JPH10215235A - 符号伝送における復調装置及びその方法 - Google Patents
符号伝送における復調装置及びその方法Info
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- JPH10215235A JPH10215235A JP9097981A JP9798197A JPH10215235A JP H10215235 A JPH10215235 A JP H10215235A JP 9097981 A JP9097981 A JP 9097981A JP 9798197 A JP9798197 A JP 9798197A JP H10215235 A JPH10215235 A JP H10215235A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 デジタル信号の送受信で用いる変復調におい
て、特にQAM 等により変調されたデジタル情報信号を、
複数の搬送波を用いて伝送するOFDM伝送の復調装置を提
供する。 【解決手段】 特定キャリアに基準参照信号が付加され
て伝送されるOFDM方式において、送信側で生成され送信
された信号を受信し、受信された信号を、基準参照信号
を基に信号補正を行ない第１次補正信号を得る基準信号
キャリブレーション手段２と、順次受信される情報信号
の振幅と位相差を検出し振幅位相差情報を得、その結果
をメモリに蓄積し、前記メモリより読み出される信号毎
に、前記振幅位相差情報を基に時間軸で過去に求められ
た補正値を用いて、現信号での補正値を予測し、この予
測して求めた補正値を使って逐次信号補正を行ない第２
次補正信号を得るセルフキャリブレーション手段４と、
前記第２次補正信号を復号し、復号データを得る復号化
手段９とより構成した。
て、特にQAM 等により変調されたデジタル情報信号を、
複数の搬送波を用いて伝送するOFDM伝送の復調装置を提
供する。 【解決手段】 特定キャリアに基準参照信号が付加され
て伝送されるOFDM方式において、送信側で生成され送信
された信号を受信し、受信された信号を、基準参照信号
を基に信号補正を行ない第１次補正信号を得る基準信号
キャリブレーション手段２と、順次受信される情報信号
の振幅と位相差を検出し振幅位相差情報を得、その結果
をメモリに蓄積し、前記メモリより読み出される信号毎
に、前記振幅位相差情報を基に時間軸で過去に求められ
た補正値を用いて、現信号での補正値を予測し、この予
測して求めた補正値を使って逐次信号補正を行ない第２
次補正信号を得るセルフキャリブレーション手段４と、
前記第２次補正信号を復号し、復号データを得る復号化
手段９とより構成した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】デジタル信号の送受信で用い
る変復調において、特にQAM 等により変調されたデジタ
ル情報信号を、複数の搬送波を用いて伝送するOFDM伝送
の復調方式に関する。
る変復調において、特にQAM 等により変調されたデジタ
ル情報信号を、複数の搬送波を用いて伝送するOFDM伝送
の復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】OFDM伝送は、直交する複数の搬送波を用
いてデジタル情報を伝送する、周波数分割多重のデジタ
ル変調方式であり、マルチパスに強く、他の伝送系に妨
害を与えにくく、妨害を受けにくい、周波数利用効率が
比較的高い等の特徴を有しており、近年、移動体デジタ
ル音声放送やデジタルテレビ放送に適した変調方式とし
て注目されている。複数の搬送波は送信側において逆フ
ーリエ変換を行なうIFFT回路を用いて生成することが出
来、受信においてはフーリエ変換を行なうFFT 路により
搬送波を分離することが出来る。このIFFT回路、FFT 回
路実装化技術の進歩によりOFDM伝送が現実のものになり
つつある。
いてデジタル情報を伝送する、周波数分割多重のデジタ
ル変調方式であり、マルチパスに強く、他の伝送系に妨
害を与えにくく、妨害を受けにくい、周波数利用効率が
比較的高い等の特徴を有しており、近年、移動体デジタ
ル音声放送やデジタルテレビ放送に適した変調方式とし
て注目されている。複数の搬送波は送信側において逆フ
ーリエ変換を行なうIFFT回路を用いて生成することが出
来、受信においてはフーリエ変換を行なうFFT 路により
搬送波を分離することが出来る。このIFFT回路、FFT 回
路実装化技術の進歩によりOFDM伝送が現実のものになり
つつある。
【０００３】図２に従来のOFDM伝送における変調回路の
一部を、図３にOFDM伝送における復調回路の一部を夫々
示す。送信されるべき情報データは符号化回路10によっ
てPSK 、QAM 等の符号化を行ない、符号化されたデジタ
ルデータは特定キャリアに印加される基準参照信号を加
算器11によって付加されて、IFFT演算部12のリアルパー
ト、イマジナリパートへ周波数割当を行なった後、IFFT
演算を行ない、演算結果であるI 信号、Q 信号を直交変
調器13へと送り、変調後、OFDM波を出力する。
一部を、図３にOFDM伝送における復調回路の一部を夫々
示す。送信されるべき情報データは符号化回路10によっ
てPSK 、QAM 等の符号化を行ない、符号化されたデジタ
ルデータは特定キャリアに印加される基準参照信号を加
算器11によって付加されて、IFFT演算部12のリアルパー
ト、イマジナリパートへ周波数割当を行なった後、IFFT
演算を行ない、演算結果であるI 信号、Q 信号を直交変
調器13へと送り、変調後、OFDM波を出力する。
【０００４】復調側では、受信され直交復調されたI 信
号、Q 信号をFFT 演算部1 のリアルパートとイマジナジ
パートに入力し、FFT 演算を行ない、その演算結果を基
準信号キャリブレーター14へと入力し、送信時に印加さ
れた基準参照信号の振幅位相の変化より補正を行ない、
その結果を復号化回路9 へ送り、PSK 、QAM 等の復号化
を行ない復号データを出力する。このとき、印加される
基準参照信号はキャリア毎に一定間隔で送信され、受信
側でその信号の振幅位相の変化成分より補正値を求め、
信号補正を行なう。次の基準参照信号が送信されるま
で、その補正値により補正を行ない、次基準参照信号に
より補正値を更新する。
号、Q 信号をFFT 演算部1 のリアルパートとイマジナジ
パートに入力し、FFT 演算を行ない、その演算結果を基
準信号キャリブレーター14へと入力し、送信時に印加さ
れた基準参照信号の振幅位相の変化より補正を行ない、
その結果を復号化回路9 へ送り、PSK 、QAM 等の復号化
を行ない復号データを出力する。このとき、印加される
基準参照信号はキャリア毎に一定間隔で送信され、受信
側でその信号の振幅位相の変化成分より補正値を求め、
信号補正を行なう。次の基準参照信号が送信されるま
で、その補正値により補正を行ない、次基準参照信号に
