JP4291019B2 - Ｏｆｄｍ方式の伝送装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送方式として、互いに直交する複数本の搬送波(キャリア)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下ＯＦＤＭ方式と記す）の伝送装置で用いるＯＦＤＭ信号の構造に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式として、ＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代テレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で、多くの応用研究が進められている。 この内、ＵＨＦ帯の地上デジタル放送方式については、例えば、映像情報メディア学会誌(非特許文献１)に詳しく記されている。
【０００３】
しかし、地上デジタル放送方式は非常に複雑な方式のため、この方式の本質を見失う恐れがある。そこで、以下の説明では、より簡単なキャリア構造を有する方式に適用した場合を例に取って説明する。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式では、図２の様に、一定の伝送帯域幅内に互いに直交するＫ本、例えば８０９本の搬送波（キャリア）を設け、情報符号によって指定キャリアを６４ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)等の変調方式を用いて変調して伝送する。
【０００５】
また、その時間波形は、図３に模式的に示す構造を有している。図において、Ｔｕ期間の信号は、後述する逆離散フーリエ変換(ＩＤＦＴ)で得られる有効シンボル期間の信号であり、斜線を施した部分ｂ’は、有効シンボル期間の信号の終わりの部分ｂをコピーして付け加えたガードインターバルの部分を表す。
【０００６】
送信信号の１シンボルは、期間長Ｔｕの有効シンボル期間の信号にガード期間長Ｔｇのガードインターバルの信号を加えたＴｓ期間の信号で構成される。図中のＮｕは有効シンボル期間のサンプリング点数であり、ＩＤＦＴのポイント数と等しい値である。また、Ｎｇはガードインターバルのサンプリング点数である。以下、各期間の時間間隔を強調したい時はＴｕ，Ｔｇ等の記号を用いて時間間隔を表し、サンプリング点数を強調したい時はＮｕ，Ｎｇ等の記号を用いて時間間隔を表すこととする。 サンプリングクロック周期をＴｃｋとすると、期間長とサンプリング点数の間には、例えばＴｕとＮｕの間には、Ｔｕ＝Ｎｕ×Ｔｃｋの関係が成り立つ。通常、ガード期間長Ｎｇは、有効シンボル長Ｎｕの２の冪乗分の１倍、例えば、１／４，１／８，１／１６，１／３２倍等に設定される。
【０００７】
上記ガードインターバルは、マルチパスフェージングに対する耐性を増すために挿入するものである。 詳細な説明は省略するが、このガードインターバルをＮｇサンプリング点数分設けると、遅延時間Ｔｇ＝Ｎｇ×Ｔｃｋの遅延波であれば、例え遅延波が混入しても正しく符号を復号することができるようになる。
【０００８】
一方、図４はキャリア構造の一部を拡大して更に詳しく説明する図であって、同様の構造が全伝送帯域に渡って繰り返されると考えて良い。 図４において、横方向に並ぶ「□」印は、それぞれ１本のキャリアを表す。横一列の「□」印はＯＦＤＭ信号の１つのシンボルを表し、縦方向は時間の経過を表している。
【０００９】
ＣＰと書かれた「□」印は、復調の際に必要になる基準信号を再生するのに用いるパイロットキャリアＰの位置を示している。また、何も書かれていない「□」印は、例えば６４ＱＡＭで変調されたキャリア位置を表している。なお、日本のＵＨＦ帯の地上デジタル放送方式では、パイロットキャリアＰは、図５のＳＰと書かれた「□」印のように、周波数方向と時間方向にばらまかれた位置に配置されている。そのため、パイロットキャリアＰはＳＰ(Scattered Pilot)と銘々されている。しかし、図４のキャリア構造ではパイロットキャリアＰを時間方向に連続的に挿入しているので、連続性を強調したＣＰ(Continual Pilot)に変えて示した。
【００１０】
図６と図７は、ＯＦＤＭ方式の送信装置と受信装置を構成する回路の中から、本発明に関係する部分を取り出して示した回路図である。
【００１１】
送信前処理回路１に入力された情報符号は、誤り訂正符号への変換、６４ＱＡＭへのマッピング及び図４に従って、ｄＫｐ＝８本毎にＣＰキャリアを挿入する等の前処理により、図４の横一列に並ぶ各キャリアの信号を表す８０９ポイントの信号に変換される。そして、その両側にレベル０の信号を加えることにより、合計１０２４ポイントの周波数分布イメージの信号列が作成される。
【００１２】
作成された信号列はＮｕ＝１０２４ポイントの逆離散フーリエ変換(ＩＤＦＴ)を実施するＩＦＦＴ回路２に入力され、同じＮｕ＝１０２４ポイント（サンプリング点数）の信号で構成される図３の有効シンボル期間Ｔｕ＝Ｎｕ×Ｔｃｋの時間波形を表す信号列に変換される。ガードインターバル(Ｇ)挿入回路３は、この有効シンボル期間の時間波形の内のｂの部分、例えばＮｇ＝６４サンプリング点の部分をｂ’の部分にコピーして挿入する回路である。
【００１３】
この様にガードインターバルを挿入された信号は、送信後処理回路４において更に直交変調、Ｄ／Ａ変換、アップコンバート等の後処理を施された後、アンテナ５から送信される。
【００１４】
図７の受信装置のアンテナ６で受信された信号は、受信前処理回路７においてダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換、直交復調等の前処理を実施され、時間系の複素ベクトル信号ｚin(ｎ)として出力される。ここで、ｎはサンプリング点の番号である。出力された複素ベクトル信号は２つに分岐され、その一方は、Ｇ(ガード)相関回路８に入力され、他方は信号切り出し回路９に入力される。
【００１５】
この内、Ｇ相関回路８は、受信されたＯＦＤＭ信号のシンボル位置を検出する回路である。この回路で実施する演算内容を、図８を用いて説明する。
【００１６】
Ｇ相関回路８(図７)に入力されたＯＦＤＭ信号の時間系列の複素ベクトル信号ｚin(ｎ)は２つに分岐され、その一方は図８（ｂ）のように、有効シンボル期間Ｔｕだけ遅延される。 ここで、有効シンボル期間のサンプリング点数Ｎｕは、ＩＦＦＴのポイント数Ｎｕに等しくなる。
【００１７】
有効シンボル期間Ｎｕだけ遅延された信号ｚin(ｎ−Ｎｕ)と、遅延しない信号ｚin(ｎ)はサンプリング点毎に複素乗算され、
ｚmul(ｎ)＝ ｚin(ｎ)×ｚin(ｎ−Ｎｕ)* ・・・・・・・（１）
が算出される。 ここで、Ａ*は、複素数Ａの共役複素数を表す。
【００１８】
この複素乗算信号の波形を、図８（ｃ）に模式的に示す。同じ信号ｂとｂ’を乗算する範囲の値は、｜ｂ(ｎ)｜2＋ｊ・０となり、図８の期間２１の様に正の実数値になる。なお、ＯＦＤＭ信号はランダム雑音に近い波形であり、その振幅値である｜ｂ(ｎ)｜2の値もランダムに振動する。 そのため、正確には図８の期間２１のＩ成分(実数成分)のレベルもランダムに振動するが、ここでは簡単のため直線を用いて模式的に示した。
【００１９】
一方、図８の期間２２のように、Ｃ×Ｂ*等互いに異なる複素ベクトル信号を乗算する期間の複素乗算信号は、ランダムなままの波形になる。
【００２０】
複素乗算で得られた複素ベクトル信号ｚmul(ｎ)において、各サンプリング点毎にガード期間長と同じサンプリング点数Ｎｇ＝６４点の信号の加算値の絶対値ｃｇ(ｎ)を、式(２)により算出し、
ｃｇ(ｎ)＝｜Σｚmul(ｎ−ｎ’)｜ ・・・・・・・（２）
(ここで、ｎ’＝０〜Ｎｇ−１)
Ｇ相関信号ｃｇとして出力する。図８（ｄ）は、このＧ相関信号ｃｇの波形を模式的に示したものである。
【００２１】
サンプリング点２３では、加算する信号がランダムに変化するＮｇサンプルの信号であるため、互いに打ち消し合い、レベルが比較的小さくランダムな信号になる。
【００２２】
これに対し、サンプリング点２４では、加算する信号が全て同じ信号ｂとｂ’同士の乗算値｜ｂ(ｎ)｜2＋ｊ・０になる。そのため、Ｎｇ個の正の実数値が、互いに打ち消し合うことなく全て加算されるようになり、図８（ｄ）の太い矢印で示す様に、大きな正の実数値の信号になる。
【００２３】
サンプリング点２５の様にサンプリング点２４から少しずれると、加算する正の実数値の数が減り、代わりに互いに打ち消し合うランダムな信号の数が増加してそのレベルは徐々に小さくなる。
【００２４】
そのため、得られたＧ相関信号ｃｇの波形は、図８（ｄ）の様にシンボル期間の境界点でピークを持つほぼ三角形の波形になる。従って、このピーク点の位置を検出することにより、注目しているシンボル期間の境界点の位置を検出することができる。
【００２５】
図７の回路に戻り、受信前処理回路７から出力されて２つに分岐された他方の複素ベクトル信号が入力される信号切り出し回路９には、上記のＧ相関回路８で検出されたシンボル期間の境界点の位置信号が入力され、この境界点の位置信号に従って図３の有効シンボル期間Ｔｕに対応する１０２４サンプリング点の信号列が切り出される。 切り出された信号列は、Ｎｕ＝１０２４ポイントの離散フーリエ変換(ＤＦＴ)を実施するＦＦＴ回路１０に入力され、周波数分布イメージの信号列である図４の横一列の信号列に戻される。
【００２６】
一方、６４ＱＡＭでマッピングされた信号を復号するには、一般の教科書にも記載されているように、信号空間上の物差しに相当する基準信号が必要である。図４のパイロットキャリアＣＰは、この基準信号の再生を可能にするために挿入された信号である。例えば、図４のキャリア２６に対する基準信号は、このキャリア近傍に並ぶ同じシンボル内の複数のＣＰキャリアであるＣＰ１、ＣＰ２等のキャリアの信号を内挿演算して算出する。そして、算出された基準信号を用いて６４ＱＡＭの復号を実施する。 図７の受信後処理回路１１は、この６４ＱＡＭのデマッピングと、得られた符号の誤り訂正等の後処理を実施する回路である。受信後処理回路１１から出力された符号は、復号された情報符号として受信装置から出力される。
【００２７】
ところで、詳細な説明は省略するが、受信信号に、マルチパスによる遅延波が混入すると、図７のＦＦＴ回路１０から出力される信号に含まれる直接波成分信号の各キャリアの基準信号の位相角が、図９の（ａ）のように一定であっても、受信信号に混入した遅延波成分信号に対する各キャリアの基準信号の位相角は、図９の（ｂ）のように、キャリア番号が増加するに連れてキャリア方向に一定の割合で回転する現象が発生する。 そして、その回転の割合（回転周波数）は、遅延波の遅延時間とともに変化する。
【００２８】
例えば、ＦＦＴのポイント数を１０２４点とすると、直接波に対してｎサンプリング期間遅れた遅延波の基準信号の位相角は１０２４キャリア(サンプリング)当たりｎ回転の割合で回転し、正の周波数成分の回転が発生する。従って、キャリア番号を時間軸に見立ててこの基準信号の回転周波数の分布を表すと、図１０の斜線枠のように、遅延波の回転振動の周波数成分は正方向の軸上にのみ現れる分布になる。なお、図９で各キャリアの基準信号のキャリア方向における回転の周波数を、通常の時間軸上における振動の周波数と区別する必要がある場合は、以下「キャリア方向周波数」と記す。図１０の横軸は、このキャリア方向周波数を１０２４キャリア当たりの回転数で表したものであり、以下簡単のため、この周波数の単位を「ｃＨｚ」と記す。
【００２９】
