例では、遅延波除去部９０３−１内のレプリカ
減算部９０８がストリーム２の情報シンボルのレプリカを減算して、ストリーム１の情報シンボルを分離することになる。そして、レプリカ減算部９０８へ出力されるレプリカは、受信品質が最高のストリームにおける情報シンボルのレプリカであるため、情報シンボルの分離は精度良く行われる。
そして、レプリカ減算部９０８によってパイロットレプリカおよびレプリカが減算された信号は、再び周波数等化部２０４によって周波数等化される。このとき、周波数等化部２０４による周波数等化は、送信装置におけるストリームのうち受信品質が最高のストリームが分離・除去された信号に対して行われることになる。
以降、送信装置におけるストリームがすべて分離されるまで上記の処理を繰り返すことにより、送信装置における複数のストリームが混在した信号に対して周波数等化を行う場合にも、精度良くストリームの分離を行って遅延波成分を除去することができる。
以上のように、本実施の形態によれば、ＭＩＭＯ通信を行う際に、送信装置は、最大遅延時間に応じたストリームごとのパイロットシンボルの配置を決定して、各パイロットシンボルのみにガードインターバルを挿入して送信し、受信装置は、受信品質が最高のストリームの情報シンボルのレプリカを順次生成して、受信信号からのレプリカの減算と周波数等化を繰り返す。このため、ＭＩＭＯ通信において、互いに直交する位置に各ストリームのパイロットシンボルを配置して受信装置における回線推定および周波数等化の精度を向上することができるとともに、精度良くストリームの分離を行うことができる。
なお、上記各実施の形態においては、ＯＦＤＭ方式およびＳＣ方式の場合について説明したが、本発明はＣＤＭ（Code Division Multiplexing：符号分割多重）方式の無線通信に適用することもできる。
本発明の第１の態様に係る送信装置は、情報データから複数の情報シンボルを生成する第１生成手段と、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成する第２生成手段と、前記パイロットシンボルの直前のみにガードインターバルを付加する付加手段と、ガードインターバルが付加されたパイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信する送信手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、パイロットシンボルのみにガードインターバルが付加され、情報シンボルにはガードインターバルが付加されないフレーム構成の信号が送信されるため、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。また、受信側において、パイロットシンボルを用いた回線推定および周波数等化を行うことができ、ガードインターバルが無くても遅延波を除去することが可能となり、符号間干渉を抑制することができる。
本発明の第２の態様に係る送信装置は、上記第１の態様において、前記第１生成手段は、情報データをＳ／Ｐ変換するＳ／Ｐ変換部と、Ｓ／Ｐ変換されて得られたパラレルデータを周波数が異なる複数のサブキャリアに割り当てて時間領域の情報シンボルへ変換する変換部と、を有する構成を採る。
この構成によれば、情報データをＳ／Ｐ変換し、複数のサブキャリアに割り当てて時間領域の情報シンボルへ変換するため、情報データがＯＦＤＭ変調され、ＯＦＤＭ方式においても、情報シンボル間にガードインターバルを挿入せず、伝送効率を向上することができる。
本発明の第３の態様に係る送信装置は、上記第１の態様において、前記第１生成手段は
、情報シンボル間に振幅が漸次増減するランピング区間を挿入する構成を採る。
この構成によれば、情報シンボル間に振幅が漸次増減するランピング区間を挿入するため、連続する情報シンボル間の波形が不連続になることを抑制することができる。
本発明の第４の態様に係る送信装置は、上記第１の態様において、前記付加手段は、通信相手局において周波数等化に伴う直交変換が行われる場合に、前記パイロットシンボルの直後から次フレームのパイロットシンボルの直前までの長さが、前記直交変換におけるサンプル数にして２のべき乗または２のべき乗の整数倍となる長さのガードインターバルを前記次フレームのパイロットシンボルの直前に付加する構成を採る。
この構成によれば、連続する２フレームのパイロットシンボル間の長さが、通信相手局による直交変換のサンプル数にして２のべき乗または２のべき乗の整数倍となるため、通信相手局において周波数等化を効率良く行うことができる。
本発明の第５の態様に係る送信装置は、上記第１の態様において、前記付加手段は、通信相手局において周波数等化に伴う直交変換が行われる場合に、前記パイロットシンボルの先頭から次フレームのパイロットシンボルの直前までの長さが、前記直交変換におけるサンプル数にして１つの情報シンボルのサンプル数の整数倍となる長さのガードインターバルを前記次フレームのパイロットシンボルの直前に付加する構成を採る。
この構成によれば、連続する２フレームのパイロットシンボル間の長さが、通信相手局による直交変換のサンプル数にして１つの情報シンボルのサンプル数の整数倍となるため、通信相手局における情報シンボル区間に対する高速フーリエ変換を１シンボルに対する通常の高速フーリエ変換用回路を複数組み合わせる(または繰り返し使用する)ことで容易に実現できるため、通信相手局の回路規模の低減を図ることができる。
本発明の第６の態様に係る送信装置は、上記第１の態様において、複数の送信アンテナと、各送信アンテナに対応するパイロットシンボルの配置が互いに直交するパイロットシンボルの配置パターンを決定する決定手段と、をさらに有し、前記送信手段は、決定された配置パターンに従って、ガードインターバルが付加されたパイロットシンボルが配置され、前記パイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが配置されたストリームを前記複数の送信アンテナからそれぞれ送信する構成を採る。
この構成によれば、複数の送信アンテナに対応するパイロットシンボルの配置が互いに直交する配置パターンのストリームをそれぞれの送信アンテナから送信するため、パイロットシンボルにおけるストリーム間干渉を防止し、受信側における回線推定の精度を向上することができる。
本発明の第７の態様に係る送信装置は、上記第６の態様において、前記決定手段は、いずれか１つの送信アンテナに対応するパイロットシンボルが配置される時間には、他の送信アンテナに対応するパイロットシンボルおよび情報シンボルが配置されない配置パターンを決定する構成を採る。