より補正値を更新する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】OFDM伝送は一般にマル
チパスに強いということが言われている。これは、伝送
信号毎にガードインターバルと言われる信号期間を設け
ることによって、信号間の干渉を回避することが出来る
ためである。しかし、符号変調にQAM を用いた場合、復
調において波形等化( 信号補正) が必要不可欠であり、
また、マルチパス環境下での移動受信を想定した場合に
は、移動により受信信号は大きく変動するため、静的な
状態よりも更に正確な信号補正を必要とする。
チパスに強いということが言われている。これは、伝送
信号毎にガードインターバルと言われる信号期間を設け
ることによって、信号間の干渉を回避することが出来る
ためである。しかし、符号変調にQAM を用いた場合、復
調において波形等化( 信号補正) が必要不可欠であり、
また、マルチパス環境下での移動受信を想定した場合に
は、移動により受信信号は大きく変動するため、静的な
状態よりも更に正確な信号補正を必要とする。
【０００６】受信信号の変動は、移動速度が上がる程、
また、マルチパスにより受信電界強度の差が大きくなる
程、単位時間における変動量は大きくなる。さらに、QA
M 変調等において多値になる程、復調は厳しくなる。こ
のような変動に対処するために、伝送信号内に各キャリ
ア毎に基準参照信号を入れ込み送信し、受信側でその信
号の振幅位相の変化を抽出しその情報を基にそれ以後の
情報信号の補正を行なうが、基準参照信号は一定間隔で
送信されるため、次の基準参照信号が送られるまでは補
正値は更新されない。そのため、移動や周りの環境の変
化により、微小時間内に変動する受信信号に対応出来ず
に復調不可能となる。基準参照信号を増やせば、その数
に比例して補正出来る可能性は高くなるが、それに応じ
て伝送情報量は少なくなる。よって、OFDM伝送における
移動受信の実現を考えた場合、高多値な変調方式ほど、
受信信号の変動をいかに吸収し補正するかが重要な問題
となる。
また、マルチパスにより受信電界強度の差が大きくなる
程、単位時間における変動量は大きくなる。さらに、QA
M 変調等において多値になる程、復調は厳しくなる。こ
のような変動に対処するために、伝送信号内に各キャリ
ア毎に基準参照信号を入れ込み送信し、受信側でその信
号の振幅位相の変化を抽出しその情報を基にそれ以後の
情報信号の補正を行なうが、基準参照信号は一定間隔で
送信されるため、次の基準参照信号が送られるまでは補
正値は更新されない。そのため、移動や周りの環境の変
化により、微小時間内に変動する受信信号に対応出来ず
に復調不可能となる。基準参照信号を増やせば、その数
に比例して補正出来る可能性は高くなるが、それに応じ
て伝送情報量は少なくなる。よって、OFDM伝送における
移動受信の実現を考えた場合、高多値な変調方式ほど、
受信信号の変動をいかに吸収し補正するかが重要な問題
となる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の課題を
解決するために、受信された後、送信された基準参照信
号の振幅位相の変化を抽出し、その変化成分を基に補正
値を決定し信号補正を行ない、第1 次補正信号を出力す
る基準信号キャリブレーター２と、第1 次補正信号に対
して、メモリ６より読み出した振幅位相差情報を基に時
間軸で過去に求められた補正値を用いて、補正値の変化
を基に現信号での補正値を予測して求めた補正値を使っ
て逐次信号補正を行ない、第2 次補正信号を出力する振
幅位相補正回路５と出力された第2 次補正信号と復号化
回路９により復号された信号点配置上の本来の送信信号
との振幅位相差を検出し振幅位相差情報を出力する振幅
位相差検出回路７とその振幅位相差情報を蓄えるメモリ
６とからなるセルフキャリブレーター４と、第2 次補正
信号を復号して復号データを出力する復号化回路９とで
構成する。振幅位相補正回路５について、基準参照信号
が送信された直後の最初のシンボルでは、メモリ６はリ
セットされ、結果的に基準信号キャリブレーションの出
力である第1 次補正信号をそのまま通過させる。
解決するために、受信された後、送信された基準参照信
号の振幅位相の変化を抽出し、その変化成分を基に補正
値を決定し信号補正を行ない、第1 次補正信号を出力す
る基準信号キャリブレーター２と、第1 次補正信号に対
して、メモリ６より読み出した振幅位相差情報を基に時
間軸で過去に求められた補正値を用いて、補正値の変化
を基に現信号での補正値を予測して求めた補正値を使っ
て逐次信号補正を行ない、第2 次補正信号を出力する振
幅位相補正回路５と出力された第2 次補正信号と復号化
回路９により復号された信号点配置上の本来の送信信号
との振幅位相差を検出し振幅位相差情報を出力する振幅
位相差検出回路７とその振幅位相差情報を蓄えるメモリ
６とからなるセルフキャリブレーター４と、第2 次補正
信号を復号して復号データを出力する復号化回路９とで
構成する。振幅位相補正回路５について、基準参照信号
が送信された直後の最初のシンボルでは、メモリ６はリ
セットされ、結果的に基準信号キャリブレーションの出
力である第1 次補正信号をそのまま通過させる。
【０００８】また、セルフキャリブレーションの考えを
基に、信号補正の信頼性を増すために以下のことを行な
う。第一に、逐次更新される補正値において振幅位相の
変化は連続的であるため、変化の傾向を予測して補正値
を求めることが可能であり、その手段に傾斜予測もしく
は回帰モデル予測を用いる。第二に、セルフキャリブレ
ーションによって、全てのキャリアについて信号毎に補
正値は更新されキャリブレーションが行なわれるが、こ
のとき過去に求められた補正値と近接するキャリアの補
正値とを平均して求められる値を補正値としてキャリブ
レーションを行なう。
基に、信号補正の信頼性を増すために以下のことを行な
う。第一に、逐次更新される補正値において振幅位相の
変化は連続的であるため、変化の傾向を予測して補正値
を求めることが可能であり、その手段に傾斜予測もしく
は回帰モデル予測を用いる。第二に、セルフキャリブレ
ーションによって、全てのキャリアについて信号毎に補
正値は更新されキャリブレーションが行なわれるが、こ
のとき過去に求められた補正値と近接するキャリアの補
正値とを平均して求められる値を補正値としてキャリブ
レーションを行なう。
【０００９】作 用 上記の方法により、従来は移動や特性の変化により短時
間において受信信号が大きく変動するために、基準参照
信号から次の基準参照信号が送られてくるまでに、環境
が変化し補正が追い付けず、正確に復号することが不可
能となるが、セルフキャリブレーションを行なうことに
より、信号毎に各キャリアで補正値を更新しながら補正
を行なうため、移動等による動的な伝送路特性における
受信信号の変動に追従する。
間において受信信号が大きく変動するために、基準参照
信号から次の基準参照信号が送られてくるまでに、環境
が変化し補正が追い付けず、正確に復号することが不可
能となるが、セルフキャリブレーションを行なうことに