以上の知識を踏まえて、図７の受信後処理回路１１で実施する基準信号の再生方法を更に詳しく説明する。 即ち、この基準信号を再生するため、ＦＦＴ回路１０から出力された信号列はＰ(パイロット)キャリア抽出＆ゼロ挿入回路１２に入力される。 そして、ＦＦＴ回路１０の出力信号から、ｄＫｐ＝８キャリア毎に挿入されているＣＰキャリア信号(図４)を抽出すると共に、残りのキャリアの信号値を零にして出力する。 この処理は、図９の８キャリア毎のＣＰキャリア位置に太い矢印で示す基準信号をサンプリングした信号になっており、そのキャリア方向周波数分布は、図１１（ａ）〜（ｈ）の様に、図１０の分布が巡回的に８回繰り返される構造になる。なお、斜線枠は、ガード期間長Ｎｇ＝６４の時に復号可能な遅延波によって生じるキャリア方向周波数成分の分布の範囲を表している。また、縦の矢印のキャリア方向周波数の位置は、受信される直接波(通常は主波)で発生するキャリア方向周波数成分の位置を表している。
【００３０】
そこで、基準信号の再生は、Ｐキャリア抽出＆ゼロ挿入回路１２で抽出して得られたＣＰキャリア信号列を、複素フィルタで構成されたキャリア方向内挿回路１３に入力し、図１１（ａ）の太い枠線で示す領域の成分を抜き出すことにより実施することができる。
【００３１】
従って、この方法で基準信号を再生可能な遅延波の最大の遅延時間は、実際には、図１２の様に、Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐ＝１０２４／８＝１２８サンプリング期間の長さの遅延時間Ｔｇ０＝Ｎｇ０×Ｔｃｋになる。
【００３２】
ところで、前述したように、ＯＦＤＭ方式では挿入したガードインターバルの期間長Ｎｇまでの範囲の遅延時間の遅延波であれば、直接波に混入していても、復号可能である。従って、ガードインターバルの長さを長くするほど、遅延波に対する耐性を上げることができる。 しかし、Ｎｇ０＝１２８サンプリング期間より長くした場合、この期間を超える遅延時間の遅延波が混入すると基準信号を正しく再生できなくなるため結局復号できず、ガードインターバル期間に無駄が生じる。
【００３３】
逆に、ガードインターバルの長さがＮｇ０＝１２８サンプリング期間より短い場合は、ガードインターバルによって復号可能になる遅延波で発生するキャリア方向周波数成分の分布が図１１の様になり、基準信号を再生可能なキャリア方向周波数帯域に無駄が生じる。
【００３４】
これらの無駄は、何れも結局のところ伝送レートの低下を招くため、好ましくない。従って、ＯＦＤＭ信号で設定するガードインターバルのサンプリング点数Ｎｇとしては、Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐ＝１２８サンプリング点に設定するのが、最も無駄がなく好ましい。
【００３５】
【非特許文献１】
“映像情報メディア学会誌”、１９９８年，Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１
【００３６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、送信する複数本のキャリアの間に一定のキャリア間隔ｄＫｐでＣＰキャリアを挿入すると、ＣＰキャリアの信号成分のみからなるＣＰ成分信号の時間波形には、有効シンボル長ＮｕとＣＰキャリア間隔ｄＫｐの比、すなわち、 Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐの期間を単位とする周期性が発生する。
【００３７】
例えば、Ｎｕ＝１０２４、ｄＫｐ＝８とすると、図１３（ａ）に模式的に示す様に、有効シンボル期間を丁度８等分する、Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐ＝１２８サンプリング点数を単位とする周期性が発生する。図において、小さな四角の枠内の折れ線波形が同じ部分は全て同じ時間波形であり、枠内の折れ線波形の上下が反転している部分はその期間の時間波形の極性が互いに反転していることを表す。
【００３８】
一方、Ｇ相関信号ｃｇを算出する際、図１３（ａ）の信号を有効シンボル長に相当するサンプリング点数Ｎｕだけ遅延して複素乗算するが、ガード期間長Ｎｇが、Ｎｇ０／２＝６４の様にＮｇ０以外の値であれば、図１３（ａ）と（ｂ）の様に、範囲ｂを除く領域の波形は互いにずれて相関が無くなる。そのため、その複素乗算値は図８（ｃ）と同様に範囲ｂのみ正の実数になり、その他の領域ではランダムな波形になる。そして、そのＧ相関信号波形として、図８（ｄ）の様な三角波形関波形が得られる。
【００３９】
しかし、ガード期間長Ｎｇを上記の値Ｎｇ０＝１２８に設定すると、図１４（ａ）と（ｂ）の様に、範囲ｂを除く領域の波形は互いに逆極性ではあるが正確に同じ波形の信号になり、図８（ｃ）に対応する複素乗算後の信号波形は、図１４（ｃ）の様に、それぞれの領域で振幅は等しいが極性が反転した波形になる。従って、図８（ｄ）に対応する相関信号波形は図１４（ｄ）の実線の波形になり、三角波形が得られなくなる。
【００４０】
実際には、このＣＰキャリアの信号成分のみからなるＣＰ成分信号の相関信号に、図１４（ｄ）に破線で示すデータキャリア信号成分の相関信号が加算されるため、図１４（ｅ）の実線の様に三角波形に近いＧ相関信号波形になる。しかし、フロア部分のレベルが上がるため、雑音レベルが高くなるとピーク点の検出に対する誤り率が増加する問題が生じる。ここで、図１４では、説明を簡単にするため、図８（ｄ）の雑音波形に相当する部分を直線で近似して示した。
【００４１】
上記問題は遅延波が混入すると更に悪化する。例えば、図１５（ｂ）の様に、サンプリング点数Ｎｇに相当する遅延時間で、しかも同レベルで逆極性の遅延波が混入すると、その混合信号のＣＰ成分信号の時間波形は、図１５（ｃ）の様になる。 即ち、ガードインターバルの期間では直接波と遅延波のＣＰ成分信号が逆極性になり、互いに打ち消しあってそのレベルが０になる。しかし、それ以外の期間では互いに同極性になって加算され、そのレベルが２倍になる。そのため、ＣＰ成分信号の図８（ｃ）に対応する複素乗算後の信号波形は、図１５（ｅ）に示す様に、直接波と遅延波の範囲ｂの複素乗算値は０になり、その他の領域の複素乗算値は振幅が４倍で極性が負の波形になる。そのため、その相関信号波形は図１５（ｆ）のように、図８（ｄ）の波形とは全く逆で、シンボルの境界近傍でレベルが下がる相関信号波形になる。
【００４２】
実際にはこのＣＰ成分信号の相関信号に破線で示すデータキャリア成分による相関信号(台形になる)が加算される。しかし、通常、ＣＰキャリア信号のレベルはデータキャリアの信号レベルの４／３倍等、データキャリアの平均レベルより大きいレベルに設定されるため、ＣＰ成分信号の相関信号とデータキャリア信号成分の相関信号を加算して得られるＧ相関信号波形は、図１５（ｇ）の様な波形になり、必ずしもシンボルの境界近傍にピークが発生しない波形になる。
【００４３】
そのため、かなり特殊な条件下ではあるが、シンボルの境界位置の検出を誤り、シンボル同期はずれを起こし易くなる問題が生じる。
【００４４】
本発明の目的は、受信信号の状態によらず常に歪の無いＧ相関波形が得られ、シンボル同期がはずれ難いＯＦＤＭ信号でありながら、挿入するパイロットキャリアの本数やガード期間長に無駄のないＯＦＤＭ方式の伝送装置を提供することにある。
【００４５】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、第１の本発明は、設定するガード期間長Ｎｇを、図１の様に、帯域の利用効率低下の原因となるキャリア方向周波数帯域あるいはガード期間長の無駄が最も少なく効率的なガードインターバルのサンプリング点数Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐの近傍のガード期間長であるが、Ｎｇ０に等しくないガード期間長に設定するものである。
【００４６】
ところで、地上デジタル放送方式を始めとする従来のＯＦＤＭ方式の伝送装置では、ガード期間長Ｎｇは、１０２４ポイント等、２の冪乗ポイントの有効シンボル長Ｎｕを正確に割り切れる、Ｎｕの２の冪乗分の１倍の値、例えば、Ｎｕの１／４，１／８，１／３２倍等の値に設定していた。すなわち、例えば、Ｎｇ＝２５６，１２８，６４等のサンプリング点数に設定していた。
【００４７】
これに対し、第１の本発明では、ガード期間長として、これらの従来の設定値以外のサンプリング点数にガード期間長を設定することを意味する。
【００４８】
具体的には、第１の本発明は、互いに直交するＫ本の搬送波(キャリア)を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置において、該ＯＦＤＭ方式の伝送信号であるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長Ｔｕのサンプリング点数がＮｕであって、ｄＫｐ本毎にパイロットキャリアＣＰを挿入されたキャリア構造を有し、該ＯＦＤＭ信号のガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、Ｎｕ／ｄＫｐの四捨五入値ｒｏｕｎｄ(Ｎｕ／ｄＫｐ)を除く、
ｒｏｕｎｄ((Ｎｕ／ｄＫｐ)／２)＜Ｎｇ＜ｒｏｕｎｄ(Ｎｕ／ｄＫｐ)
あるいは、
ｒｏｕｎｄ(Ｎｕ／ｄＫｐ)＜Ｎｇ＜ｒｏｕｎｄ((Ｎｕ／ｄＫｐ)×２)
の範囲内にある整数値であるＯＦＤＭ信号としたものである。
【００４９】
また、第２の本発明は、互いに直交するＫ本の搬送波(キャリア)を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置において、該ＯＦＤＭ方式の伝送信号であるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長Ｔｕのサンプリング点数がＮｕであって、ｄＫｐ本毎にパイロットキャリアＣＰを挿入されたキャリア構造を有し、該ＯＦＤＭ信号のガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、Ｎｕ／ｄＫｐの四捨五入値ｒｏｕｎｄ(Ｎｕ／ｄＫｐ)を除く、
ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×ｄＫｐ2／[(ｄＫｐ＋１)2×(ｄＫｐ−１)]］
≦Ｎｇ＜ｒｏｕｎｄ(Ｎｕ／ｄＫｐ)
あるいは、
ｒｏｕｎｄ（Ｎｕ／ｄＫｐ）＜Ｎｇ
≦ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×(ｄＫｐ−１)2／[ｄＫｐ2・(ｄＫｐ−２)]］
の範囲内にある整数値であるＯＦＤＭ信号としたものである。
【００５０】
また、第３の本発明は、ＯＦＤＭ信号のガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、第１と第２の本発明に記載の範囲にあり、かつ２m×Ｍ(但し、ｍ＝１，２，・・・、Ｍ＝３，４，・・・）を満たす整数値であるＯＦＤＭ信号としたものである。
【００５１】
更に、第４の本発明は、パイロットキャリアであるＣＰキャリアを、シンボル毎に異なるランダム符号Ｗｉで変調するものである。
【００５２】
具体的には、第４の本発明は、互いに直交するＫ本の搬送波(キャリア)を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置において、当該ＯＦＤＭ方式の伝送信号であるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長Ｔｕのサンプリング点数がＮｕであって、ｄＫｐ本毎にパイロットキャリアＣＰを挿入されたキャリア構造を有し、該パイロットキャリアＣＰが、隣接するシンボル間で互いに異なるランダム符号列Ｗｉ，Ｗｉ’，Ｗｉ”，・・・で変調されたＯＦＤＭ信号としたものである。