この構成によれば、１つの送信アンテナからパイロットシンボルが送信される時間には、他の送信アンテナから何も送信されないため、確実にパイロットシンボルにおけるストリーム間干渉を防止することができる。
本発明の第８の態様に係る送信装置は、上記第６の態様において、前記決定手段は、最大遅延時間が前記ガードインターバル長以下である場合は、すべての送信アンテナに対応
するパイロットシンボルを１シンボルずつ連続して配置し、配置されたパイロットシンボル群に続けて前記複数の情報シンボルを配置する配置パターンを決定する構成を採る。
この構成によれば、最大遅延時間がガードインターバル長以下である場合は、すべてのパイロットシンボルを１シンボルずつ連続して配置し、その後に情報シンボルを配置するため、各送信アンテナからパイロットシンボルが送信される間隔を最短にすることができ、フェージング変動が大きい場合でも受信側において正確な回線推定を行うことができる。
本発明の第９の態様に係る送信装置は、上記第６の態様において、前記決定手段は、最大遅延時間が前記ガードインターバル長を超える場合は、前記複数の情報シンボル以前かつ直近のパイロットシンボルの直前に、同一の送信アンテナに対応するパイロットシンボルまたは非送信時間を配置する配置パターンを決定する構成を採る。
この構成によれば、最大遅延時間がガードインターバル長を超える場合は、情報シンボル以前かつ直近のパイロットシンボルの直前に、同一の送信アンテナに対応するパイロットシンボルまたは非送信時間を配置するため、パイロットシンボルのシンボル長または非送信時間だけ実質的なガードインターバル長が長くなり、受信側においてパイロットシンボルにおける符号間干渉を除去することができる。
本発明の第１０の態様に係る受信装置は、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからなるパイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を受信する受信手段と、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて、前記パイロット区間以上の時間長に対応する周波数ごとの回線推定値を算出する算出手段と、算出された回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する除去手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、パイロットシンボルを用いて回線推定を行い、情報シンボル区間に対する回線推定値を求めて遅延波除去するため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができる。また、送信側において、ガードインターバルを付加する必要がなく、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
本発明の第１１の態様に係る受信装置は、上記第１０の態様において、前記算出手段は、前記パイロット区間を用いて回線推定を行う推定手段と、前記回線推定の結果を周波数軸上で補間して回線推定値を求める補間手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、回線推定値を補間により求めるため、容易な処理でパイロット区間以上の時間長に対応する周波数ごとの回線推定値を得ることができる。
本発明の第１２の態様に係る受信装置は、上記第１０の態様において、前記除去手段は、受信信号から前記情報シンボル区間を取得する取得部と、前記情報シンボル区間に対する直交変換を行って周波数領域の信号へ変換する直交変換部と、前記算出手段によって求められた回線推定値を用いて前記周波数領域の信号から遅延波に対応する周波数成分を除去する周波数等化部と、遅延波に対応する周波数成分が除去された信号に対する直交逆変換を行って時間領域の信号へ変換する直交逆変換部と、を有する構成を採る。
この構成によれば、情報シンボル区間を周波数領域の信号へ変換し、周波数等化を行った後に時間領域の信号へ戻すため、補間により求められた情報シンボル区間の回線推定値を用いて効率的に遅延波を除去することができる。
本発明の第１３の態様に係る受信装置は、既知のパイロットデータからなるパイロットシンボルを含む信号を受信する受信手段と、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて最大遅延時間以上の範囲の遅延プロファイルを作成する作成手段と、作成された遅延プロファイルに振幅が０の区間を付加して拡張する拡張手段と、拡張後の遅延プロファイルに対する直交変換を行って周波数領域における回線推定値へ変換する変換手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、パイロット区間から作成された最大遅延時間以上の範囲の遅延プロファイルを拡張し、回線推定値へ変換するため、実際の回線状態に近い回線推定値を周波数軸上で密に算出することができ、結果として、例えば回線推定値を用いた周波数等化などの精度を向上することができる。
本発明の第１４の態様に係る受信装置は、上記第１３の態様において、前記作成手段は、前記パイロット区間を用いて回線推定を行う回線推定部と、前記回線推定の結果に対する直交逆変換を行って遅延プロファイルへ変換する直交逆変換部と、を有する構成を採る。
この構成によれば、パイロット区間を用いた回線推定結果を直交逆変換して遅延プロファイルへ変換するため、少ない処理量で効率的に遅延プロファイルを作成することができる。
本発明の第１５の態様に係る受信装置は、上記第１３の態様において、前記作成手段は、前記パイロット区間と前記パイロットデータとの時間波形の相関を取ることにより遅延プロファイルを作成する構成を採る。
この構成によれば、パイロット区間における時間波形の相関により遅延プロファイルを作成するため、既知のパイロットデータの自己相関が低い場合は、遅延プロファイルの精度が高くなる。
本発明の第１６の態様に係る受信装置は、上記第１３の態様において、前記作成手段は、前記パイロットデータを遅延させて係数を乗じることにより前記パイロット区間のレプリカを生成するフィルタと、生成されたレプリカと実際のパイロット区間との差分を算出する比較部と、算出された差分を小さくするように前記フィルタの係数を修正する係数修正部と、を有し、前記フィルタは、前記差分が最小となった場合に、前記係数を遅延プロファイルとして出力する構成を採る。
この構成によれば、パイロット区間のレプリカの精度が最高となった時のＦＩＲの係数を遅延プロファイルとするため、例えば他の方法で求めた回線推定値に基づいてＦＩＲの係数の初期値を設定することにより、さらに正確な遅延プロファイルを短時間で生成することができる。