より、信号毎に各キャリアで補正値を更新しながら補正
を行なうため、移動等による動的な伝送路特性における
受信信号の変動に追従する。
【００１０】セルフキャリブレーションにおいて、時間
軸、周波数軸の平均を行なうことにより、バラツキの少
ない正確な補正値を導くことが出来、また予測処理によ
り変動の変化、例えば移動において加減速を行なった場
合等の変化を捉えて補正値を導くことが出来るため、両
者を併用して補正値を求めることにより、信号補正の信
頼性は高くなる。
軸、周波数軸の平均を行なうことにより、バラツキの少
ない正確な補正値を導くことが出来、また予測処理によ
り変動の変化、例えば移動において加減速を行なった場
合等の変化を捉えて補正値を導くことが出来るため、両
者を併用して補正値を求めることにより、信号補正の信
頼性は高くなる。
【００１１】セルフキャリブレーションにおいて、信号
毎に更新される補正値のうち、低信頼性信号により求め
られた補正値を削除して振幅位相の補正を行うことによ
り、ばらつきの少ない正確な補正値を導くことができ、
信号補正の信頼性は高くなる。
毎に更新される補正値のうち、低信頼性信号により求め
られた補正値を削除して振幅位相の補正を行うことによ
り、ばらつきの少ない正確な補正値を導くことができ、
信号補正の信頼性は高くなる。
【００１２】
実施例( 請求項1,5 に相当) OFDM 装置全体の仕様について説明を行なう。送信側は
従来例と同じである。256 波のキャリアを用いて伝送情
報を送信する。アナログ回路でのフィルタの設計を容易
にするため、2 倍オーバーサンプリングを使用し、512
ポイントのIFFT演算を行ない、OFDM波を生成する。図２
にOFDM変調装置の一部を示す。各キャリアの変調には25
6QAMを用いるものとし、入力された情報データは、符号
化回路10で符号化を行ない、1 キャリアに対して8 ビッ
トの情報、つまり、リアルパートとイマジナリパートに
それぞれ4 ビットずつを印加する。また、1 シンボル内
には、伝送情報データの他に、キャリブレーション用の
基準データ、同期用データを挿入する。IFFT演算部12へ
の伝送情報の周波数割当ては、IFFTウィンドウにおいて
周波数の低い方から順に番号を付けると次のようにな
る。
従来例と同じである。256 波のキャリアを用いて伝送情
報を送信する。アナログ回路でのフィルタの設計を容易
にするため、2 倍オーバーサンプリングを使用し、512
ポイントのIFFT演算を行ない、OFDM波を生成する。図２
にOFDM変調装置の一部を示す。各キャリアの変調には25
6QAMを用いるものとし、入力された情報データは、符号
化回路10で符号化を行ない、1 キャリアに対して8 ビッ
トの情報、つまり、リアルパートとイマジナリパートに
それぞれ4 ビットずつを印加する。また、1 シンボル内
には、伝送情報データの他に、キャリブレーション用の
基準データ、同期用データを挿入する。IFFT演算部12へ
の伝送情報の周波数割当ては、IFFTウィンドウにおいて
周波数の低い方から順に番号を付けると次のようにな
る。
【００１３】 f0 〜f127 送信すべき情報伝送信号が与えられ
る。 f128 〜f383 キャリアレベルを0 とし、信号を発生
させない。 f384 〜f511 送信すべき情報伝送信号が与えられ
る。 基準参照信号は、1 シンボルに特定の1 キャリアに加算
器11によって符号化データと共に挿入されるものとし、
シンボル毎に挿入キャリアは移される。本実施例では25
6 波のキャリアを使用するため、256 シンボルに一度、
各キャリアの基準参照信号は送信されることになる。上
記のように周波数割当てを行ない、IFFT演算により出力
された時系列信号である、I 信号とQ 信号より、直交変
調器13によってOFDM波を生成する。
る。 f128 〜f383 キャリアレベルを0 とし、信号を発生
させない。 f384 〜f511 送信すべき情報伝送信号が与えられ
る。 基準参照信号は、1 シンボルに特定の1 キャリアに加算
器11によって符号化データと共に挿入されるものとし、
シンボル毎に挿入キャリアは移される。本実施例では25
6 波のキャリアを使用するため、256 シンボルに一度、
各キャリアの基準参照信号は送信されることになる。上
記のように周波数割当てを行ない、IFFT演算により出力
された時系列信号である、I 信号とQ 信号より、直交変
調器13によってOFDM波を生成する。
【００１４】本発明の OFDM 復調装置の一実施例につい
て、以下に図と共に説明を行なう。図１は本発明の OFD
M 復調装置の一実施例の構成図である。図１は、図３の
基準信号キャリブレーター14と復号化回路9 の間にセル
フキャリブレーター4 を挿入した構成のものである。ま
ず、本発明の OFDM 復調装置の各回路における信号の流
れについて、説明する。図１に示すように受信し直交復
調されたOFDM波をFFT 演算部1 に供給し、FFT演算後、
演算結果を基準信号キャリブレーター2 へ供給する。基
準信号キャリブレーター2 では、基準参照信号が送信さ
れたキャリアについては、その基準参照信号の振幅、位
相の変化成分を求め、その変化を補正出来るような補正
値を求め、次シンボル以降はその補正値を用いて補正を
行ない、新たな基準参照信号が送信されることによって
補正値は更新される。
て、以下に図と共に説明を行なう。図１は本発明の OFD
M 復調装置の一実施例の構成図である。図１は、図３の
基準信号キャリブレーター14と復号化回路9 の間にセル
フキャリブレーター4 を挿入した構成のものである。ま
ず、本発明の OFDM 復調装置の各回路における信号の流
れについて、説明する。図１に示すように受信し直交復
調されたOFDM波をFFT 演算部1 に供給し、FFT演算後、
演算結果を基準信号キャリブレーター2 へ供給する。基
準信号キャリブレーター2 では、基準参照信号が送信さ
れたキャリアについては、その基準参照信号の振幅、位
相の変化成分を求め、その変化を補正出来るような補正
値を求め、次シンボル以降はその補正値を用いて補正を
行ない、新たな基準参照信号が送信されることによって
補正値は更新される。
【００１５】基準信号キャリブレーター2 により補正さ
れた第1 次補正信号3 は、振幅位相補正回路5 、メモリ
6 及び振幅位相差検出回路7 より構成されるセルフキャ
リブレーター4 へ供給される。ここで、第1 次補正信号
3 が振幅位相補正回路5 に供給され、後述する基準信号
キャリブレーター2 からのリセット信号がメモリ6 に夫
々供給される。セルフキャリブレーター4 では、振幅位
相補正回路5 において、順次受信される情報信号の振幅
位相差の情報をメモリ6 より取り出し、その値を基に第
1 次補正信号3 に対して振幅位相の補正を行ない、その
結果出力される第2 次補正信号8 を振幅位相差検出回路
7 と復号化回路9 へ供給する。
れた第1 次補正信号3 は、振幅位相補正回路5 、メモリ
6 及び振幅位相差検出回路7 より構成されるセルフキャ