【００５３】
また、第５の本発明は、第４の本発明において、ＯＦＤＭ信号は、パイロットキャリアＣＰを互いに異なる２つのランダム符号列ＷｉとＷｉ’でシンボル毎に交互に変調したＯＦＤＭ信号としたものである。
【００５４】
また、第６の本発明は、第４と第５の本発明において、ＯＦＤＭ信号のガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、
ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×ｄＫｐ2／[(ｄＫｐ＋１)2×(ｄＫｐ−１)]］≦Ｎｇ
≦ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×(ｄＫｐ−１)2／[ｄＫｐ2・(ｄＫｐ−２)]］
の範囲内にある整数値であるＯＦＤＭ信号としたものである。
【００５５】
更に、第７の本発明は、図５のように、パイロットキャリアＳＰを周波数方向と時間方向にばらまかれた位置に配置し、且つ、パイロットキャリアＳＰを有する斜線を施したパイロットキャリアの間隔をｄＫｐとする時、そのガード期間長Ｎｇを、Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐの近傍の値に設定するものである。
【００５６】
具体的には、第７の本発明は、互いに直交するＫ本の搬送波(キャリア)を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置において、ＯＦＤＭ方式の伝送信号であるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長Ｔｕのサンプリング点数がＮｕで、ｍｐを２以上の整数とする時、（ｍｐ×ｄＫｐ）本毎にパイロットキャリアＳＰを挿入され、パイロットキャリアＳＰの挿入位置がｍｐシンボル周期でｄＫｐ本単位で順次ずらされて配置されるキャリア構造を有し、該ＯＦＤＭ信号のガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、
ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×ｄＫｐ2／[(ｄＫｐ＋１)2×(ｄＫｐ−１)]］≦Ｎｇ
≦ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×(ｄＫｐ−１)2／[ｄＫｐ2・(ｄＫｐ−２)] ］
の範囲内にある整数値であるＯＦＤＭ信号としたものである。
【００５７】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態を図１（ａ）を用いて説明する。なお、伝送装置の回路構成は、図６のガードインターバル(Ｇ)挿入回路３と図７のＧ相関回路８に設定するガードインターバルの長さが異なるだけで、基本的な信号処理内容は、従来と同様である。 そこで、この実施の形態の説明では、回路構成に関する説明は省略する。
【００５８】
この実施の形態においては、図１（ａ）に示すように、ガード期間長Ｎｇを、Ｎｇ０＝round(Ｎｕ／ｄＫｐ)より小さく、Ｎｇ０＝round((Ｎｕ／ｄＫｐ)／２)より大きい値、例えば、Ｎｕ＝１０２４の時、Ｎｇ＝Ｎｇ０−２3に設定する。ただし、round(Ａ)は、Ａの値の四捨五入値を表し、ＣＰキャリア間隔ｄＫｐは、２の冪乗の値、例えば、ｄＫｐ＝８とする。
【００５９】
ここで、ガード期間長Ｎｇを、Ｎｇ０−２3の様に、Ｎｇ０から２の冪乗値を引いた値に設定したのは、サンプリングクロック周波数とシンボル周波数の関係を、できるだけ簡単な分周比の関係にするためである。
【００６０】
例えば、Ｎｕ＝１０２４，ｄＫｐ＝８の場合に、Ｎｇ＝Ｎｇ０−７にすると、（Ｎｕ＋Ｎｇ）／Ｎｕ＝１１４５／１０２４＝（５×２２９）／２10 となって非常に複雑な分周比になるが、Ｎｇ＝Ｎｇ０−２3にすると、（Ｎｕ＋Ｎｇ）／Ｎｕ＝１１４４／１０２４＝（１１×１３）／２7＝１４３／１２８ となり、比較的簡単な分周比になるので、ＰＬＬを構成し易くなる効果が得られる。
【００６１】
また、Ｎｇ０が２の冪乗でない時は、Ｎｇが、できるだけ高次の２の冪乗数をその約数に含むようにＮｇ０−Ｎｇの値を選択すれば、同様の効果を得ることができる。例えば、Ｎｕ＝１０２４，ｄＫｐ＝７とすると、Ｎｇ０＝round(Ｎｕ／ｄＫｐ)＝round(１４６.3)＝１４６となるが、Ｎｇ＝２4・(２3＋１)＝１４４に設定することにより、(Ｎｕ＋Ｎｇ)／Ｎｕ＝１１６８／１０２４＝(２4×７３)／(２4・６４)＝７３／６４となり、比較的簡単な分周比にすることができる。
【００６２】
この時、ガード期間長Ｎｇの値はＮｇ０に等しくなければ任意の値で良いが、Ｎｇ０の２分の１以下になると復調可能な遅延波で発生するキャリア方向周波数の分布は図１１のようになり、基準信号を再生可能な帯域の半分が大きく無駄になる。 逆に、ガード期間長を長くしてＮｇ０の２倍に設定しても、遅延時間がＮｇ０を超える遅延波が混入すると復調できなくなるため、設けたガードインターバルの半分が大きく無駄になる。
【００６３】
そのため、ガード期間長を従来の様に有効シンボル長Ｎｕの１／４，１／８等の２の冪乗分の１に設定した場合に比べて、無駄が少なく効率的なガード期間長にするためには、少なくとも、
round((Ｎｕ／ｄＫｐ)／２)＜Ｎｇ＜round(Ｎｕ／ｄＫｐ) ・・・・（３）
あるいは、
round(Ｎｕ／ｄＫｐ)＜Ｎｇ＜round((Ｎｕ／ｄＫｐ)×２) ・・・・（４）
の範囲に設定する必要がある。ここで、何れの不等式も、等号を含まないことを注意しておく。
【００６４】
ガード期間長が、このように設定されたＯＦＤＭ信号のＣＰ成分信号に対するＧ相関信号を算出する場合、例えば上記式（３）の範囲に設定した場合、図１６（ｂ）のように、有効シンボル期間Ｎｕ遅延した信号と図１６（ａ）の遅延前の信号のタイミングは微妙にずれる。
【００６５】
一方、ＣＰキャリア成分のみの信号とは言え、四角の枠内の信号波形は、ランダム雑音波形に近い波形であり、１サンプリング点でもずれると互いに無相関になる。そのため、その複素乗算値は、図１６（ｃ）の様に図８（ｃ）に類似した波形になり、Ｎｇサンプルの複素乗算値を加算して得られる相関信号波形も図８（ｄ）と同様な三角波形に成る。データキャリア信号成分の相関波形も三角波形なので、その加算信号であるＧ相関信号の波形も従来と同様の三角波形になり、シンボル同期を常に正しく引き込んでおくことができるようになる。
【００６６】
この状態は、遅延波が混入する場合にも成り立つ。即ち、図１５の場合と同様に、遅延時間がＮｇ０で、しかも同レベルで逆極性の遅延波が混入すると、その混合信号のＣＰ成分信号の時間波形には、図１７（ｃ）の様に、互いに同極性になって２倍に加算される領域が発生する。 しかし、この遅延波が混入した受信信号のＧ相関信号を算出すると、図１６と同様の理由により、その相関信号波形が三角波形になる。そのため、データキャリア信号成分の相関波形との加算信号であるＧ相関信号の波形も、従来と同様の三角波形になり、シンボル同期を常に正しく引き込んでおくことができるようになる。
【００６７】
この様に、式（３）と式（４）に示す範囲にガード期間長Ｎｇを設定すると、受信信号の状態によらず、常に歪の無いＧ相関波形が得られるようになる。そのため、帯域の利用効率低下の原因となるキャリア方向周波数帯域あるいはガード期間長の無駄が少なくなるだけでなく、従来の様に有効シンボル長Ｎｕの１／４，１／８倍等、Ｎｕの２の冪乗分の１倍にガード期間長を設定する場合に比べ、シンボル同期がはずれ難いＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【００６８】
次に本発明の第２の実施の形態を説明する。なお、本実施の形態は第１の実施の形態で説明したガード期間長Ｎｇの設定範囲に関するものであり、伝送装置の回路構成と基本的な信号処理内容は第１の実施の形態と同様なので、回路構成に関する説明は省略する。
【００６９】
上記の第１の実施の形態では、ＣＰキャリア間隔ｄＫｐを定めた時に、無駄が少なく効率的なガード期間長が得られる範囲を示した。しかし、伝送方式の評価の観点からは、最もＯＦＤＭ方式の伝送に適したｄＫｐ，Ｎｇのパラメータ値を選択することが好ましい。
【００７０】
ところで、伝送方式の評価の指標の１つとしては、通常、帯域の利用効率を表す単位帯域幅あたりの伝送レートである伝送レート密度が用いられる。 データキャリアを変調する方式を、６４ＱＡＭ等の変調方式に固定する場合、その伝送レート密度Ｒは、ＣＰキャリア間隔ｄＫｐとガード期間長Ｎｇをパラメータとして次式に比例する値として求められ、ｄＫｐが大きい程、またＮｇが小さい程、伝送効率が高くなる結果しか得られない。
【００７１】
Ｒ(ｄＫｐ，Ｎｇ)＝(ｄＫｐ−１)／ｄＫｐ
×１／(１＋Ｎｇ／Ｎｕ) ・・・・・・・（５）
しかし、通常、ＯＦＤＭ方式は遅延波と移動体無線に優れていることが特徴であり、その耐性を含めて評価すべきである。 この耐性も含めた伝送効率の評価指標はまだ無いが、キャリア間隔が広いほどフェージング等による移動体無線の耐性が高くなることに着目し、例えば復調可能な最大遅延時間ＴＤを一定とし、キャリア間隔に比例するサンプリングクロック周波数ｆｃｋ＝１／Ｔｃｋと伝送レート密度Ｒの積Ｈ１を指標として評価することができる。
【００７２】
ところで、ガード期間長をＮｇ＜Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐの範囲に設定すると、遅延時間がガード期間長Ｎｇ以内の遅延波の基準信号のキャリア方向周波数は、図１８（ａ）の高調波成分と分離された斜線枠内に分布し、常に復調することができる。なお、図１８は、図１１の（ａ）と（ｂ）の領域を拡大して示したものである。
【００７３】
従って、この条件下では、復調可能な最大遅延時間は、ＴＤ＝Ｎｇ×Ｔｃｋと成るので、上記の評価値Ｈ１ｓ(ｓはＮｇがＮｇ０より短いことを意味する)は、ＣＰキャリア間隔ｄＫｐとガード期間長Ｎｇをパラメータとして、次式で求められる。
【００７４】
Ｈ１ｓ(ｄＫｐ，Ｎｇ)＝Ｒ(ｄＫｐ，Ｎｇ)×１／Ｔｃｋ
＝[(ｄＫｐ−１)／ｄＫｐ]×Ｎｇ／(１＋Ｎｇ／Ｎｕ)／ＴＤ ・・・ (６)
一方、ガード期間長のサンプリング点数Ｎｇを保ったまま、ＣＰキャリア間隔ｄＫｐを、ｄＫｐ’＝ｄＫｐ＋１ に増加すると、Ｎｇ０’＝Ｎｕ／ｄＫｐ’＝Ｎｕ／（ｄＫｐ＋１）は、Ｎｇより短くなる。 そのため、図１８（ｂ）の様に、Ｎｇ０’を超えた遅延時間の遅延波で発生するキャリア方向周波数は、高調波成分の領域で発生し、基準信号を再生できなくなる。
【００７５】
従って、劣化復号可能な遅延時間は、ＴＤ＝Ｎｇ０’×Ｔｃｋ’と成る。そのため、この時の評価値Ｈ１ｌ（ｌはＮｇがＮｇ０’より長いことを意味する）は、ＣＰキャリア間隔ｄＫｐとガード期間長Ｎｇをパラメータとして次式で求められる。
【００７６】
Ｈ１ｌ(ｄＫｐ，Ｎｇ)＝Ｒ(ｄＫｐ’，Ｎｇ)×Ｎｇ０’／ＴＤ
＝[ｄＫｐ／(ｄＫｐ＋１)2]×Ｎｕ／(１＋Ｎｇ／Ｎｕ)／ＴＤ ・・・(７)
ところで、この評価方法では、Ｈ１ｌ＜Ｈ１ｓの場合は、ｄＫｐを増加しない方がＯＦＤＭ方式の特徴を生かした最適なパラメータ設定であることになる。 この限界点でのＮｇの値Ｎｇｄは、Ｈ１ｌ＝Ｈ１ｓの条件から算出され、次式