本発明の第１７の態様に係る受信装置は、複数の受信アンテナを備えＭＩＭＯ通信を行う受信装置であって、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからなるパイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが配置されたストリームが複数混在する信号を複数の受信アンテナから受信する受信手段と、前記パイロットシンボルに対応するストリームごとのパイロット区間を用いて、前記パイロット区間以上の時間長に対応する周波数ごとの回線推定値を前記ストリームと前記受信アンテナの組み合わせごとに算出する算出手段と、算出された回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応するストリームごとの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する除去手段と、未復調のストリームのうち受信品質が最高のストリームに対応する遅延波除去結果を用いて当該ストリームの情報シンボル
区間を復調し受信レプリカを生成する生成手段と、を有し、前記除去手段は、生成された受信レプリカを受信信号から減算して前記受信品質が最高のストリーム以外のストリームの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する構成を採る。
この構成によれば、回線推定値を用いてストリームごとの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去し、受信品質が最高のストリームに対応する遅延波除去結果を用いてこのストリームの情報シンボルの受信レプリカを生成し、受信信号から受信レプリカを減算して再度情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する。このため、受信品質が良好なストリームから順次遅延波除去が行われ、精度良くストリームの分離を行って遅延波成分を除去することができる。
本発明の第１８の態様に係る無線通信システムは、送信装置および受信装置を有する無線通信システムであって、前記送信装置は、情報データから複数の情報シンボルを生成する第１生成手段と、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成する第２生成手段と、前記パイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信する送信手段と、を有し、前記受信装置は、前記フレーム構成の信号を受信する受信手段と、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて回線推定を行う推定手段と、前記回線推定の結果を周波数軸上で補間して回線推定値を求める補間手段と、求められた回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する除去手段と、を有する構成を採る。
この構成によれば、送信装置は、パイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信し、受信装置は、パイロットシンボルに挟まれる情報シンボル区間に対する回線推定値を補間により求めて遅延波除去するため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができるとともに、ガードインターバルを付加する必要がなく、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
本発明の第１９の態様に係る無線通信方法は、送信装置および受信装置を有する無線通信システムにおける無線通信方法であって、前記送信装置が、情報データから複数の情報シンボルを生成するステップと、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成するステップと、前記パイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信するステップと、を有し、前記受信装置が、前記フレーム構成の信号を受信するステップと、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて回線推定を行うステップと、前記回線推定の結果を周波数軸上で補間して回線推定値を求めるステップと、求められた回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去するステップと、を有するようにした。
この方法によれば、送信装置は、パイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信し、受信装置は、パイロットシンボルに挟まれる情報シンボル区間に対する回線推定値を補間により求めて遅延波除去するため、ガードインターバルが無くても符号間干渉を抑制することができるとともに、ガードインターバルを付加する必要がなく、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができる。
本発明の第２０の態様に係る無線通信方法は、既知のパイロットデータからなるパイロットシンボルを含む信号を受信するステップと、前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて最大遅延時間以上の範囲の遅延プロファイルを作成するステップと、作成された遅延プロファイルに振幅が０の区間を付加して拡張するステップと、拡張後の
遅延プロファイルに対する直交変換を行って周波数領域における回線推定値へ変換するステップと、を有するようにした。
この方法によれば、パイロット区間から作成された最大遅延時間以上の範囲の遅延プロファイルを拡張し、回線推定値へ変換するため、実際の回線状態に近い回線推定値を周波数軸上で密に算出することができ、結果として、例えば回線推定値を用いた周波数等化などの精度を向上することができる。