リブレーター4 へ供給される。ここで、第1 次補正信号
3 が振幅位相補正回路5 に供給され、後述する基準信号
キャリブレーター2 からのリセット信号がメモリ6 に夫
々供給される。セルフキャリブレーター4 では、振幅位
相補正回路5 において、順次受信される情報信号の振幅
位相差の情報をメモリ6 より取り出し、その値を基に第
1 次補正信号3 に対して振幅位相の補正を行ない、その
結果出力される第2 次補正信号8 を振幅位相差検出回路
7 と復号化回路9 へ供給する。
【００１６】振幅位相差検出回路7 では第2 次補正信号
8 と復号後の信号との振幅位相差を検出し、その振幅位
相差情報をメモリ6 へと送る。メモリ6 ではその情報を
保持すると共に、基準参照信号が送信されたキャリアに
ついては基準信号キャリブレーター2 からの要求（リセ
ット信号）によりメモリ6 のリセットを行なう。セルフ
キャリブレーター4 によって補正された第2 次補正信号
8 は、復号化回路9 へと入力されQAM 復号を行なった
後、復号データとして出力されると共にセルフキャリブ
レーター4 の振幅位相差検出回路7 へと戻される。
8 と復号後の信号との振幅位相差を検出し、その振幅位
相差情報をメモリ6 へと送る。メモリ6 ではその情報を
保持すると共に、基準参照信号が送信されたキャリアに
ついては基準信号キャリブレーター2 からの要求（リセ
ット信号）によりメモリ6 のリセットを行なう。セルフ
キャリブレーター4 によって補正された第2 次補正信号
8 は、復号化回路9 へと入力されQAM 復号を行なった
後、復号データとして出力されると共にセルフキャリブ
レーター4 の振幅位相差検出回路7 へと戻される。
【００１７】次に基準信号キャリブレーター2 から復号
化回路9 迄の動作について、以下に説明する。基準参照
信号により補正値が求められ補正されることにより、新
たな信号点枠が生成される。256QAMの場合256 個の信号
点枠を持っており、受信された信号がこの枠をはみ出す
と、別の信号と見做されエラーを起こすことになる。次
シンボル以降は新たな基準参照信号が送信され補正値の
更新が行なわれるまで、この信号点枠が基準となる。セ
ルフキャリブレーションは、基準参照信号から次の基準
参照信号送信までの間を、逐次受信される信号の振幅位
相差を利用して補正を行なうものであり、基準参照信号
後の最初のシンボルの受信信号は、256QAM信号点配置上
のどれかの点に正確に補正される。
化回路9 迄の動作について、以下に説明する。基準参照
信号により補正値が求められ補正されることにより、新
たな信号点枠が生成される。256QAMの場合256 個の信号
点枠を持っており、受信された信号がこの枠をはみ出す
と、別の信号と見做されエラーを起こすことになる。次
シンボル以降は新たな基準参照信号が送信され補正値の
更新が行なわれるまで、この信号点枠が基準となる。セ
ルフキャリブレーションは、基準参照信号から次の基準
参照信号送信までの間を、逐次受信される信号の振幅位
相差を利用して補正を行なうものであり、基準参照信号
後の最初のシンボルの受信信号は、256QAM信号点配置上
のどれかの点に正確に補正される。
【００１８】この受信信号を、次のシンボルにおける基
準信号とする。即ち、次のシンボルの受信信号において
振幅と位相の変化成分を用いて、さらに次のシンボルで
の受信信号の補正、つまり新たな信号点枠を生成する。
この様子を図４に示す。基準参照信号による信号点枠15
は次の基準参照信号送信まで更新されず一定であるが、
受信信号16は時間の経過と共に移動等により変動する。
その変動に追従するように受信信号を利用した信号点枠
17は推移する。この信号点枠はマルチパスや移動により
変化したものとなっており、シンボル毎に順次更新され
る。このセルフキャリブレーョンによる信号点枠追従
は、次の基準参照信号送信によりリセットされ、基準信
号キャリブレーションにより新たに生成された信号点枠
を基準として繰り返し処理が行なわれる。
準信号とする。即ち、次のシンボルの受信信号において
振幅と位相の変化成分を用いて、さらに次のシンボルで
の受信信号の補正、つまり新たな信号点枠を生成する。
この様子を図４に示す。基準参照信号による信号点枠15
は次の基準参照信号送信まで更新されず一定であるが、
受信信号16は時間の経過と共に移動等により変動する。
その変動に追従するように受信信号を利用した信号点枠
17は推移する。この信号点枠はマルチパスや移動により
変化したものとなっており、シンボル毎に順次更新され
る。このセルフキャリブレーョンによる信号点枠追従
は、次の基準参照信号送信によりリセットされ、基準信
号キャリブレーションにより新たに生成された信号点枠
を基準として繰り返し処理が行なわれる。
【００１９】実施例( 請求項3 に相当) セルフキャリブレーションにおいて、信号点枠生成のた
めに使用される補正値は、前シンボルにおける受信信号
の変化成分を用いるため、常に過去の変動分を基に信号
点枠を生成する。このため、急激な変動の変化、例えば
移動における加減速があった場合や、変動量自体が大き
い時、例えば移動速度が高速になったり受信電界強度の
差が大きい場合は変化の速さに対応出来ず受信信号が信
号点枠を飛び越えてエラーを発生しやすくなる。そこ
で、補正値の決定に傾斜成分を用いた高次予測を行な
う。方法は信号点枠生成の際に、前シンボルで求められ
た補正値だけでなく、過去の補正値を用いて傾斜成分を
求めるものであり、使用する補正値数が2 点以上の時
は、再帰的に高次の差分を求め、それらの傾斜を考慮し
て補正値を求める。
めに使用される補正値は、前シンボルにおける受信信号
の変化成分を用いるため、常に過去の変動分を基に信号
点枠を生成する。このため、急激な変動の変化、例えば
移動における加減速があった場合や、変動量自体が大き
い時、例えば移動速度が高速になったり受信電界強度の
差が大きい場合は変化の速さに対応出来ず受信信号が信
号点枠を飛び越えてエラーを発生しやすくなる。そこ
で、補正値の決定に傾斜成分を用いた高次予測を行な
う。方法は信号点枠生成の際に、前シンボルで求められ
た補正値だけでなく、過去の補正値を用いて傾斜成分を
求めるものであり、使用する補正値数が2 点以上の時
は、再帰的に高次の差分を求め、それらの傾斜を考慮し
て補正値を求める。
【００２０】図６にその様子を示す。過去に求められた
補正値 y1,y2,y3,…yn のn 点が与えられた時、それら
の点を通る近似式をニュートンの補間多項式を利用して
(n-1) 次の多項式で図中の曲線19のように表わすことが
出来、現シンボルでの補正値Pkは、次式（数１）で与え
られる。
補正値 y1,y2,y3,…yn のn 点が与えられた時、それら
の点を通る近似式をニュートンの補間多項式を利用して
(n-1) 次の多項式で図中の曲線19のように表わすことが
出来、現シンボルでの補正値Pkは、次式（数１）で与え
られる。
【００２１】
【数１】
【００２２】この式を用いることによって、傾斜を考慮