Ｎｇｄ＝ｄＫｐ2／[(ｄＫｐ＋１)2×(ｄＫｐ−１)]×Ｎｕ ・・・ (８)
で求められる。
【００７７】
逆に、Ｎｇの上限値Ｎｇｕは、ｄＫｐをｄＫｐ”＝ｄＫｐ−１に減らした場合の評価値を比較することによって得られ、式（８）のｄＫｐをｄＫｐ−１に置き換えた次式、
Ｎｇｕ＝(ｄＫｐ−１)2／[ｄＫｐ2×(ｄＫｐ−２)]×Ｎｕ ・・・ (９)
で求められる。
【００７８】
従って、式（８）と式（９）から、遅延波と移動体無線に対する耐性を含めたＯＦＤＭ方式にとって最適なＮｇ値の範囲である次式が得られる。
【００７９】
round[Ｎｕ×ｄＫｐ2／[(ｄＫｐ＋１)2×(ｄＫｐ−１)]]
≦Ｎｇ＜round(Ｎｕ／ｄＫｐ) ・・・・・・・（１０）
あるいは、
round(Ｎｕ／ｄＫｐ)＜Ｎｇ≦round[Ｎｕ×(ｄＫｐ−１)2
／[ｄＫｐ2・(ｄＫｐ−２)]] ・・・・ （１１）
ガード期間長が、この範囲に設定されたＯＦＤＭ信号で得られるＧ相関信号の波形は、第１の実施の形態の場合と同じなので、説明を省略する。
【００８０】
この様に，式（１０）と式（１１）に示す範囲にガード期間長Ｎｇを設定すると、受信信号の条件によらず常に歪の無いＧ相関波形が得られる様になる。そのため、帯域の利用効率低下の原因となるキャリア方向周波数帯域あるいはガード期間長の無駄が少ないだけでなく、従来の様に、有効シンボル長Ｎｕの１／４，１／８倍等、Ｎｕの２の冪乗分の１倍にガード期間長を設定する場合に比べて、シンボル同期がはずれ難いＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【００８１】
本発明の第３の実施の形態を説明する。本実施の形態においても、伝送装置の回路構成は図６と同様であるが、第１および第２の実施の形態と異なり、送信前処理回路１で実施する処理内容が異なる。 そこで、この回路で実施する処理の相違点を中心に説明する。
【００８２】
ところで、混乱を避けるため、図４および図９の説明では、暗黙的に、全てのＣＰキャリアが同じ位相方向に変調されているものとして説明した。 しかし、実際には図１９に模式的に示す様に、ランダム符号列Ｗｉ(ｋ)により、ＣＰキャリア毎にランダムにその極性を反転する変調を受けた信号になっている。ここで、ｋはキャリア番号を表す。
【００８３】
ＣＰキャリアのみからなるＣＰ成分信号の時間系の信号波形の周期性は、ＣＰキャリアがｄＫｐ本間隔で挿入されるために生じるもので、変調されている場合にも周期性が現れる。また、従来の伝送装置では全てのシンボルで同じランダム符号列Ｗｉを用いて変調しているため、ＣＰキャリアのみからなるＣＰ成分信号の波形は全てのシンボルで同一波形になり、図１３から図１５で説明した問題が発生した。
【００８４】
これに対し本実施の形態では、ＣＰキャリアを変調するランダム符号列としてＷｉとＷｉ’の２つのランダム符号列を用意し、シンボル毎に交互に入れ替えてＣＰキャリアを変調するようにする。
【００８５】
上記した様に、ＣＰ成分信号の周期性はＣＰキャリアを一定間隔で挿入するために発生するものであるため、ランダム符号列を入れ替えても発生する。しかし、連続する２シンボルで発生するＣＰ成分信号の波形は互いに異なるため、ガード期間長Ｎｇを最も無駄のないガード期間長Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐに設定しても図１３から図１５で説明したような問題は発生せず、図８で説明したものと同様の波形のＧ相関信号を得ることができる。そのため、シンボル同期を常に正しく引き込んでおくことができるようになる。
【００８６】
なお、以上の説明から明らかな様に、複数のランダム符号列を順番に入れ替えてＣＰキャリアを変調しても良いのは明らかである。
【００８７】
この様に，本実施の形態を用いると、ガード期間長Ｎｇが最も無駄のない長さで、しかも受信信号の条件によらず常に歪の無いＧ相関波形が得られてシンボル同期がはずれ難いＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【００８８】
本発明の第４の実施の形態を説明する。本実施の形態においても、伝送装置の回路構成は図６と同様であるが、第１および第２の実施の形態と異なり、送信前処理回路１で実施する処理内容が異なる。 そこで、この回路で実施する処理の相違点を中心に説明する。
【００８９】
本実施の形態が、第１から第３の実施の形態と大きく異なるのは、パイロットキャリアの配置を、図４のＣＰ配置から図５のＳＰ配置に変えた点にある。図５の配置の場合、各キャリアの基準信号の再生は以下の手順で実施する。 即ち、初めに斜線を施したキャリアの基準信号を、シンボル方向に隣接するＳＰキャリアの信号を内挿することによって算出する。 その後、斜線を施したキャリアで再生した基準信号をキャリア方向に内挿し、各キャリアの基準信号を再生する。
【００９０】
従ってこの場合、斜線を施したキャリアの基準信号が図４のＣＰキャリアに相当する役割を果たし、無駄のないガード期間長Ｎｇ０は、斜線を施したキャリアの間隔ｄＫｐからＮｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐによって求められる。このキャリア間隔値ｄＫｐを用いると、１つのシンボル内でのＳＰキャリアの間隔は、ｍｐを２以上の整数とするとき、(ｍp×ｄＫｐ)で表せる。図５の場合、ｍｐは４になる。
【００９１】
ところで、図５のパイロットキャリア配置を用いる場合、ＳＰキャリアを変調するランダム符号列は明らかにシンボル毎に異なる。そのため、ＳＰキャリアの信号成分のみからなるＳＰ成分信号の時間系の信号の波形は、シンボル毎に異なり、無相関となる。従って、ガード期間長Ｎｇを、最も無駄のないガード期間長(Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐ)に設定しても、図１３から図１５で説明したような問題は発生しなくなる。そのため、図８で説明したものと同様の波形のＧ相関信号を得ることができ、シンボル同期を常に正しく引き込んでおくことができるようになる。
【００９２】
この様に，本実施の形態を用いると、ガード期間長Ｎｇが最も無駄のない長さで、しかも受信信号の条件によらず常に歪の無いＧ相関波形が得られてシンボル同期がはずれ難いＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【００９３】
なお、第３の実施の形態と第４の実施の形態では、ガード期間長Ｎｇを、最も無駄のない長さ(Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐ)に設定する場合を説明したが、Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐを含む、
ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×ｄＫｐ2／[(ｄＫｐ＋１)2×(ｄＫｐ−１)]］≦Ｎｇ≦ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×(ｄＫｐ−１)2／[ｄＫｐ2・(ｄＫｐ−２)]］・・・・・・・・（１２）
の範囲に設定すれば、第２の実施の形態と同程度の精度で無駄の少ないＯＦＤＭ方式の伝送装置を実現できる。
【００９４】
【発明の効果】
以上説明した様に、本発明による構造のＯＦＤＭ信号を用いると、帯域の利用効率低下の原因となるキャリア方向周波数帯域あるいはガード期間長の無駄が少ないだけでなく、従来の様に有効シンボル長Ｎｕの１／４，１／８倍等、Ｎｕの２の冪乗分の１倍にガード期間長を設定する場合に比べ、シンボル同期がはずれ難いＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ信号の構造を説明する模式図
【図２】一般的なＯＦＤＭ方式のキャリア構造を説明する模式図
【図３】ＯＦＤＭ信号の時間系の信号構造を説明する模式図
【図４】ＣＰキャリアを挿入されたＯＦＤＭ信号のキャリア構造の詳細な説明図
【図５】ＳＰキャリアを挿入されたＯＦＤＭ信号のキャリア構造の詳細な説明図
【図６】従来のＯＦＤＭ方式の送信装置の構成を示すブロック図
【図７】従来のＯＦＤＭ方式の受信装置の構成を示すブロック図
【図８】Ｇ相関回路で実施する演算動作を説明する模式図
【図９】受信信号の各キャリアの基準信号の波形を説明する模式図
【図１０】ＯＦＤＭ信号の各キャリアの基準信号のキャリア方向周波数分布を説明する図
【図１１】ガード期間長が(Ｎｕ／ｄＫｐ)／２の場合のキャリア方向周波数分布の説明図
【図１２】ガード期間長が(Ｎｕ／ｄＫｐ)に等しい場合のキャリア方向周波数分布説明図
【図１３】従来の構造のＯＦＤＭ信号で問題が発生しない場合を説明する模式図
【図１４】従来の構造のＯＦＤＭ信号で発生する問題を説明する模式図
【図１５】従来の構造のＯＦＤＭ信号で発生する遅延波が混入する場合を説明する模式図
【図１６】本発明の第１の実施の形態の構造のＯＦＤＭ信号を説明する模式図
【図１７】本発明の図１６のＯＦＤＭ信号に遅延波が混入している場合を説明する模式図
【図１８】ガード期間長Ｎｇの設定値によって発生する無駄を説明する模式図
【図１９】パイロットキャリアの変調を説明する図
【符号の説明】
１：送信前処理回路、２：ＩＦＦＴ回路、３：ガードインターバル挿入回路、４：送信後処理回路、５，６：アンテナ、７：受信前処理回路、８：Ｇ相関回路、９：信号切り出し回路、１０：ＦＦＴ回路、１１：受信後処理回路、１２：Ｐキャリア抽出＆ゼロ挿入回路、１３：キャリア方向内挿回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送方式として、互いに直交する複数本の搬送波(キャリア)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下ＯＦＤＭ方式と記す）の伝送装置で用いるＯＦＤＭ信号の構造に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式として、ＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代テレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で、多くの応用研究が進められている。 この内、ＵＨＦ帯の地上デジタル放送方式については、例えば、映像情報メディア学会誌(非特許文献１)に詳しく記されている。
【０００３】
しかし、地上デジタル放送方式は非常に複雑な方式のため、この方式の本質を見失う恐れがある。そこで、以下の説明では、より簡単なキャリア構造を有する方式に適用した場合を例に取って説明する。
【０００４】
ＯＦＤＭ方式では、図２の様に、一定の伝送帯域幅内に互いに直交するＫ本、例えば８０９本の搬送波（キャリア）を設け、情報符号によって指定キャリアを６４ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)等の変調方式を用いて変調して伝送する。
【０００５】
また、その時間波形は、図３に模式的に示す構造を有している。図において、Ｔｕ期間の信号は、後述する逆離散フーリエ変換(ＩＤＦＴ)で得られる有効シンボル期間の信号であり、斜線を施した部分ｂ’は、有効シンボル期間の信号の終わりの部分ｂをコピーして付け加えたガードインターバルの部分を表す。
【０００６】