本発明の第２１の態様に係る無線通信方法は、既知かつ不変なパターンのパイロットデータからなるパイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが配置されたストリームが複数混在する信号を複数の受信アンテナから受信するステップと、前記パイロットシンボルに対応するストリームごとのパイロット区間を用いて、前記パイロット区間以上の時間長に対応する周波数ごとの回線推定値を前記ストリームと前記受信アンテナの組み合わせごとに算出するステップと、算出された回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応するストリームごとの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去するステップと、未復調のストリームのうち受信品質が最高のストリームに対応する遅延波除去結果を用いて当該ストリームの情報シンボル区間を復調し受信レプリカを生成するステップと、生成された受信レプリカを受信信号から減算して前記受信品質が最高のストリーム以外のストリームの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去するステップと、を有するようにした。
この方法によれば、回線推定値を用いてストリームごとの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去し、受信品質が最高のストリームに対応する遅延波除去結果を用いてこのストリームの情報シンボルの受信レプリカを生成し、受信信号から受信レプリカを減算して再度情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する。このため、受信品質が良好なストリームから順次遅延波除去が行われ、精度良くストリームの分離を行って遅延波成分を除去することができる。
本明細書は、２００５年１月２０日出願の特願２００５−０１３１６２、２００５年２月２５日出願の特願２００５−０５１２０４、および２００５年３月１５日出願の特願２００５−０７３３６６に基づく。これらの内容はすべてここに含めておく。
本発明の送信装置、受信装置、および無線通信方法は、符号間干渉を抑制しつつ、信号に占める冗長成分の割合をより低減し、伝送効率を向上することができ、例えばマルチパス環境において用いられる送信装置、受信装置、および無線通信方法として有用である。
ガードインターバルが挿入された信号の一例を示す図 本発明の実施の形態１に係る送信装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態１に係る受信装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態１に係る送信信号の構成例を示す図 実施の形態１に係る長ＦＦＴ対象区間の一例を示す図 実施の形態１に係る長ＦＦＴ対象区間の他の一例を示す図 信号の冗長成分の比較結果を示す図 本発明の実施の形態２に係る受信装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態２に係る送信信号の構成例を示す図 実施の形態２に係る長ＦＦＴ対象区間の一例を示す図 実際の回線状態と回線推定値との一例を示す図 実際の回線状態と回線推定値との他の一例を示す図 本発明の実施の形態３に係る受信装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態３に係る一処理を説明する図 実施の形態３に係る他の一処理を説明する図 実施の形態３に係る回線推定値算出結果の一例を示す図 本発明の実施の形態４に係る受信装置の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５に係る遅延プロファイル作成部の内部構成を示すブロック図 実施の形態５に係るＦＩＲの内部構成を示す図 本発明の実施の形態６に係る送信装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態６に係る受信装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態６に係る遅延波除去部の内部構成を示すブロック図 実施の形態６に係る配置パターンの一例を示す図 実施の形態６に係る配置パターンの他の一例を示す図 実施の形態６に係る配置パターンのさらに他の一例を示す図

Claims (21)

  1. 情報データから複数の情報シンボルを生成する第１生成手段と、
    既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成する第２生成手段と、
    前記パイロットシンボルの直前のみにガードインターバルを付加する付加手段と、
    ガードインターバルが付加されたパイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信する送信手段と、
    を有する送信装置。
  2. 前記第１生成手段は、
    情報データをＳ／Ｐ変換するＳ／Ｐ変換部と、
    Ｓ／Ｐ変換されて得られたパラレルデータを周波数が異なる複数のサブキャリアに割り当てて時間領域の情報シンボルへ変換する変換部と、
    を有する請求項１記載の送信装置。
  3. 前記第１生成手段は、
    情報シンボル間に振幅が漸次増減するランピング区間を挿入する請求項１記載の送信装置。
  4. 前記付加手段は、
    通信相手局において周波数等化に伴う直交変換が行われる場合に、前記パイロットシンボルの直後から次フレームのパイロットシンボルの直前までの長さが、前記直交変換におけるサンプル数にして２のべき乗または２のべき乗の整数倍となる長さのガードインターバルを前記次フレームのパイロットシンボルの直前に付加する請求項１記載の送信装置。
  5. 前記付加手段は、
    通信相手局において周波数等化に伴う直交変換が行われる場合に、前記パイロットシンボルの先頭から次フレームのパイロットシンボルの直前までの長さが、前記直交変換におけるサンプル数にして１つの情報シンボルのサンプル数の整数倍となる長さのガードインターバルを前記次フレームのパイロットシンボルの直前に付加する請求項１記載の送信装置。
  6. 複数の送信アンテナと、
    各送信アンテナに対応するパイロットシンボルの配置が互いに直交するパイロットシンボルの配置パターンを決定する決定手段と、をさらに有し、
    前記送信手段は、
    決定された配置パターンに従って、ガードインターバルが付加されたパイロットシンボルが配置され、前記パイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが配置されたストリームを前記複数の送信アンテナからそれぞれ送信する請求項１記載の送信装置。
  7. 前記決定手段は、
    いずれか１つの送信アンテナに対応するパイロットシンボルが配置される時間には、他の送信アンテナに対応するパイロットシンボルおよび情報シンボルが配置されない配置パターンを決定する請求項６記載の送信装置。
  8. 前記決定手段は、