して補正値の変化予測を行なうことが出来る。例えば、
過去の補正値、y1とy2 の2 点を用いるとすると、Pk =
2y1-y2の簡単な式で与えられ、求められたPkを基に信号
点枠を生成する。予測を用いない場合は、現シンボルで
の信号点枠生成のために使用される補正値P は、前シン
ボルで求められた補正値y1であり、その値より信号点枠
を生成することになる。
して補正値の変化予測を行なうことが出来る。例えば、
過去の補正値、y1とy2 の2 点を用いるとすると、Pk =
2y1-y2の簡単な式で与えられ、求められたPkを基に信号
点枠を生成する。予測を用いない場合は、現シンボルで
の信号点枠生成のために使用される補正値P は、前シン
ボルで求められた補正値y1であり、その値より信号点枠
を生成することになる。
【００２３】実施例( 請求項4 に相当) セルフキャリブレーションにおいて、信号点枠生成のた
めに使用される補正値は、前シンボルにおける受信信号
の変化成分を用いるため、常に過去の変動分を基に信号
点枠を生成する。このため、急激な変動の変化、例えば
移動における加減速があった場合や、変動量自体が大き
い時、例えば移動速度が高速になったり受信電界強度の
差が大きい場合は変化の速さに対応出来ず受信信号が信
号点枠を飛び越えてエラーを発生し易くなる。
めに使用される補正値は、前シンボルにおける受信信号
の変化成分を用いるため、常に過去の変動分を基に信号
点枠を生成する。このため、急激な変動の変化、例えば
移動における加減速があった場合や、変動量自体が大き
い時、例えば移動速度が高速になったり受信電界強度の
差が大きい場合は変化の速さに対応出来ず受信信号が信
号点枠を飛び越えてエラーを発生し易くなる。
【００２４】そこで、補正値の決定に回帰モデルを用い
た高次予測を行なう。方法は信号点枠生成の際に、前シ
ンボルで求められた補正値だけでなく、過去の補正値2
点以上を用いて、最小2 乗法による回帰モデルを求め、
そのモデルより現シンボルでの補正値を求める。求める
回帰モデルは直線または２次以上の曲線で表わすことが
出来る。本実施例では、直線回帰モデルを用いる予測に
ついて述べる。図６にその様子を示す。過去に求められ
た補正値y1,y2,y3, … ynのn 点が与えられた時、最小
2 乗法により直線回帰モデルは図中の直線20で表わさ
れ、その直線上の現シンボル位置での補正値Pcは次式
（数２）で与えられる。
た高次予測を行なう。方法は信号点枠生成の際に、前シ
ンボルで求められた補正値だけでなく、過去の補正値2
点以上を用いて、最小2 乗法による回帰モデルを求め、
そのモデルより現シンボルでの補正値を求める。求める
回帰モデルは直線または２次以上の曲線で表わすことが
出来る。本実施例では、直線回帰モデルを用いる予測に
ついて述べる。図６にその様子を示す。過去に求められ
た補正値y1,y2,y3, … ynのn 点が与えられた時、最小
2 乗法により直線回帰モデルは図中の直線20で表わさ
れ、その直線上の現シンボル位置での補正値Pcは次式
（数２）で与えられる。
【００２５】
【数２】
【００２６】この式を用いることによって、直線回帰モ
デルによる補正値の変化予測を行なうことが出来、最小
２乗法を用いるため、白色ノイズのような誤差を含む系
列においては有効であり、求められたPcを基に信号点枠
を生成する。
デルによる補正値の変化予測を行なうことが出来、最小
２乗法を用いるため、白色ノイズのような誤差を含む系
列においては有効であり、求められたPcを基に信号点枠
を生成する。
【００２７】実施例( 請求項2,6 に相当) セルフキャリブレーションにおいて、シンボル毎に各キ
ャリアで、補正値は更新され、次受信信号においてこの
補正値を基に新たな信号点枠を生成するが、この時、前
受信信号により求められた補正値のみを用いて補正を行
なったのでは、バラツキが多く、S/N が悪い所では逆補
正になる可能性がある。そこで、時間軸方向と周波数軸
方向とで平均により補正値を決定する。時間軸方向で
は、各キャリアについてシンボル毎に更新される補正値
を、平均を行なう個数分保持しておき、それらの補正値
の平均より新たな信号点枠を生成する。次シンボル以降
は最も古い補正値を新たに求められた補正値に置き換え
ながら平均を行なう。周波数方向では、決定すべきキャ
リアを中心に隣接するキャリアの補正値を用いて平均を
行なうことによって新たな信号点枠を生成する。
ャリアで、補正値は更新され、次受信信号においてこの
補正値を基に新たな信号点枠を生成するが、この時、前
受信信号により求められた補正値のみを用いて補正を行
なったのでは、バラツキが多く、S/N が悪い所では逆補
正になる可能性がある。そこで、時間軸方向と周波数軸
方向とで平均により補正値を決定する。時間軸方向で
は、各キャリアについてシンボル毎に更新される補正値
を、平均を行なう個数分保持しておき、それらの補正値
の平均より新たな信号点枠を生成する。次シンボル以降
は最も古い補正値を新たに求められた補正値に置き換え
ながら平均を行なう。周波数方向では、決定すべきキャ
リアを中心に隣接するキャリアの補正値を用いて平均を
行なうことによって新たな信号点枠を生成する。
【００２８】図５にその平均の様子を示す。各マルはセ
ルフキャリブレーションによる補正値を示し、時間軸、
周波数軸で平均を行なわない場合のn キャリアでは、補
正値18のみを用いて信号点枠生成を行なうことになる。
n キャリアの補正値の決定に時間軸での平均数m 、周波
数軸での平均数t として平均を行なう場合、図に示され
る黒マルm*t 個の補正値の平均によって補正値を決定
し、信号点枠の生成を行なう。
ルフキャリブレーションによる補正値を示し、時間軸、
周波数軸で平均を行なわない場合のn キャリアでは、補
正値18のみを用いて信号点枠生成を行なうことになる。
n キャリアの補正値の決定に時間軸での平均数m 、周波
数軸での平均数t として平均を行なう場合、図に示され
る黒マルm*t 個の補正値の平均によって補正値を決定
し、信号点枠の生成を行なう。
【００２９】この処理を行なうことにより、バラツキの
少ない信頼性の高い補正値を導くことが出来る。また、
平均数について、平均総個数m*t を一定とした場合、時
間軸での平均数m を増やし周波数軸での平均数t を減ら
すと、過去の補正値を多用するため変動速度に対して弱
くなるが、エラーが発生した時、周波数軸での平均数t
が小さいため基準参照信号送信により回復しやすく、時
間軸での平均数m を減らし周波数軸での平均数t を増や
すと、過去の補正値の影響が少ないため変動速度に対し
て強くなるが、エラーが発生した時、周波数軸での平均
数t が大きいため復帰するまでに時間を要する。
少ない信頼性の高い補正値を導くことが出来る。また、
平均数について、平均総個数m*t を一定とした場合、時
間軸での平均数m を増やし周波数軸での平均数t を減ら
すと、過去の補正値を多用するため変動速度に対して弱
くなるが、エラーが発生した時、周波数軸での平均数t
が小さいため基準参照信号送信により回復しやすく、時