送信信号の１シンボルは、期間長Ｔｕの有効シンボル期間の信号にガード期間長Ｔｇのガードインターバルの信号を加えたＴｓ期間の信号で構成される。図中のＮｕは有効シンボル期間のサンプリング点数であり、ＩＤＦＴのポイント数と等しい値である。また、Ｎｇはガードインターバルのサンプリング点数である。以下、各期間の時間間隔を強調したい時はＴｕ，Ｔｇ等の記号を用いて時間間隔を表し、サンプリング点数を強調したい時はＮｕ，Ｎｇ等の記号を用いて時間間隔を表すこととする。 サンプリングクロック周期をＴｃｋとすると、期間長とサンプリング点数の間には、例えばＴｕとＮｕの間には、Ｔｕ＝Ｎｕ×Ｔｃｋの関係が成り立つ。通常、ガード期間長Ｎｇは、有効シンボル長Ｎｕの２の冪乗分の１倍、例えば、１／４，１／８，１／１６，１／３２倍等に設定される。
【０００７】
上記ガードインターバルは、マルチパスフェージングに対する耐性を増すために挿入するものである。 詳細な説明は省略するが、このガードインターバルをＮｇサンプリング点数分設けると、遅延時間Ｔｇ＝Ｎｇ×Ｔｃｋの遅延波であれば、例え遅延波が混入しても正しく符号を復号することができるようになる。
【０００８】
一方、図４はキャリア構造の一部を拡大して更に詳しく説明する図であって、同様の構造が全伝送帯域に渡って繰り返されると考えて良い。 図４において、横方向に並ぶ「□」印は、それぞれ１本のキャリアを表す。横一列の「□」印はＯＦＤＭ信号の１つのシンボルを表し、縦方向は時間の経過を表している。
【０００９】
ＣＰと書かれた「□」印は、復調の際に必要になる基準信号を再生するのに用いるパイロットキャリアＰの位置を示している。また、何も書かれていない「□」印は、例えば６４ＱＡＭで変調されたキャリア位置を表している。なお、日本のＵＨＦ帯の地上デジタル放送方式では、パイロットキャリアＰは、図５のＳＰと書かれた「□」印のように、周波数方向と時間方向にばらまかれた位置に配置されている。そのため、パイロットキャリアＰはＳＰ(Scattered Pilot)と銘々されている。しかし、図４のキャリア構造ではパイロットキャリアＰを時間方向に連続的に挿入しているので、連続性を強調したＣＰ(Continual Pilot)に変えて示した。
【００１０】
図６と図７は、ＯＦＤＭ方式の送信装置と受信装置を構成する回路の中から、本発明に関係する部分を取り出して示した回路図である。
【００１１】
送信前処理回路１に入力された情報符号は、誤り訂正符号への変換、６４ＱＡＭへのマッピング及び図４に従って、ｄＫｐ＝８本毎にＣＰキャリアを挿入する等の前処理により、図４の横一列に並ぶ各キャリアの信号を表す８０９ポイントの信号に変換される。そして、その両側にレベル０の信号を加えることにより、合計１０２４ポイントの周波数分布イメージの信号列が作成される。
【００１２】
作成された信号列はＮｕ＝１０２４ポイントの逆離散フーリエ変換(ＩＤＦＴ)を実施するＩＦＦＴ回路２に入力され、同じＮｕ＝１０２４ポイント（サンプリング点数）の信号で構成される図３の有効シンボル期間Ｔｕ＝Ｎｕ×Ｔｃｋの時間波形を表す信号列に変換される。ガードインターバル(Ｇ)挿入回路３は、この有効シンボル期間の時間波形の内のｂの部分、例えばＮｇ＝６４サンプリング点の部分をｂ’の部分にコピーして挿入する回路である。
【００１３】
この様にガードインターバルを挿入された信号は、送信後処理回路４において更に直交変調、Ｄ／Ａ変換、アップコンバート等の後処理を施された後、アンテナ５から送信される。
【００１４】
図７の受信装置のアンテナ６で受信された信号は、受信前処理回路７においてダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換、直交復調等の前処理を実施され、時間系の複素ベクトル信号ｚin(ｎ)として出力される。ここで、ｎはサンプリング点の番号である。出力された複素ベクトル信号は２つに分岐され、その一方は、Ｇ(ガード)相関回路８に入力され、他方は信号切り出し回路９に入力される。
【００１５】
この内、Ｇ相関回路８は、受信されたＯＦＤＭ信号のシンボル位置を検出する回路である。この回路で実施する演算内容を、図８を用いて説明する。
【００１６】
Ｇ相関回路８(図７)に入力されたＯＦＤＭ信号の時間系列の複素ベクトル信号ｚin(ｎ)は２つに分岐され、その一方は図８（ｂ）のように、有効シンボル期間Ｔｕだけ遅延される。 ここで、有効シンボル期間のサンプリング点数Ｎｕは、ＩＦＦＴのポイント数Ｎｕに等しくなる。
【００１７】
有効シンボル期間Ｎｕだけ遅延された信号ｚin(ｎ−Ｎｕ)と、遅延しない信号ｚin(ｎ)はサンプリング点毎に複素乗算され、
ｚmul(ｎ)＝ ｚin(ｎ)×ｚin(ｎ−Ｎｕ)* ・・・・・・・（１）
が算出される。 ここで、Ａ*は、複素数Ａの共役複素数を表す。
【００１８】
この複素乗算信号の波形を、図８（ｃ）に模式的に示す。同じ信号ｂとｂ’を乗算する範囲の値は、｜ｂ(ｎ)｜2＋ｊ・０となり、図８の期間２１の様に正の実数値になる。なお、ＯＦＤＭ信号はランダム雑音に近い波形であり、その振幅値である｜ｂ(ｎ)｜2の値もランダムに振動する。 そのため、正確には図８の期間２１のＩ成分(実数成分)のレベルもランダムに振動するが、ここでは簡単のため直線を用いて模式的に示した。
【００１９】
一方、図８の期間２２のように、Ｃ×Ｂ*等互いに異なる複素ベクトル信号を乗算する期間の複素乗算信号は、ランダムなままの波形になる。
【００２０】
複素乗算で得られた複素ベクトル信号ｚmul(ｎ)において、各サンプリング点毎にガード期間長と同じサンプリング点数Ｎｇ＝６４点の信号の加算値の絶対値ｃｇ(ｎ)を、式(２)により算出し、
ｃｇ(ｎ)＝｜Σｚmul(ｎ−ｎ’)｜ ・・・・・・・（２）
(ここで、ｎ’＝０〜Ｎｇ−１)
Ｇ相関信号ｃｇとして出力する。図８（ｄ）は、このＧ相関信号ｃｇの波形を模式的に示したものである。
【００２１】
サンプリング点２３では、加算する信号がランダムに変化するＮｇサンプルの信号であるため、互いに打ち消し合い、レベルが比較的小さくランダムな信号になる。
【００２２】
これに対し、サンプリング点２４では、加算する信号が全て同じ信号ｂとｂ’同士の乗算値｜ｂ(ｎ)｜2＋ｊ・０になる。そのため、Ｎｇ個の正の実数値が、互いに打ち消し合うことなく全て加算されるようになり、図８（ｄ）の太い矢印で示す様に、大きな正の実数値の信号になる。
【００２３】
サンプリング点２５の様にサンプリング点２４から少しずれると、加算する正の実数値の数が減り、代わりに互いに打ち消し合うランダムな信号の数が増加してそのレベルは徐々に小さくなる。
【００２４】
そのため、得られたＧ相関信号ｃｇの波形は、図８（ｄ）の様にシンボル期間の境界点でピークを持つほぼ三角形の波形になる。従って、このピーク点の位置を検出することにより、注目しているシンボル期間の境界点の位置を検出することができる。
【００２５】
図７の回路に戻り、受信前処理回路７から出力されて２つに分岐された他方の複素ベクトル信号が入力される信号切り出し回路９には、上記のＧ相関回路８で検出されたシンボル期間の境界点の位置信号が入力され、この境界点の位置信号に従って図３の有効シンボル期間Ｔｕに対応する１０２４サンプリング点の信号列が切り出される。 切り出された信号列は、Ｎｕ＝１０２４ポイントの離散フーリエ変換(ＤＦＴ)を実施するＦＦＴ回路１０に入力され、周波数分布イメージの信号列である図４の横一列の信号列に戻される。
【００２６】
一方、６４ＱＡＭでマッピングされた信号を復号するには、一般の教科書にも記載されているように、信号空間上の物差しに相当する基準信号が必要である。図４のパイロットキャリアＣＰは、この基準信号の再生を可能にするために挿入された信号である。例えば、図４のキャリア２６に対する基準信号は、このキャリア近傍に並ぶ同じシンボル内の複数のＣＰキャリアであるＣＰ１、ＣＰ２等のキャリアの信号を内挿演算して算出する。そして、算出された基準信号を用いて６４ＱＡＭの復号を実施する。 図７の受信後処理回路１１は、この６４ＱＡＭのデマッピングと、得られた符号の誤り訂正等の後処理を実施する回路である。受信後処理回路１１から出力された符号は、復号された情報符号として受信装置から出力される。
【００２７】
ところで、詳細な説明は省略するが、受信信号に、マルチパスによる遅延波が混入すると、図７のＦＦＴ回路１０から出力される信号に含まれる直接波成分信号の各キャリアの基準信号の位相角が、図９の（ａ）のように一定であっても、受信信号に混入した遅延波成分信号に対する各キャリアの基準信号の位相角は、図９の（ｂ）のように、キャリア番号が増加するに連れてキャリア方向に一定の割合で回転する現象が発生する。 そして、その回転の割合（回転周波数）は、遅延波の遅延時間とともに変化する。
【００２８】
例えば、ＦＦＴのポイント数を１０２４点とすると、直接波に対してｎサンプリング期間遅れた遅延波の基準信号の位相角は１０２４キャリア(サンプリング)当たりｎ回転の割合で回転し、正の周波数成分の回転が発生する。従って、キャリア番号を時間軸に見立ててこの基準信号の回転周波数の分布を表すと、図１０の斜線枠のように、遅延波の回転振動の周波数成分は正方向の軸上にのみ現れる分布になる。なお、図９で各キャリアの基準信号のキャリア方向における回転の周波数を、通常の時間軸上における振動の周波数と区別する必要がある場合は、以下「キャリア方向周波数」と記す。図１０の横軸は、このキャリア方向周波数を１０２４キャリア当たりの回転数で表したものであり、以下簡単のため、この周波数の単位を「ｃＨｚ」と記す。
【００２９】
以上の知識を踏まえて、図７の受信後処理回路１１で実施する基準信号の再生方法を更に詳しく説明する。 即ち、この基準信号を再生するため、ＦＦＴ回路１０から出力された信号列はＰ(パイロット)キャリア抽出＆ゼロ挿入回路１２に入力される。 そして、ＦＦＴ回路１０の出力信号から、ｄＫｐ＝８キャリア毎に挿入されているＣＰキャリア信号(図４)を抽出すると共に、残りのキャリアの信号値を零にして出力する。 この処理は、図９の８キャリア毎のＣＰキャリア位置に太い矢印で示す基準信号をサンプリングした信号になっており、そのキャリア方向周波数分布は、図１１（ａ）〜（ｈ）の様に、図１０の分布が巡回的に８回繰り返される構造になる。なお、斜線枠は、ガード期間長Ｎｇ＝６４の時に復号可能な遅延波によって生じるキャリア方向周波数成分の分布の範囲を表している。また、縦の矢印のキャリア方向周波数の位置は、受信される直接波(通常は主波)で発生するキャリア方向周波数成分の位置を表している。
【００３０】
そこで、基準信号の再生は、Ｐキャリア抽出＆ゼロ挿入回路１２で抽出して得られたＣＰキャリア信号列を、複素フィルタで構成されたキャリア方向内挿回路１３に入力し、図１１（ａ）の太い枠線で示す領域の成分を抜き出すことにより実施することができる。
【００３１】
従って、この方法で基準信号を再生可能な遅延波の最大の遅延時間は、実際には、図１２の様に、Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐ＝１０２４／８＝１２８サンプリング期間の長さの遅延時間Ｔｇ０＝Ｎｇ０×Ｔｃｋになる。
【００３２】
ところで、前述したように、ＯＦＤＭ方式では挿入したガードインターバルの期間長Ｎｇまでの範囲の遅延時間の遅延波であれば、直接波に混入していても、復号可能である。従って、ガードインターバルの長さを長くするほど、遅延波に対する耐性を上げることができる。 しかし、Ｎｇ０＝１２８サンプリング期間より長くした場合、この期間を超える遅延時間の遅延波が混入すると基準信号を正しく再生できなくなるため結局復号できず、ガードインターバル期間に無駄が生じる。