    最大遅延時間が前記ガードインターバル長以下である場合は、すべての送信アンテナに対応するパイロットシンボルを１シンボルずつ連続して配置し、配置されたパイロットシンボル群に続けて前記複数の情報シンボルを配置する配置パターンを決定する請求項６記載の送信装置。
  9. 前記決定手段は、
    最大遅延時間が前記ガードインターバル長を超える場合は、前記複数の情報シンボル以前かつ直近のパイロットシンボルの直前に、同一の送信アンテナに対応するパイロットシンボルまたは非送信時間を配置する配置パターンを決定する請求項６記載の送信装置。
  10. 既知かつ不変なパターンのパイロットデータからなるパイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を受信する受信手段と、
    前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて、前記パイロット区間以上の時間長に対応する周波数ごとの回線推定値を算出する算出手段と、
    算出された回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する除去手段と、
    を有する受信装置。
  11. 前記算出手段は、
    前記パイロット区間を用いて回線推定を行う推定手段と、
    前記回線推定の結果を周波数軸上で補間して回線推定値を求める補間手段と、
    を含む請求項１０記載の受信装置。
  12. 前記除去手段は、
    受信信号から前記情報シンボル区間を取得する取得部と、
    前記情報シンボル区間に対する直交変換を行って周波数領域の信号へ変換する直交変換部と、
    前記算出手段によって求められた回線推定値を用いて前記周波数領域の信号から遅延波に対応する周波数成分を除去する周波数等化部と、
    遅延波に対応する周波数成分が除去された信号に対する直交逆変換を行って時間領域の信号へ変換する直交逆変換部と、
    を有する請求項１０記載の受信装置。
  13. 既知のパイロットデータからなるパイロットシンボルを含む信号を受信する受信手段と、
    前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて最大遅延時間以上の範囲の遅延プロファイルを作成する作成手段と、
    作成された遅延プロファイルに振幅が０の区間を付加して拡張する拡張手段と、
    拡張後の遅延プロファイルに対する直交変換を行って周波数領域における回線推定値へ変換する変換手段と、
    を有する受信装置。
  14. 前記作成手段は、
    前記パイロット区間を用いて回線推定を行う回線推定部と、
    前記回線推定の結果に対する直交逆変換を行って遅延プロファイルへ変換する直交逆変換部と、
    を有する請求項１３記載の受信装置。
  15. 前記作成手段は、
    前記パイロット区間と前記パイロットデータとの時間波形の相関を取ることにより遅延プロファイルを作成する請求項１３記載の受信装置。
  16. 前記作成手段は、
    前記パイロットデータを遅延させて係数を乗じることにより前記パイロット区間のレプリカを生成するフィルタと、
    生成されたレプリカと実際のパイロット区間との差分を算出する比較部と、
    算出された差分を小さくするように前記フィルタの係数を修正する係数修正部と、を有し、
    前記フィルタは、
    前記差分が最小となった場合に、前記係数を遅延プロファイルとして出力する請求項１３記載の受信装置。
  17. 複数の受信アンテナを備えＭＩＭＯ通信を行う受信装置であって、
    既知かつ不変なパターンのパイロットデータからなるパイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが配置されたストリームが複数混在する信号を複数の受信アンテナから受信する受信手段と、
    前記パイロットシンボルに対応するストリームごとのパイロット区間を用いて、前記パイロット区間以上の時間長に対応する周波数ごとの回線推定値を前記ストリームと前記受信アンテナの組み合わせごとに算出する算出手段と、
    算出された回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応するストリームごとの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する除去手段と、
    未復調のストリームのうち受信品質が最高のストリームに対応する遅延波除去結果を用いて当該ストリームの情報シンボル区間を復調し受信レプリカを生成する生成手段と、を有し、
    前記除去手段は、
    生成された受信レプリカを受信信号から減算して前記受信品質が最高のストリーム以外のストリームの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する受信装置。
  18. 送信装置および受信装置を有する無線通信システムであって、
    前記送信装置は、
    情報データから複数の情報シンボルを生成する第１生成手段と、
    既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成する第２生成手段と、
    前記パイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信する送信手段と、
    を有し、
    前記受信装置は、
    前記フレーム構成の信号を受信する受信手段と、
    前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて回線推定を行う推定手段と、
    前記回線推定の結果を周波数軸上で補間して回線推定値を求める補間手段と、
    求められた回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去する除去手段と、
    を有する無線通信システム。
  19. 送信装置および受信装置を有する無線通信システムにおける無線通信方法であって、
    前記送信装置が、
    情報データから複数の情報シンボルを生成するステップと、
    既知かつ不変なパターンのパイロットデータからパイロットシンボルを生成するステップと、
    前記パイロットシンボルの後に前記複数の情報シンボルが続くフレーム構成の信号を送信するステップと、
    を有し、
    前記受信装置が、
    前記フレーム構成の信号を受信するステップと、