間軸での平均数m を減らし周波数軸での平均数t を増や
すと、過去の補正値の影響が少ないため変動速度に対し
て強くなるが、エラーが発生した時、周波数軸での平均
数t が大きいため復帰するまでに時間を要する。
【００３０】実施例( 請求項7,8,9 に相当) 図７は本発明の OFDM 復調装置の他の実施例の構成図で
ある。図７は、図１のメモリ 6と振幅位相差検出回路 7
との間に信号削除回路21を挿入した構成のものである。
図１の構成とは異なるセルフキャリブレーター（セルフ
キャリブレーション手段） 4の部分の構成について以下
に説明する。
ある。図７は、図１のメモリ 6と振幅位相差検出回路 7
との間に信号削除回路21を挿入した構成のものである。
図１の構成とは異なるセルフキャリブレーター（セルフ
キャリブレーション手段） 4の部分の構成について以下
に説明する。
【００３１】セルフキャリブレーター4 では、振幅位相
補正回路5 において、順次受信される情報信号の振幅位
相差の情報をメモリ6 より取り出し、その値を基に第１
次補正信号3 に対して振幅位相の補正を行ない、その結
果出力される第２次補正信号8 を振幅位相差検出回路7
と復号化回路9 へ送る。
補正回路5 において、順次受信される情報信号の振幅位
相差の情報をメモリ6 より取り出し、その値を基に第１
次補正信号3 に対して振幅位相の補正を行ない、その結
果出力される第２次補正信号8 を振幅位相差検出回路7
と復号化回路9 へ送る。
【００３２】振幅位相差検出回路7 では第２次補正信号
8 と復号後の信号との振幅位相差を検出し、低信頼性信
号削除回路21において、その振幅位相差情報のうち、低
信頼性の信号より導かれた振幅位相差情報を削除し、メ
モリ6 へと送る。メモリ6 ではその情報を保持すると共
に、基準参照信号が送信されたキャリアについては基準
信号キャリブレーター2 からの要求によりメモリ6 のリ
セットを行なう。
8 と復号後の信号との振幅位相差を検出し、低信頼性信
号削除回路21において、その振幅位相差情報のうち、低
信頼性の信号より導かれた振幅位相差情報を削除し、メ
モリ6 へと送る。メモリ6 ではその情報を保持すると共
に、基準参照信号が送信されたキャリアについては基準
信号キャリブレーター2 からの要求によりメモリ6 のリ
セットを行なう。
【００３３】セルフキャリブレーター4 によって補正さ
れた第２次補正信号8 は、復号化回路9 へと供給されQA
M 復号を行なった後、復号データとして出力されると共
にセルフキャリブレーター4 の振幅位相差検出回路7 と
低信頼性信号削除回路21とへ戻される。
れた第２次補正信号8 は、復号化回路9 へと供給されQA
M 復号を行なった後、復号データとして出力されると共
にセルフキャリブレーター4 の振幅位相差検出回路7 と
低信頼性信号削除回路21とへ戻される。
【００３４】セルフキャリブレーションにおいて、シン
ボル毎に各キャリアで、補正値は更新され、次受信信号
においてこの補正値を基に新たな信号点枠を生成する
が、この時、前受信信号により求められた補正値につい
て、信頼性を増すために、決定すべきキャリアを中心に
隣接するキャリアの補正値を用いて平均を行なうが、こ
れらの補正値の中に信頼性の低い信号を基に算出された
信号がある場合、この値を削除して補正値の決定を行な
う。
ボル毎に各キャリアで、補正値は更新され、次受信信号
においてこの補正値を基に新たな信号点枠を生成する
が、この時、前受信信号により求められた補正値につい
て、信頼性を増すために、決定すべきキャリアを中心に
隣接するキャリアの補正値を用いて平均を行なうが、こ
れらの補正値の中に信頼性の低い信号を基に算出された
信号がある場合、この値を削除して補正値の決定を行な
う。
【００３５】信頼性の低い信号について、セルフキャリ
ブレーションでは情報データを信号補正に利用するため
様々な振幅や位相を有する信号を取り扱う。このため、
小さなレベルを有する信号が送られてきた場合、振幅位
相差検出時の正規化の際に、大振幅レベルを有する信号
よりもノイズ的に不利になる。そこで、復号化回路9 に
よって、２５６ＱＡＭ信号点配置において、図５に示す
ような最も小さなレベルを有する４つの信号22であると
見做された場合には、その信号を基に算出された振幅・
位相差成分を削除する。
ブレーションでは情報データを信号補正に利用するため
様々な振幅や位相を有する信号を取り扱う。このため、
小さなレベルを有する信号が送られてきた場合、振幅位
相差検出時の正規化の際に、大振幅レベルを有する信号
よりもノイズ的に不利になる。そこで、復号化回路9 に
よって、２５６ＱＡＭ信号点配置において、図５に示す
ような最も小さなレベルを有する４つの信号22であると
見做された場合には、その信号を基に算出された振幅・
位相差成分を削除する。
【００３６】
【発明の効果】以上のように、本発明により、基準信号
キャリブレーションに加えてセルフキャリブレーション
を行なうことにより、送信信号毎に補正値は更新され逐
次正確な信号補正が可能となり、さらに、セルフキャリ
ブレーションにおいて、周波数軸及び時間軸での平均、
傾斜または回帰モデルによる高次予測を行なうことによ
り、より正確な信号補正が出来る。
キャリブレーションに加えてセルフキャリブレーション
を行なうことにより、送信信号毎に補正値は更新され逐
次正確な信号補正が可能となり、さらに、セルフキャリ
ブレーションにおいて、周波数軸及び時間軸での平均、
傾斜または回帰モデルによる高次予測を行なうことによ
り、より正確な信号補正が出来る。
【００３７】よって、短時間に変化する伝送路特性に追
従し補正を行なうことが出来るため、符号誤りを軽減す
ることが出来、通信における信頼性を向上させることが
出来る。また、結果的に高多値な変調方式において移動
受信を可能にすることが出来るので、伝送情報量を一定
とした場合、シンボル時間を長く出来るため伝送周波数
帯域を狭く出来る。
従し補正を行なうことが出来るため、符号誤りを軽減す
ることが出来、通信における信頼性を向上させることが
出来る。また、結果的に高多値な変調方式において移動
受信を可能にすることが出来るので、伝送情報量を一定
とした場合、シンボル時間を長く出来るため伝送周波数
帯域を狭く出来る。
【００３８】また、セルフキャリブレーションにおい
て、低信頼性信号により導かれた振幅位相差情報を削除
することにより、より正確な信号補正が出来る。
て、低信頼性信号により導かれた振幅位相差情報を削除
することにより、より正確な信号補正が出来る。
【図１】本発明に基づくOFDM波の復調装置の一実施例の
構成図である。
構成図である。
【図２】従来のOFDM波の変調装置の構成図である。
【図３】従来のOFDM波の復調装置の構成図である。
【図４】本発明に基づくセルフキャリブレーション概念
図である。
図である。
【図５】本発明に基づくセルフキャリブレーションでの
補正値平均方法について示した図である。
補正値平均方法について示した図である。
【図６】本発明に基づくセルフキャリブレーションでの