【００３３】
逆に、ガードインターバルの長さがＮｇ０＝１２８サンプリング期間より短い場合は、ガードインターバルによって復号可能になる遅延波で発生するキャリア方向周波数成分の分布が図１１の様になり、基準信号を再生可能なキャリア方向周波数帯域に無駄が生じる。
【００３４】
これらの無駄は、何れも結局のところ伝送レートの低下を招くため、好ましくない。従って、ＯＦＤＭ信号で設定するガードインターバルのサンプリング点数Ｎｇとしては、Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐ＝１２８サンプリング点に設定するのが、最も無駄がなく好ましい。
【００３５】
【非特許文献１】
“映像情報メディア学会誌”、１９９８年，Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１
【００３６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、送信する複数本のキャリアの間に一定のキャリア間隔ｄＫｐでＣＰキャリアを挿入すると、ＣＰキャリアの信号成分のみからなるＣＰ成分信号の時間波形には、有効シンボル長ＮｕとＣＰキャリア間隔ｄＫｐの比、すなわち、 Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐの期間を単位とする周期性が発生する。
【００３７】
例えば、Ｎｕ＝１０２４、ｄＫｐ＝８とすると、図１３（ａ）に模式的に示す様に、有効シンボル期間を丁度８等分する、Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐ＝１２８サンプリング点数を単位とする周期性が発生する。図において、小さな四角の枠内の折れ線波形が同じ部分は全て同じ時間波形であり、枠内の折れ線波形の上下が反転している部分はその期間の時間波形の極性が互いに反転していることを表す。
【００３８】
一方、Ｇ相関信号ｃｇを算出する際、図１３（ａ）の信号を有効シンボル長に相当するサンプリング点数Ｎｕだけ遅延して複素乗算するが、ガード期間長Ｎｇが、Ｎｇ０／２＝６４の様にＮｇ０以外の値であれば、図１３（ａ）と（ｂ）の様に、範囲ｂを除く領域の波形は互いにずれて相関が無くなる。そのため、その複素乗算値は図８（ｃ）と同様に範囲ｂのみ正の実数になり、その他の領域ではランダムな波形になる。そして、そのＧ相関信号波形として、図８（ｄ）の様な三角波形関波形が得られる。
【００３９】
しかし、ガード期間長Ｎｇを上記の値Ｎｇ０＝１２８に設定すると、図１４（ａ）と（ｂ）の様に、範囲ｂを除く領域の波形は互いに逆極性ではあるが正確に同じ波形の信号になり、図８（ｃ）に対応する複素乗算後の信号波形は、図１４（ｃ）の様に、それぞれの領域で振幅は等しいが極性が反転した波形になる。従って、図８（ｄ）に対応する相関信号波形は図１４（ｄ）の実線の波形になり、三角波形が得られなくなる。
【００４０】
実際には、このＣＰキャリアの信号成分のみからなるＣＰ成分信号の相関信号に、図１４（ｄ）に破線で示すデータキャリア信号成分の相関信号が加算されるため、図１４（ｅ）の実線の様に三角波形に近いＧ相関信号波形になる。しかし、フロア部分のレベルが上がるため、雑音レベルが高くなるとピーク点の検出に対する誤り率が増加する問題が生じる。ここで、図１４では、説明を簡単にするため、図８（ｄ）の雑音波形に相当する部分を直線で近似して示した。
【００４１】
上記問題は遅延波が混入すると更に悪化する。例えば、図１５（ｂ）の様に、サンプリング点数Ｎｇに相当する遅延時間で、しかも同レベルで逆極性の遅延波が混入すると、その混合信号のＣＰ成分信号の時間波形は、図１５（ｃ）の様になる。 即ち、ガードインターバルの期間では直接波と遅延波のＣＰ成分信号が逆極性になり、互いに打ち消しあってそのレベルが０になる。しかし、それ以外の期間では互いに同極性になって加算され、そのレベルが２倍になる。そのため、ＣＰ成分信号の図８（ｃ）に対応する複素乗算後の信号波形は、図１５（ｅ）に示す様に、直接波と遅延波の範囲ｂの複素乗算値は０になり、その他の領域の複素乗算値は振幅が４倍で極性が負の波形になる。そのため、その相関信号波形は図１５（ｆ）のように、図８（ｄ）の波形とは全く逆で、シンボルの境界近傍でレベルが下がる相関信号波形になる。
【００４２】
実際にはこのＣＰ成分信号の相関信号に破線で示すデータキャリア成分による相関信号(台形になる)が加算される。しかし、通常、ＣＰキャリア信号のレベルはデータキャリアの信号レベルの４／３倍等、データキャリアの平均レベルより大きいレベルに設定されるため、ＣＰ成分信号の相関信号とデータキャリア信号成分の相関信号を加算して得られるＧ相関信号波形は、図１５（ｇ）の様な波形になり、必ずしもシンボルの境界近傍にピークが発生しない波形になる。
【００４３】
そのため、かなり特殊な条件下ではあるが、シンボルの境界位置の検出を誤り、シンボル同期はずれを起こし易くなる問題が生じる。
【００４４】
本発明の目的は、受信信号の状態によらず常に歪の無いＧ相関波形が得られ、シンボル同期がはずれ難いＯＦＤＭ信号でありながら、挿入するパイロットキャリアの本数やガード期間長に無駄のないＯＦＤＭ方式の伝送装置を提供することにある。
【００４５】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、第１の本発明は、設定するガード期間長Ｎｇを、図１の様に、帯域の利用効率低下の原因となるキャリア方向周波数帯域あるいはガード期間長の無駄が最も少なく効率的なガードインターバルのサンプリング点数Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐの近傍のガード期間長であるが、Ｎｇ０に等しくないガード期間長に設定するものである。
【００４６】
ところで、地上デジタル放送方式を始めとする従来のＯＦＤＭ方式の伝送装置では、ガード期間長Ｎｇは、１０２４ポイント等、２の冪乗ポイントの有効シンボル長Ｎｕを正確に割り切れる、Ｎｕの２の冪乗分の１倍の値、例えば、Ｎｕの１／４，１／８，１／３２倍等の値に設定していた。すなわち、例えば、Ｎｇ＝２５６，１２８，６４等のサンプリング点数に設定していた。
【００４７】
これに対し、第１の本発明では、ガード期間長として、これらの従来の設定値以外のサンプリング点数にガード期間長を設定することを意味する。
【００４８】
具体的には、第１の本発明は、互いに直交するＫ本の搬送波(キャリア)を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置において、該ＯＦＤＭ方式の伝送信号であるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長Ｔｕのサンプリング点数がＮｕであって、ｄＫｐ本毎にパイロットキャリアＣＰを挿入されたキャリア構造を有し、該ＯＦＤＭ信号のガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、Ｎｕ／ｄＫｐの四捨五入値ｒｏｕｎｄ(Ｎｕ／ｄＫｐ)を除く、
ｒｏｕｎｄ((Ｎｕ／ｄＫｐ)／２)＜Ｎｇ＜ｒｏｕｎｄ(Ｎｕ／ｄＫｐ)
あるいは、
ｒｏｕｎｄ(Ｎｕ／ｄＫｐ)＜Ｎｇ＜ｒｏｕｎｄ((Ｎｕ／ｄＫｐ)×２)
の範囲内にある整数値であるＯＦＤＭ信号としたものである。
【００４９】
また、第２の本発明は、互いに直交するＫ本の搬送波(キャリア)を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置において、該ＯＦＤＭ方式の伝送信号であるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長Ｔｕのサンプリング点数がＮｕであって、ｄＫｐ本毎にパイロットキャリアＣＰを挿入されたキャリア構造を有し、該ＯＦＤＭ信号のガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、Ｎｕ／ｄＫｐの四捨五入値ｒｏｕｎｄ(Ｎｕ／ｄＫｐ)を除く、
ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×ｄＫｐ2／[(ｄＫｐ＋１)2×(ｄＫｐ−１)]］
≦Ｎｇ＜ｒｏｕｎｄ(Ｎｕ／ｄＫｐ)
あるいは、
ｒｏｕｎｄ（Ｎｕ／ｄＫｐ）＜Ｎｇ
≦ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×(ｄＫｐ−１)2／[ｄＫｐ2・(ｄＫｐ−２)]］
の範囲内にある整数値であるＯＦＤＭ信号としたものである。
【００５０】
また、第３の本発明は、ＯＦＤＭ信号のガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、第１と第２の本発明に記載の範囲にあり、かつ２m×Ｍ(但し、ｍ＝１，２，・・・、Ｍ＝３，４，・・・）を満たす整数値であるＯＦＤＭ信号としたものである。
【００５１】
更に、第４の本発明は、パイロットキャリアであるＣＰキャリアを、シンボル毎に異なるランダム符号Ｗｉで変調するものである。
【００５２】
具体的には、第４の本発明は、互いに直交するＫ本の搬送波(キャリア)を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置において、当該ＯＦＤＭ方式の伝送信号であるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長Ｔｕのサンプリング点数がＮｕであって、ｄＫｐ本毎にパイロットキャリアＣＰを挿入されたキャリア構造を有し、該パイロットキャリアＣＰが、隣接するシンボル間で互いに異なるランダム符号列Ｗｉ，Ｗｉ’，Ｗｉ”，・・・で変調されたＯＦＤＭ信号としたものである。
【００５３】
また、第５の本発明は、第４の本発明において、ＯＦＤＭ信号は、パイロットキャリアＣＰを互いに異なる２つのランダム符号列ＷｉとＷｉ’でシンボル毎に交互に変調したＯＦＤＭ信号としたものである。
【００５４】
また、第６の本発明は、第４と第５の本発明において、ＯＦＤＭ信号のガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、
ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×ｄＫｐ2／[(ｄＫｐ＋１)2×(ｄＫｐ−１)]］≦Ｎｇ
≦ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×(ｄＫｐ−１)2／[ｄＫｐ2・(ｄＫｐ−２)]］
の範囲内にある整数値であるＯＦＤＭ信号としたものである。
【００５５】
更に、第７の本発明は、図５のように、パイロットキャリアＳＰを周波数方向と時間方向にばらまかれた位置に配置し、且つ、パイロットキャリアＳＰを有する斜線を施したパイロットキャリアの間隔をｄＫｐとする時、そのガード期間長Ｎｇを、Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐの近傍の値に設定するものである。
【００５６】
具体的には、第７の本発明は、互いに直交するＫ本の搬送波(キャリア)を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置において、ＯＦＤＭ方式の伝送信号であるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長Ｔｕのサンプリング点数がＮｕで、ｍｐを２以上の整数とする時、（ｍｐ×ｄＫｐ）本毎にパイロットキャリアＳＰを挿入され、パイロットキャリアＳＰの挿入位置がｍｐシンボル周期でｄＫｐ本単位で順次ずらされて配置されるキャリア構造を有し、該ＯＦＤＭ信号のガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、
ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×ｄＫｐ2／[(ｄＫｐ＋１)2×(ｄＫｐ−１)]］≦Ｎｇ
≦ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×(ｄＫｐ−１)2／[ｄＫｐ2・(ｄＫｐ−２)] ］
の範囲内にある整数値であるＯＦＤＭ信号としたものである。
【００５７】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態を図１（ａ）を用いて説明する。なお、伝送装置の回路構成は、図６のガードインターバル(Ｇ)挿入回路３と図７のＧ相関回路８に設定するガードインターバルの長さが異なるだけで、基本的な信号処理内容は、従来と同様である。 そこで、この実施の形態の説明では、回路構成に関する説明は省略する。
【００５８】
この実施の形態においては、図１（ａ）に示すように、ガード期間長Ｎｇを、Ｎｇ０＝round(Ｎｕ／ｄＫｐ)より小さく、Ｎｇ０＝round((Ｎｕ／ｄＫｐ)／２)より大きい値、例えば、Ｎｕ＝１０２４の時、Ｎｇ＝Ｎｇ０−２3に設定する。ただし、round(Ａ)は、Ａの値の四捨五入値を表し、ＣＰキャリア間隔ｄＫｐは、２の冪乗の値、例えば、ｄＫｐ＝８とする。
【００５９】
ここで、ガード期間長Ｎｇを、Ｎｇ０−２3の様に、Ｎｇ０から２の冪乗値を引いた値に設定したのは、サンプリングクロック周波数とシンボル周波数の関係を、できるだけ簡単な分周比の関係にするためである。
【００６０】
例えば、Ｎｕ＝１０２４，ｄＫｐ＝８の場合に、Ｎｇ＝Ｎｇ０−７にすると、（Ｎｕ＋Ｎｇ）／Ｎｕ＝１１４５／１０２４＝（５×２２９）／２10 となって非常に複雑な分周比になるが、Ｎｇ＝Ｎｇ０−２3にすると、（Ｎｕ＋Ｎｇ）／Ｎｕ＝１１４４／１０２４＝（１１×１３）／２7＝１４３／１２８ となり、比較的簡単な分周比になるので、ＰＬＬを構成し易くなる効果が得られる。
【００６１】
また、Ｎｇ０が２の冪乗でない時は、Ｎｇが、できるだけ高次の２の冪乗数をその約数に含むようにＮｇ０−Ｎｇの値を選択すれば、同様の効果を得ることができる。例えば、Ｎｕ＝１０２４，ｄＫｐ＝７とすると、Ｎｇ０＝round(Ｎｕ／ｄＫｐ)＝round(１４６.3)＝１４６となるが、Ｎｇ＝２4・(２3＋１)＝１４４に設定することにより、(Ｎｕ＋Ｎｇ)／Ｎｕ＝１１６８／１０２４＝(２4×７３)／(２4・６４)＝７３／６４となり、比較的簡単な分周比にすることができる。
【００６２】
この時、ガード期間長Ｎｇの値はＮｇ０に等しくなければ任意の値で良いが、Ｎｇ０の２分の１以下になると復調可能な遅延波で発生するキャリア方向周波数の分布は図１１のようになり、基準信号を再生可能な帯域の半分が大きく無駄になる。 逆に、ガード期間長を長くしてＮｇ０の２倍に設定しても、遅延時間がＮｇ０を超える遅延波が混入すると復調できなくなるため、設けたガードインターバルの半分が大きく無駄になる。
【００６３】
そのため、ガード期間長を従来の様に有効シンボル長Ｎｕの１／４，１／８等の２の冪乗分の１に設定した場合に比べて、無駄が少なく効率的なガード期間長にするためには、少なくとも、
round((Ｎｕ／ｄＫｐ)／２)＜Ｎｇ＜round(Ｎｕ／ｄＫｐ) ・・・・（３）
あるいは、
round(Ｎｕ／ｄＫｐ)＜Ｎｇ＜round((Ｎｕ／ｄＫｐ)×２) ・・・・（４）
の範囲に設定する必要がある。ここで、何れの不等式も、等号を含まないことを注意しておく。
【００６４】
ガード期間長が、このように設定されたＯＦＤＭ信号のＣＰ成分信号に対するＧ相関信号を算出する場合、例えば上記式（３）の範囲に設定した場合、図１６（ｂ）のように、有効シンボル期間Ｎｕ遅延した信号と図１６（ａ）の遅延前の信号のタイミングは微妙にずれる。
【００６５】
一方、ＣＰキャリア成分のみの信号とは言え、四角の枠内の信号波形は、ランダム雑音波形に近い波形であり、１サンプリング点でもずれると互いに無相関になる。そのため、その複素乗算値は、図１６（ｃ）の様に図８（ｃ）に類似した波形になり、Ｎｇサンプルの複素乗算値を加算して得られる相関信号波形も図８（ｄ）と同様な三角波形に成る。データキャリア信号成分の相関波形も三角波形なので、その加算信号であるＧ相関信号の波形も従来と同様の三角波形になり、シンボル同期を常に正しく引き込んでおくことができるようになる。
【００６６】
この状態は、遅延波が混入する場合にも成り立つ。即ち、図１５の場合と同様に、遅延時間がＮｇ０で、しかも同レベルで逆極性の遅延波が混入すると、その混合信号のＣＰ成分信号の時間波形には、図１７（ｃ）の様に、互いに同極性になって２倍に加算される領域が発生する。 しかし、この遅延波が混入した受信信号のＧ相関信号を算出すると、図１６と同様の理由により、その相関信号波形が三角波形になる。そのため、データキャリア信号成分の相関波形との加算信号であるＧ相関信号の波形も、従来と同様の三角波形になり、シンボル同期を常に正しく引き込んでおくことができるようになる。
【００６７】
この様に、式（３）と式（４）に示す範囲にガード期間長Ｎｇを設定すると、受信信号の状態によらず、常に歪の無いＧ相関波形が得られるようになる。そのため、帯域の利用効率低下の原因となるキャリア方向周波数帯域あるいはガード期間長の無駄が少なくなるだけでなく、従来の様に有効シンボル長Ｎｕの１／４，１／８倍等、Ｎｕの２の冪乗分の１倍にガード期間長を設定する場合に比べ、シンボル同期がはずれ難いＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【００６８】
次に本発明の第２の実施の形態を説明する。なお、本実施の形態は第１の実施の形態で説明したガード期間長Ｎｇの設定範囲に関するものであり、伝送装置の回路構成と基本的な信号処理内容は第１の実施の形態と同様なので、回路構成に関する説明は省略する。
【００６９】
上記の第１の実施の形態では、ＣＰキャリア間隔ｄＫｐを定めた時に、無駄が少なく効率的なガード期間長が得られる範囲を示した。しかし、伝送方式の評価の観点からは、最もＯＦＤＭ方式の伝送に適したｄＫｐ，Ｎｇのパラメータ値を選択することが好ましい。
【００７０】
ところで、伝送方式の評価の指標の１つとしては、通常、帯域の利用効率を表す単位帯域幅あたりの伝送レートである伝送レート密度が用いられる。 データキャリアを変調する方式を、６４ＱＡＭ等の変調方式に固定する場合、その伝送レート密度Ｒは、ＣＰキャリア間隔ｄＫｐとガード期間長Ｎｇをパラメータとして次式に比例する値として求められ、ｄＫｐが大きい程、またＮｇが小さい程、伝送効率が高くなる結果しか得られない。
【００７１】
Ｒ(ｄＫｐ，Ｎｇ)＝(ｄＫｐ−１)／ｄＫｐ
×１／(１＋Ｎｇ／Ｎｕ) ・・・・・・・（５）
しかし、通常、ＯＦＤＭ方式は遅延波と移動体無線に優れていることが特徴であり、その耐性を含めて評価すべきである。 この耐性も含めた伝送効率の評価指標はまだ無いが、キャリア間隔が広いほどフェージング等による移動体無線の耐性が高くなることに着目し、例えば復調可能な最大遅延時間ＴＤを一定とし、キャリア間隔に比例するサンプリングクロック周波数ｆｃｋ＝１／Ｔｃｋと伝送レート密度Ｒの積Ｈ１を指標として評価することができる。
【００７２】
ところで、ガード期間長をＮｇ＜Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐの範囲に設定すると、遅延時間がガード期間長Ｎｇ以内の遅延波の基準信号のキャリア方向周波数は、図１８（ａ）の高調波成分と分離された斜線枠内に分布し、常に復調することができる。なお、図１８は、図１１の（ａ）と（ｂ）の領域を拡大して示したものである。
【００７３】
従って、この条件下では、復調可能な最大遅延時間は、ＴＤ＝Ｎｇ×Ｔｃｋと成るので、上記の評価値Ｈ１ｓ(ｓはＮｇがＮｇ０より短いことを意味する)は、ＣＰキャリア間隔ｄＫｐとガード期間長Ｎｇをパラメータとして、次式で求められる。
【００７４】
Ｈ１ｓ(ｄＫｐ，Ｎｇ)＝Ｒ(ｄＫｐ，Ｎｇ)×１／Ｔｃｋ
＝[(ｄＫｐ−１)／ｄＫｐ]×Ｎｇ／(１＋Ｎｇ／Ｎｕ)／ＴＤ ・・・ (６)
一方、ガード期間長のサンプリング点数Ｎｇを保ったまま、ＣＰキャリア間隔ｄＫｐを、ｄＫｐ’＝ｄＫｐ＋１ に増加すると、Ｎｇ０’＝Ｎｕ／ｄＫｐ’＝Ｎｕ／（ｄＫｐ＋１）は、Ｎｇより短くなる。 そのため、図１８（ｂ）の様に、Ｎｇ０’を超えた遅延時間の遅延波で発生するキャリア方向周波数は、高調波成分の領域で発生し、基準信号を再生できなくなる。
【００７５】
従って、劣化復号可能な遅延時間は、ＴＤ＝Ｎｇ０’×Ｔｃｋ’と成る。そのため、この時の評価値Ｈ１ｌ（ｌはＮｇがＮｇ０’より長いことを意味する）は、ＣＰキャリア間隔ｄＫｐとガード期間長Ｎｇをパラメータとして次式で求められる。
【００７６】
Ｈ１ｌ(ｄＫｐ，Ｎｇ)＝Ｒ(ｄＫｐ’，Ｎｇ)×Ｎｇ０’／ＴＤ
＝[ｄＫｐ／(ｄＫｐ＋１)2]×Ｎｕ／(１＋Ｎｇ／Ｎｕ)／ＴＤ ・・・(７)
ところで、この評価方法では、Ｈ１ｌ＜Ｈ１ｓの場合は、ｄＫｐを増加しない方がＯＦＤＭ方式の特徴を生かした最適なパラメータ設定であることになる。 この限界点でのＮｇの値Ｎｇｄは、Ｈ１ｌ＝Ｈ１ｓの条件から算出され、次式
Ｎｇｄ＝ｄＫｐ2／[(ｄＫｐ＋１)2×(ｄＫｐ−１)]×Ｎｕ ・・・ (８)
で求められる。
【００７７】
逆に、Ｎｇの上限値Ｎｇｕは、ｄＫｐをｄＫｐ”＝ｄＫｐ−１に減らした場合の評価値を比較することによって得られ、式（８）のｄＫｐをｄＫｐ−１に置き換えた次式、
Ｎｇｕ＝(ｄＫｐ−１)2／[ｄＫｐ2×(ｄＫｐ−２)]×Ｎｕ ・・・ (９)
で求められる。
【００７８】
従って、式（８）と式（９）から、遅延波と移動体無線に対する耐性を含めたＯＦＤＭ方式にとって最適なＮｇ値の範囲である次式が得られる。
【００７９】
round[Ｎｕ×ｄＫｐ2／[(ｄＫｐ＋１)2×(ｄＫｐ−１)]]
≦Ｎｇ＜round(Ｎｕ／ｄＫｐ) ・・・・・・・（１０）
あるいは、
round(Ｎｕ／ｄＫｐ)＜Ｎｇ≦round[Ｎｕ×(ｄＫｐ−１)2
／[ｄＫｐ2・(ｄＫｐ−２)]] ・・・・ （１１）
ガード期間長が、この範囲に設定されたＯＦＤＭ信号で得られるＧ相関信号の波形は、第１の実施の形態の場合と同じなので、説明を省略する。
【００８０】
この様に，式（１０）と式（１１）に示す範囲にガード期間長Ｎｇを設定すると、受信信号の条件によらず常に歪の無いＧ相関波形が得られる様になる。そのため、帯域の利用効率低下の原因となるキャリア方向周波数帯域あるいはガード期間長の無駄が少ないだけでなく、従来の様に、有効シンボル長Ｎｕの１／４，１／８倍等、Ｎｕの２の冪乗分の１倍にガード期間長を設定する場合に比べて、シンボル同期がはずれ難いＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【００８１】
本発明の第３の実施の形態を説明する。本実施の形態においても、伝送装置の回路構成は図６と同様であるが、第１および第２の実施の形態と異なり、送信前処理回路１で実施する処理内容が異なる。 そこで、この回路で実施する処理の相違点を中心に説明する。
【００８２】