    前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて回線推定を行うステップと、
    前記回線推定の結果を周波数軸上で補間して回線推定値を求めるステップと、
    求められた回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応する情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去するステップと、
    を有する無線通信方法。
  20. 既知のパイロットデータからなるパイロットシンボルを含む信号を受信するステップと、
    前記パイロットシンボルに対応するパイロット区間を用いて最大遅延時間以上の範囲の遅延プロファイルを作成するステップと、
    作成された遅延プロファイルに振幅が０の区間を付加して拡張するステップと、
    拡張後の遅延プロファイルに対する直交変換を行って周波数領域における回線推定値へ変換するステップと、
    を有する無線通信方法。
  21. 既知かつ不変なパターンのパイロットデータからなるパイロットシンボルの後に複数の情報シンボルが配置されたストリームが複数混在する信号を複数の受信アンテナから受信するステップと、
    前記パイロットシンボルに対応するストリームごとのパイロット区間を用いて、前記パイロット区間以上の時間長に対応する周波数ごとの回線推定値を前記ストリームと前記受信アンテナの組み合わせごとに算出するステップと、
    算出された回線推定値を用いて前記複数の情報シンボルに対応するストリームごとの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去するステップと、
    未復調のストリームのうち受信品質が最高のストリームに対応する遅延波除去結果を用いて当該ストリームの情報シンボル区間を復調し受信レプリカを生成するステップと、
    生成された受信レプリカを受信信号から減算して前記受信品質が最高のストリーム以外のストリームの情報シンボル区間に含まれる遅延波を除去するステップと、
    を有する無線通信方法。
JP2006553846A 2005-01-20 2005-12-27 送信装置、受信装置、および無線通信方法 Expired - Fee Related JP4884987B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006553846A JP4884987B2 (ja) 2005-01-20 2005-12-27 送信装置、受信装置、および無線通信方法

Applications Claiming Priority (8)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005013162 2005-01-20
JP2005013162 2005-01-20
JP2005051204 2005-02-25
JP2005051204 2005-02-25
JP2005073366 2005-03-15
JP2005073366 2005-03-15
PCT/JP2005/023974 WO2006077729A1 (ja) 2005-01-20 2005-12-27 送信装置、受信装置、および無線通信方法
JP2006553846A JP4884987B2 (ja) 2005-01-20 2005-12-27 送信装置、受信装置、および無線通信方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2006077729A1 true JPWO2006077729A1 (ja) 2008-06-19
JP4884987B2 JP4884987B2 (ja) 2012-02-29

Family

ID=36692120

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2006553846A Expired - Fee Related JP4884987B2 (ja) 2005-01-20 2005-12-27 送信装置、受信装置、および無線通信方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8279953B2 (ja)
EP (1) EP1821436A4 (ja)
JP (1) JP4884987B2 (ja)
CN (1) CN101103572B (ja)
WO (1) WO2006077729A1 (ja)

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ES2661959T3 (es) 2005-03-10 2018-04-04 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Aparato receptor de radio y aparato transmisor de radio
CN1870465B (zh) * 2005-05-24 2011-06-01 都科摩（北京）通信技术研究中心有限公司 循环训练序列的生成方法、通信系统和通信方法
KR101037829B1 (ko) * 2006-04-25 2011-05-31 닛본 덴끼 가부시끼가이샤 파일럿 신호 전송 방법 및 무선 통신 장치
JP4831322B2 (ja) * 2006-06-12 2011-12-07 日本電気株式会社 移動通信システム及び受信装置
US8149929B2 (en) * 2008-06-17 2012-04-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Receiver and method for processing radio signals using soft pilot symbols
JP5023007B2 (ja) * 2008-07-09 2012-09-12 日本放送協会 Ｏｆｄｍ信号受信装置および中継装置
US8179783B2 (en) 2008-08-13 2012-05-15 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) System and method of modulation and coding scheme adjustment for a LTE shared data channel
EP2378685A4 (en) * 2009-01-08 2013-09-18 Sharp Kk TRANSMITTER, TRANSMISSION PROCEDURE, COMMUNICATION SYSTEM AND COMMUNICATION PROCESS