補正値予測方法について示した図である。
補正値予測方法について示した図である。
【図７】本発明に基づくOFDM波の復調装置の他の実施例
の構成図である。
の構成図である。
【図８】２５６ＱＡＭ信号点配置図を示した図である。
1 FFT演算部 2 基準信号キャリブレーター（基準信号キャリブレー
ション手段） 3 第1 次補正信号 4 セルフキャリブレーター（セルフキャリブレーショ
ン手段） 5 振幅位相補正回路 6 メモリ 7 振幅位相差検出回路 8 第2 次補正信号 9 復号化回路（復号化手段） 10 符号化回路 11 加算器 12 IFFT演算部 13 直交変調器 14 基準信号キャリブレーター 15 基準信号により生成された信号点枠 16 受信信号 17 セルフキャリブレーションにより生成された信号点
枠 18 n キャリアにおける補正値 19 ニュートンの補間多項式で近似される曲線 20 直線回帰モデル 21 低信頼性信号削除回路 22 256QAM信号点配置における最小振幅レベルを有する
信号点 m 時間方向平均数 t 周波数方向平均数 Pc，Pk 補正値
ション手段） 3 第1 次補正信号 4 セルフキャリブレーター（セルフキャリブレーショ
ン手段） 5 振幅位相補正回路 6 メモリ 7 振幅位相差検出回路 8 第2 次補正信号 9 復号化回路（復号化手段） 10 符号化回路 11 加算器 12 IFFT演算部 13 直交変調器 14 基準信号キャリブレーター 15 基準信号により生成された信号点枠 16 受信信号 17 セルフキャリブレーションにより生成された信号点
枠 18 n キャリアにおける補正値 19 ニュートンの補間多項式で近似される曲線 20 直線回帰モデル 21 低信頼性信号削除回路 22 256QAM信号点配置における最小振幅レベルを有する
信号点 m 時間方向平均数 t 周波数方向平均数 Pc，Pk 補正値
Claims (9)
- 【請求項１】特定キャリアに基準参照信号が付加されて
伝送されるOFDM方式において、 送信側で生成され送信された信号を受信し、受信された
信号を、基準参照信号を基に信号補正を行ない第１次補
正信号を得る基準信号キャリブレーション手段と、 順次受信される情報信号の振幅と位相差を検出し振幅位
相差情報を得、その結果をメモリに蓄積し、前記メモリ
より読み出される信号毎に、前記振幅位相差情報を基に
時間軸で過去に求められた補正値を用いて、現信号での
補正値を予測し、この予測して求めた補正値を使って逐
次信号補正を行ない第２次補正信号を得るセルフキャリ
ブレーション手段と、 前記第２次補正信号を復号し、復号データを得る復号化
手段とより構成したことを特徴とする符号伝送における
復調装置。 - 【請求項２】特定キャリアに基準参照信号が付加されて
伝送されるOFDM方式において、 送信側で生成され送信された信号を受信し、受信された
信号を、基準参照信号を基に信号補正を行ない第１次補
正信号を得る基準信号キャリブレーション手段と、 順次受信される情報信号の振幅と位相差を検出し振幅位
相差情報を得、その結果をメモリに蓄積し、前記メモリ
より読み出される信号毎に、前記振幅位相差情報を基に
時間軸方向及び周波数軸方向の平均を行なって求めた補
正値を使って逐次信号補正を行ない第２次補正信号を得
るセルフキャリブレーション手段と、 前記第２次補正信号を復号し、復号データを得る復号化
手段とより構成したことを特徴とする符号伝送における
復調装置。 - 【請求項３】前記請求項１に記載の符号伝送における復
調装置において、 補正値の決定に際して、時間軸で過去に求められた補正
値を基に傾斜成分を求め、傾斜を考慮して補正値を導く
ことを特徴とする符号伝送における復調装置。 - 【請求項４】前記請求項１に記載の符号伝送における復
調装置において、 補正値の決定に際して、時間的に過去に求められた補正
値を基に最小2 乗法による回帰モデルを求め、前記回帰
モデルを利用して補正値を導くことを特徴とする符号伝
送における復調装置。 - 【請求項５】特定キャリアに基準参照信号が付加されて
伝送されるOFDM方式において、送信側で生成され送信さ
れた信号を受信し、受信された信号を、基準参照信号を
基に信号補正を行ない第１次補正信号を得、順次受信さ
れる情報信号の振幅と位相差を検出し振幅位相差情報を
得、その結果を蓄積し、読み出し受信される信号毎に、
前記振幅位相差情報を基に時間軸で過去に求められた補
正値を用いて、現信号での補正値を予測し、この予測し
て求めた補正値を使って逐次信号補正を行ない第２次補
正信号を得、前記第２次補正信号を復号し、復号データ
を得るようにしたことを特徴とする符号伝送における復
調方法。 - 【請求項６】特定キャリアに基準参照信号が付加されて
伝送されるOFDM方式において、送信側で生成され送信さ
れた信号を受信し、受信された信号を、基準参照信号を
基に信号補正を行ない第１次補正信号を得、順次受信さ
れる情報信号の振幅と位相差を検出し振幅位相差情報を
得、その結果を蓄積し、読み出し受信される信号毎に、
前記振幅位相差情報を基に時間軸方向及び周波数軸方向
の平均を行なって求めた補正値を使って逐次信号補正を
行ない第２次補正信号を得、前記第２次補正信号を復号
し、復号データを得るようにしたことを特徴とする符号
伝送における復調方法。 - 【請求項７】特定キャリアに基準参照信号が付加されて
伝送されるOFDM方式において、 送信側で生成され送信された信号を受信し、伝送情報を
復調するために、受信された信号を、基準参照信号を基
に信号補正を行ない第１次補正信号を得る基準信号キャ
リブレーション手段と、 順次受信される情報信号の振幅と位相差を検出し振幅位
相差情報を得、低信頼性信号を削除し、その結果を蓄
え、必要に応じ読み出し、受信される信号毎に、振幅位
相差情報を基に求めた補正値を使って逐次信号補正を行
ない第2 次補正信号を得るセルフキャリブレーション手
段と、 前記セルフキャリブレーション手段の出力である第２次
補正信号を復号し、復号データを得る復号化手段とより
構成したことを特徴とする符号伝送における復調装置。 - 【請求項８】前記請求項７に記載の符号伝送における復
調装置において、 前記セルフキャリブレーション手段は、検出された振幅
位相差情報の内、多値変調における信号点配置上の小振
幅レベルを有する信号によって算出された振幅位相差情
報を削除するようにしたことを特徴とする符号伝送にお
ける復調装置。 - 【請求項９】特定キャリアに基準参照信号が付加されて
伝送されるOFDM方式において、送信側で生成され送信さ
れた信号を受信し、受信された信号を、基準参照信号を
基に信号補正を行ない第１次補正信号を得、順次受信さ
れる情報信号の振幅と位相差を検出し振幅位相差情報を
得、低信頼性信号を削除し、その結果を蓄積し、読み出
し受信される信号毎に、前記振幅位相差情報を基に時間
軸で過去に求められた補正値を用いて、現信号での補正
値を予測し、この予測して求めた補正値を使って逐次信
号補正を行ない第２次補正信号を得、前記第２次補正信
号を復号し、復号データを得るようにしたことを特徴と
する符号伝送における復調方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09798197A JP3405507B2 (ja) | 1996-11-29 | 1997-03-31 | 符号伝送における復調装置及びその方法 |
| EP98302023A EP0869645A3 (en) | 1997-03-31 | 1998-03-18 | Phase and amplitude correction in a multicarrier receiver |
| US09/047,574 US6198781B1 (en) | 1997-03-31 | 1998-03-25 | Apparatus and method of demodulating coded signal under OFDM transmission |
| CNB981088279A CN1187942C (zh) | 1997-03-31 | 1998-03-31 | 用于解调用fdm编码的信号的装置和方法 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8-335137 | 1996-11-29 | ||
| JP33513796 | 1996-11-29 | ||
| JP09798197A JP3405507B2 (ja) | 1996-11-29 | 1997-03-31 | 符号伝送における復調装置及びその方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10215235A true JPH10215235A (ja) | 1998-08-11 |
| JP3405507B2 JP3405507B2 (ja) | 2003-05-12 |
Family
ID=26439102
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09798197A Expired - Fee Related JP3405507B2 (ja) | 1996-11-29 | 1997-03-31 | 符号伝送における復調装置及びその方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3405507B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003032221A (ja) * | 2001-07-18 | 2003-01-31 | Japan Radio Co Ltd | 伝送路特性測定装置 |
| US6959052B2 (en) | 2001-03-06 | 2005-10-25 | National Institute Of Information And Communications Technology Incorporated Administrative Agency | Receiving apparatus, receiving method, program and information recording medium |
| WO2006075547A1 (ja) * | 2005-01-11 | 2006-07-20 | Sharp Kabushiki Kaisha | 適応変調制御装置および無線通信装置 |
| JP2010220105A (ja) * | 2009-03-18 | 2010-09-30 | Toshiba Corp | 無線受信装置および無線受信方法 |
| US7844016B2 (en) | 2006-08-22 | 2010-11-30 | Nec Corporation | Radio transmitting apparatus and radio receiving apparatus |
| US8077782B2 (en) | 2005-01-11 | 2011-12-13 | Sharp Kabushiki Kaisha | Adaptive modulation control apparatus and wireless communication apparatus |
-
1997
- 1997-03-31 JP JP09798197A patent/JP3405507B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6959052B2 (en) | 2001-03-06 | 2005-10-25 | National Institute Of Information And Communications Technology Incorporated Administrative Agency | Receiving apparatus, receiving method, program and information recording medium |
| JP2003032221A (ja) * | 2001-07-18 | 2003-01-31 | Japan Radio Co Ltd | 伝送路特性測定装置 |
| JP4563620B2 (ja) * | 2001-07-18 | 2010-10-13 | 日本無線株式会社 | 伝送路特性測定装置 |
| WO2006075547A1 (ja) * | 2005-01-11 | 2006-07-20 | Sharp Kabushiki Kaisha | 適応変調制御装置および無線通信装置 |
| US8077782B2 (en) | 2005-01-11 | 2011-12-13 | Sharp Kabushiki Kaisha | Adaptive modulation control apparatus and wireless communication apparatus |
| US7844016B2 (en) | 2006-08-22 | 2010-11-30 | Nec Corporation | Radio transmitting apparatus and radio receiving apparatus |
| JP2010220105A (ja) * | 2009-03-18 | 2010-09-30 | Toshiba Corp | 無線受信装置および無線受信方法 |
| US8428190B2 (en) | 2009-03-18 | 2013-04-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Radio receiving apparatus and radio receiving method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3405507B2 (ja) | 2003-05-12 |
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