ところで、混乱を避けるため、図４および図９の説明では、暗黙的に、全てのＣＰキャリアが同じ位相方向に変調されているものとして説明した。 しかし、実際には図１９に模式的に示す様に、ランダム符号列Ｗｉ(ｋ)により、ＣＰキャリア毎にランダムにその極性を反転する変調を受けた信号になっている。ここで、ｋはキャリア番号を表す。
【００８３】
ＣＰキャリアのみからなるＣＰ成分信号の時間系の信号波形の周期性は、ＣＰキャリアがｄＫｐ本間隔で挿入されるために生じるもので、変調されている場合にも周期性が現れる。また、従来の伝送装置では全てのシンボルで同じランダム符号列Ｗｉを用いて変調しているため、ＣＰキャリアのみからなるＣＰ成分信号の波形は全てのシンボルで同一波形になり、図１３から図１５で説明した問題が発生した。
【００８４】
これに対し本実施の形態では、ＣＰキャリアを変調するランダム符号列としてＷｉとＷｉ’の２つのランダム符号列を用意し、シンボル毎に交互に入れ替えてＣＰキャリアを変調するようにする。
【００８５】
上記した様に、ＣＰ成分信号の周期性はＣＰキャリアを一定間隔で挿入するために発生するものであるため、ランダム符号列を入れ替えても発生する。しかし、連続する２シンボルで発生するＣＰ成分信号の波形は互いに異なるため、ガード期間長Ｎｇを最も無駄のないガード期間長Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐに設定しても図１３から図１５で説明したような問題は発生せず、図８で説明したものと同様の波形のＧ相関信号を得ることができる。そのため、シンボル同期を常に正しく引き込んでおくことができるようになる。
【００８６】
なお、以上の説明から明らかな様に、複数のランダム符号列を順番に入れ替えてＣＰキャリアを変調しても良いのは明らかである。
【００８７】
この様に，本実施の形態を用いると、ガード期間長Ｎｇが最も無駄のない長さで、しかも受信信号の条件によらず常に歪の無いＧ相関波形が得られてシンボル同期がはずれ難いＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【００８８】
本発明の第４の実施の形態を説明する。本実施の形態においても、伝送装置の回路構成は図６と同様であるが、第１および第２の実施の形態と異なり、送信前処理回路１で実施する処理内容が異なる。 そこで、この回路で実施する処理の相違点を中心に説明する。
【００８９】
本実施の形態が、第１から第３の実施の形態と大きく異なるのは、パイロットキャリアの配置を、図４のＣＰ配置から図５のＳＰ配置に変えた点にある。図５の配置の場合、各キャリアの基準信号の再生は以下の手順で実施する。 即ち、初めに斜線を施したキャリアの基準信号を、シンボル方向に隣接するＳＰキャリアの信号を内挿することによって算出する。 その後、斜線を施したキャリアで再生した基準信号をキャリア方向に内挿し、各キャリアの基準信号を再生する。
【００９０】
従ってこの場合、斜線を施したキャリアの基準信号が図４のＣＰキャリアに相当する役割を果たし、無駄のないガード期間長Ｎｇ０は、斜線を施したキャリアの間隔ｄＫｐからＮｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐによって求められる。このキャリア間隔値ｄＫｐを用いると、１つのシンボル内でのＳＰキャリアの間隔は、ｍｐを２以上の整数とするとき、(ｍp×ｄＫｐ)で表せる。図５の場合、ｍｐは４になる。
【００９１】
ところで、図５のパイロットキャリア配置を用いる場合、ＳＰキャリアを変調するランダム符号列は明らかにシンボル毎に異なる。そのため、ＳＰキャリアの信号成分のみからなるＳＰ成分信号の時間系の信号の波形は、シンボル毎に異なり、無相関となる。従って、ガード期間長Ｎｇを、最も無駄のないガード期間長(Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐ)に設定しても、図１３から図１５で説明したような問題は発生しなくなる。そのため、図８で説明したものと同様の波形のＧ相関信号を得ることができ、シンボル同期を常に正しく引き込んでおくことができるようになる。
【００９２】
この様に，本実施の形態を用いると、ガード期間長Ｎｇが最も無駄のない長さで、しかも受信信号の条件によらず常に歪の無いＧ相関波形が得られてシンボル同期がはずれ難いＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【００９３】
なお、第３の実施の形態と第４の実施の形態では、ガード期間長Ｎｇを、最も無駄のない長さ(Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐ)に設定する場合を説明したが、Ｎｇ０＝Ｎｕ／ｄＫｐを含む、
ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×ｄＫｐ2／[(ｄＫｐ＋１)2×(ｄＫｐ−１)]］≦Ｎｇ≦ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×(ｄＫｐ−１)2／[ｄＫｐ2・(ｄＫｐ−２)]］・・・・・・・・（１２）
の範囲に設定すれば、第２の実施の形態と同程度の精度で無駄の少ないＯＦＤＭ方式の伝送装置を実現できる。
【００９４】
【発明の効果】
以上説明した様に、本発明による構造のＯＦＤＭ信号を用いると、帯域の利用効率低下の原因となるキャリア方向周波数帯域あるいはガード期間長の無駄が少ないだけでなく、従来の様に有効シンボル長Ｎｕの１／４，１／８倍等、Ｎｕの２の冪乗分の１倍にガード期間長を設定する場合に比べ、シンボル同期がはずれ難いＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ信号の構造を説明する模式図
【図２】一般的なＯＦＤＭ方式のキャリア構造を説明する模式図
【図３】ＯＦＤＭ信号の時間系の信号構造を説明する模式図
【図４】ＣＰキャリアを挿入されたＯＦＤＭ信号のキャリア構造の詳細な説明図
【図５】ＳＰキャリアを挿入されたＯＦＤＭ信号のキャリア構造の詳細な説明図
【図６】従来のＯＦＤＭ方式の送信装置の構成を示すブロック図
【図７】従来のＯＦＤＭ方式の受信装置の構成を示すブロック図
【図８】Ｇ相関回路で実施する演算動作を説明する模式図
【図９】受信信号の各キャリアの基準信号の波形を説明する模式図
【図１０】ＯＦＤＭ信号の各キャリアの基準信号のキャリア方向周波数分布を説明する図
【図１１】ガード期間長が(Ｎｕ／ｄＫｐ)／２の場合のキャリア方向周波数分布の説明図
【図１２】ガード期間長が(Ｎｕ／ｄＫｐ)に等しい場合のキャリア方向周波数分布説明図
【図１３】従来の構造のＯＦＤＭ信号で問題が発生しない場合を説明する模式図
【図１４】従来の構造のＯＦＤＭ信号で発生する問題を説明する模式図
【図１５】従来の構造のＯＦＤＭ信号で発生する遅延波が混入する場合を説明する模式図
【図１６】本発明の第１の実施の形態の構造のＯＦＤＭ信号を説明する模式図
【図１７】本発明の図１６のＯＦＤＭ信号に遅延波が混入している場合を説明する模式図
【図１８】ガード期間長Ｎｇの設定値によって発生する無駄を説明する模式図
【図１９】パイロットキャリアの変調を説明する図
【符号の説明】
１：送信前処理回路、２：ＩＦＦＴ回路、３：ガードインターバル挿入回路、４：送信後処理回路、５，６：アンテナ、７：受信前処理回路、８：Ｇ相関回路、９：信号切り出し回路、１０：ＦＦＴ回路、１１：受信後処理回路、１２：Ｐキャリア抽出＆ゼロ挿入回路、１３：キャリア方向内挿回路。
Claims (6)
- 互いに直交するＫ本の搬送波（キャリア）を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送装置において、該ＯＦＤＭ方式の伝送信号であるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長Ｔｕのサンプリング点数がＮｕであり、ｄＫｐ本毎にパイロットキャリアＣＰを挿入されたキャリア構造を有し、
該ＯＦＤＭ信号のガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、Ｎｕ／ｄＫｐの四捨五入値ｒｏｕｎｄ（Ｎｕ／ｄＫｐ）を除く、
ｒｏｕｎｄ（（Ｎｕ／ｄＫｐ）／２）＜Ｎｇ＜ｒｏｕｎｄ（Ｎｕ／ｄＫｐ）
あるいは、
ｒｏｕｎｄ（Ｎｕ／ｄＫｐ）＜Ｎｇ＜ｒｏｕｎｄ（（Ｎｕ／ｄＫｐ）×２）
の範囲内にある整数値であるＯＦＤＭ信号としたことを特徴とする伝送装置。 - 互いに直交するＫ本の搬送波（キャリア）を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送装置において、該ＯＦＤＭ方式の伝送信号であるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長Ｔｕのサンプリング点数がＮｕであり、４以上のｄＫｐ本毎にパイロットキャリアＣＰを挿入されたキャリア構造を有し、
該ＯＦＤＭ信号のガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、Ｎｕ／ｄＫｐの四捨五入値ｒｏｕｎｄ（Ｎｕ／ｄＫｐ）を除く、
ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×ｄＫｐ 2 ／［（ｄＫｐ＋１） 2 ×（ｄＫｐ−１）］］≦Ｎｇ＜ｒｏｕｎｄ（Ｎｕ／ｄＫｐ）
あるいは
ｒｏｕｎｄ（Ｎｕ／ｄＫｐ）＜Ｎｇ≦ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×（ｄＫｐ−１） 2 ／［ｄＫｐ 2 ×（ｄＫｐ−２）］］
の範囲内にある整数値であるＯＦＤＭ信号としたことを特徴とする伝送装置。 - 請求項１または２に記載の伝送装置において、上記ＯＦＤＭ信号は、そのガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、２ ｍ ×Ｍ（但し、ｍ＝１，２，・・・、Ｍ＝３，４，・・・）を満たす整数値であるＯＦＤＭ信号としたことを特徴とする伝送装置。
- 互いに直交するＫ本の搬送波（キャリア）を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送装置において、該ＯＦＤＭ方式の伝送信号であるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長Ｔｕのサンプリング点数がＮｕであり、ｄＫｐ本毎にパイロットキャリアＣＰを挿入されたキャリア構造を有し、該パイロットキャリアＣＰが隣接するシンボル間で互いに異なるランダム符号列Ｗｉ，Ｗｉ’，Ｗｉ”，・・・で変調されたＯＦＤＭ信号であることを特徴とする伝送装置。
- 請求項４に記載の伝送装置において、上記ＯＦＤＭ信号は、上記パイロットキャリアＣＰを互いに異なる２つのランダム符号列ＷｉとＷｉ’でシンボル毎に交互に変調したＯＦＤＭ信号であることを特徴とする伝送装置。
- 請求項４または５に記載の伝送装置において、上記ＯＦＤＭ信号は、前記ｄＫｐが４以上であって、ガード期間長Ｔｇのサンプリング点数Ｎｇが、
ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×ｄＫｐ 2 ／［（ｄＫｐ＋１） 2 ×（ｄＫｐ−１）］］≦Ｎｇ≦ｒｏｕｎｄ［Ｎｕ×（ｄＫｐ−１） 2 ／［ｄＫｐ 2 ×（ｄＫｐ−２）］］
の範囲内にある整数値であるＯＦＤＭ信号としたことを特徴とする伝送装置。
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