WO2010122488A1 (en) * 2009-04-21 2010-10-28 Koninklijke Philips Electronics N.V. Device and method for detecting channel state
GB2473674A (en) * 2009-09-22 2011-03-23 Sony Corp OFDM receiver with a plurality of prediction filters to reduce noise in channel transfer function estimates
US8483266B2 (en) * 2010-07-30 2013-07-09 Lsi Corporation Methods and apparatus for adaptation of continuous time-decision feedback equalizers with programmable adaptation patterns
JP2012191602A (ja) * 2011-02-25 2012-10-04 Nagoya Institute Of Technology 受信装置
JP5665968B2 (ja) 2011-03-23 2015-02-04 三菱電機株式会社 伝送路推定装置、伝送路推定方法、及び受信装置
EP2698938A4 (en) * 2011-04-11 2014-10-22 Nippon Techno Resources Inc METHOD FOR PROVIDING THE GENERATION OF A TRANSMISSION SIGNAL WITH A CODE SEQUENCE, COMMUNICATION SYSTEM AND MEASURING SYSTEM
JP5602307B2 (ja) 2011-07-11 2014-10-08 三菱電機株式会社 等化装置、受信装置及び等化方法
CN102739272B (zh) * 2012-06-26 2014-08-20 哈尔滨工程大学 一种基于fpga实现的信道化接收机子信道实时频谱合成方法
WO2014017137A1 (ja) * 2012-07-27 2014-01-30 日本電気株式会社 受信装置、送受信端末、伝搬遅延時間測定方法およびコンピュータプログラム
WO2014124661A1 (en) * 2013-02-12 2014-08-21 Nokia Solutions And Networks Oy Zero insertion for isi free ofdm reception
KR102071550B1 (ko) * 2013-03-06 2020-01-31 삼성전자주식회사 전력 절감을 위한 이동용 전자 장치 및 그 방법
KR20140127949A (ko) * 2013-04-26 2014-11-05 삼성전자주식회사 필터뱅크기반 다중반송파 통신시스템에서의 데이터 송수신 방법 및 장치
JP6491439B2 (ja) * 2014-09-02 2019-03-27 日本放送協会 受信装置及びプログラム
US9967070B2 (en) * 2014-10-31 2018-05-08 Qualcomm Incorporated Pilot reconfiguration and retransmission in wireless networks
US9780969B2 (en) * 2014-12-23 2017-10-03 Intel Corporation Transferring data between elements of a cable communication device
JP6219861B2 (ja) * 2015-01-21 2017-10-25 日本電信電話株式会社 空間多重光伝送システム及び空間多重光伝送方法
US11009584B2 (en) * 2015-05-21 2021-05-18 Ascentia Imaging, Inc. Localization system and associated method
CN106549899B (zh) * 2015-09-16 2019-08-02 中国航空工业第六一八研究所 一种无人机数据链信道均衡方法
EP3417659B1 (en) * 2016-02-17 2022-04-13 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) Systems and methods of providing a guard interval for transmissions in a communication system
EP3427457B1 (fr) * 2016-03-11 2020-09-09 Orange Procédé et dispositif de transmission multiservice avec modulation fc-ofdm et récepteur correspondant
EP3537678B1 (en) * 2018-03-08 2022-05-04 Institut Mines Telecom - IMT Atlantique - Bretagne - Pays de la Loire Pseudo-guard intervals insertion in an fbmc transmitter
US11611459B1 (en) * 2021-08-25 2023-03-21 Qualcomm Incorporated Symbol configuration for single-carrier for frequency domain equalization waveform

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3514811B2 (ja) 1994-03-31 2004-03-31 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ伝送方法、ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ受信装置
JP2934225B1 (ja) 1998-04-06 1999-08-16 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 Ｏｆｄｍ復調装置
JP4113651B2 (ja) 2000-04-10 2008-07-09 日本放送協会 デジタル放送受信装置
US6912258B2 (en) 2000-07-07 2005-06-28 Koninklijke Philips Electtronics N.V. Frequency-domain equalizer for terrestrial digital TV reception
JP3997890B2 (ja) * 2001-11-13 2007-10-24 松下電器産業株式会社 送信方法及び送信装置
JP3875118B2 (ja) 2002-02-20 2007-01-31 ソフトバンクテレコム株式会社 直交周波数分割多重通信システム
US7454209B2 (en) * 2002-09-05 2008-11-18 Qualcomm Incorporated Adapting operation of a communication filter based on mobile unit velocity
US20040203476A1 (en) * 2002-10-08 2004-10-14 Jung-Tao Liu Method of feedback for HSDPA system using OFMDA
US7002900B2 (en) * 2002-10-25 2006-02-21 Qualcomm Incorporated Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system
JP4298320B2 (ja) * 2002-11-08 2009-07-15 富士通株式会社 Ｏｆｄｍ伝送方式における受信装置
JP4291019B2 (ja) 2003-03-13 2009-07-08 株式会社日立国際電気 Ｏｆｄｍ方式の伝送装置
KR100969780B1 (ko) * 2003-10-31 2010-07-13 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식 통신 시스템에서 파일럿 신호 송수신 장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
US20090046787A1 (en) 2009-02-19
CN101103572A (zh) 2008-01-09
US8279953B2 (en) 2012-10-02
JP4884987B2 (ja) 2012-02-29
EP1821436A4 (en) 2013-01-09
CN101103572B (zh) 2011-03-23
EP1821436A1 (en) 2007-08-22
WO2006077729A1 (ja) 2006-07-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4884987B2 (ja) 送信装置、受信装置、および無線通信方法
KR100922257B1 (ko) Ｏｆｄｍ 전송 방식에서의 수신 장치
JP4523294B2 (ja) 通信装置
JP4701964B2 (ja) マルチユーザ受信装置
US8520748B2 (en) Transmitter, OFDM communication system, and transmission method
JP4311132B2 (ja) Ｏｆｄｍ伝送方式における受信装置
JP4952088B2 (ja) 送信装置、送信方法、受信装置、受信方法及び伝送システム
JP4271235B2 (ja) シングルキャリア受信機における周波数領域イコライゼーション方法及び装置
JP4644978B2 (ja) Ｏｆｄｍ通信システム、ｏｆｄｍ通信方法およびｏｆｄｍ通信装置
KR20060104561A (ko) 광대역 무선 통신 시스템에서 안테나 선택 다이버시티 장치및 방법
KR100798968B1 (ko) 직교 분할 다중 접속 시스템에서 파일럿 신호 송수신 방법 및 장치
KR20040029062A (ko) 멀티캐리어 ｃｄｍａ 전송 시스템, 이 시스템에 사용하는송신장치 및 수신장치, 멀티캐리어 ｃｄｍａ 전송방법
JP2006246129A (ja) 伝送システム、送信装置及び受信装置
CN101133580A (zh) 接收装置
KR20100060456A (ko) 무선 통신 시스템에서 주파수 추정 방법 및 장치
EP1901506B1 (en) Inter-symbol interference cancellation method for orthogonal frequency division multiple access system
JP4157159B1 (ja) 受信装置及び受信方法
JP2005192109A (ja) Ｏｆｄｍ無線通信システムのための伝搬路推定器及びこれを用いた受信装置
JP2007201523A (ja) 受信信号等化装置および方法
JP2007158721A (ja) 受信機およびシンボル区間抽出方法
JP3869374B2 (ja) シンボルタイミング検出回路
JP2003069530A (ja) マルチキャリアｃｄｍａ受信装置
KR20060073257A (ko) 주파수공간 블록 코드-직교 주파수 분할 다중화시스템에서 사이클릭 프리픽스 길이 추정을 통한 고속푸리에 변환 시작 위치 교정 장치 및 그 방법
KR100695005B1 (ko) 직교주파수분할다중 기반 수신기의 채널 추정 장치 및 그방법
JP2006054675A (ja) Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ信号中継装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20081215

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20110913

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20111031

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20111122

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20111207

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20141216

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees