JP4113651B2 - デジタル放送受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ信号などのデジタル信号を受信して復調するデジタル放送受信装置に係わり、特にマルチパス環境下およびＳＦＮ（単一周波数網）における、ガードインターバルを越える遅延波が発生しても、シンボル間干渉が発生し難くして、伝送特性への影響を軽減させるようにしたデジタル放送受信装置に関する。
【０００２】
［発明の概要］
本発明は、ＯＦＤＭ信号などを受信するデジタル放送受信装置に関するもので、ＯＦＤＭ信号に与えたガードインターバルを越える遅延波が到来したとき、パイロットキャリアの復調結果からマルチパスの遅延時間、強度を推定し、この推定結果を基に等化器を動作させることで、ガードインターバルを越えるマルチパス環境下でも、シンボル間干渉による特性劣化を軽減させ、受信を可能にするものである。
【０００３】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ信号はマルチパスによるシンボル間干渉を避けるため、送信側で、有効シンボル期間にガードインターバル期間を付加して信号を送出し、これを受信した受信側で、遅延波の遅延時間がガードインターバル長以内であれば、シンボル間干渉が生じないように、ウインドウで有効シンボルを切り出し、復調するようにしている。
従来のデジタル放送受信装置としては、特開平１１−２９８４３４号公報に記載“ＯＦＤＭ復調装置”が知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のデジタル放送受信装置によれば、遅延波の遅延時間がガードインターバル長を越える場合、シンボル間干渉が生じる遅延波の等化は、ＦＦＴ回路の前段で受信信号の自己相関を求め、そのピーク、位相を検出して適応等化フィルタのフィルタ係数を設定することによってなされているため、遅延パス数の増える毎に最適値への収束に時間がかかるという問題があった。
【０００５】
本発明の目的は、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル内の遅延波による波形等化を行わないときと同程度まで改善させることができるデジタル放送受信装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために本発明は、請求項１では、デジタル放送信号を受信して受信信号を生成するとともに、この受信信号を復調して情報を再生するデジタル放送受信装置において、受信信号内に含まれているパイロット信号Ｒ（ω）と予め保持している送信リファレンス信号Ｓ（ω）とに基づき、マルチパスの伝送路応答Ｆ’（ω）を推定するマルチパス側伝送応答算出手段と、周波数特性Ｗ（ω）のフィルタを有する波形等化器を含む伝送路を経由した受信信号内に含まれているパイロット信号Ｙ（ω）と予め保持している送信リファレンス信号Ｓ（ω）とに基づき、波形等化器を含めた伝送路応答Ｚ’（ω）を推定する主経路側伝送応答算出手段と、この主経路側伝送応答算出手段で得られた伝送路応答Ｚ’（ω）と前記マルチパス側伝送応答算出手段で得られた伝送路応答Ｆ’（ω）とに基づき、シンボル間干渉による伝送特性を軽減させるように、前記波形等化器を制御する波形等化器制御手段とを備えることを特徴としている。
【０００７】
請求項２では、請求項１に記載のデジタル放送受信装置において、前記波形等化器の係数更新頻度、伝送路の周波数応答の推定頻度を減少させて、装置内で使用される１つのＩＦＦＴ回路または１つのＦＦＴ回路に、時分割でＩＦＦＴ処理、ＦＦＴ処理とを行わせることを特徴としている。
【０００８】
上記の構成において、請求項１では、マルチパス側伝送応答算出手段は受信信号内に含まれているパイロット信号Ｒ（ω）と予め保持している送信リファレンス信号Ｓ（ω）とに基づき、マルチパスの伝送路応答Ｆ’（ω）を推定する。主経路側伝送応答算出手段は、周波数特性Ｗ（ω）のフィルタを有する波形等化器を含む伝送路を経由した受信信号内に含まれているパイロット信号Ｙ（ω）と予め保持している送信リファレンス信号Ｓ（ω）とに基づき、波形等化器を含めた伝送路応答Ｚ’（ω）を推定する。この主経路側伝送応答算出手段で得られた伝送路応答Ｚ’（ω）と前記マルチパス側伝送応答算出手段で得られた伝送路応答Ｆ’（ω）とに基づき、波形等化器制御手段は、シンボル間干渉による伝送特性を軽減させるように、前記波形等化器を制御する。これにより、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル内の遅延波による波形等化を行わないときと同程度まで改善させる。
【０００９】
請求項２では、前記波形等化器の係数更新頻度、伝送路の周波数応答の推定頻度を減少させて、装置内で使用される１つのＩＦＦＴ回路、または１つのＦＦＴ回路に、時分割でＩＦＦＴ処理と、ＦＦＴ処理とを行わせることにより、装置全体の部品点数を低減させながら、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル内の遅延波による波形等化を行わないときと同程度まで改善させる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
《本発明の動作原理説明》
まず、本発明によるデジタル放送受信装置の詳細な説明に先だって、本発明によるデジタル放送受信装置の動作原理について説明する。
【００１１】
今、図１に示すように、デジタル放送受信装置１として、等化器となるＦＩＲフィルタ回路９、減算回路８、ウインドウ回路１０、ＦＦＴ回路１１、複素除算回路１２、信号復調回路１３からなる受信復調ユニット２と、基準ＳＰ（ＳＰ；スキャッタードパイロット信号）ユニット３と、ＳＰ抽出回路１４、ＳＰ復調回路１５からなるＳＰ抽出復調ユニット４と、ウインドウ回路１６、ＦＦＴ回路１７からなる伝送路特性推定ユニット５と、ＳＰ抽出回路１８、ＳＰ復調回路１９からなるＳＰ抽出復調ユニット６と、残差情報検出回路（キャンセル残渣演算回路）２０、ＩＦＦＴ回路２１、係数抽出回路２２からなるＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７とを備えるものを想定する。
【００１２】
このデジタル放送受信装置１には、伝送路特性推定ユニット５とＳＰ抽出復調ユニット６とによって、受信復調ユニット２の伝送路におけるマルチパスの伝達関数“Ｆ’（ω）”を推定し、ＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７によってこれを打ち消すように、等化器となるＦＩＲフィルタ回路９を動作させて、マルチパスをキャンセルさせる機能を持たせる。
【００１３】
以下、数式を用いて、このデジタル放送受信装置１のマルチパスキャンセル動作について説明する。
【００１４】
まず、送信信号に含まれる既知のパイロット信号を“Ｓ（ω）”とし、伝送路における主波以外のマルチパスによる周波数特性を“Ｈ（ω）”とすると、デジタル放送送信装置（図示は省略する）から送信された送信信号のパイロット信号“Ｓ（ω）”が“Ｓ（ω）（１＋Ｈ（ω））”として、デジタル放送受信装置１に入力される。
【００１５】
そして、観測点ａでのパイロット信号を“Ｒ（ω）”とすると、次式によって観測点ａにおける伝達関数“Ｆ（ω）”を表わすことができる。
【００１６】
【数１】
【００１７】
また、等化器となるＦＩＲフィルタ回路９の周波数特性を“Ｗ（ω）”とすると、次式によって観測点ｂにおけるパイロット信号“Ｙ（ω）”を表わすことができる。
【００１８】
【数２】
Ｙ（ω）＝Ｒ（ω）−Ｙ（ω）・Ｗ（ω） …（２）
【００１９】
この（２）式を信号“Ｙ（ω）”について整理すると、次式が得られることから、
【数３】
Ｙ（ω）＝Ｒ（ω）／（１＋Ｗ（ω）） …（３）
次式によってデジタル放送受信装置１内における観測点ａから観測点ｂまでの伝達関数“Ｃ（ω）”を表わすことができる。
【００２０】
【数４】
【００２１】
そして、（１）式、（４）式から次式によって伝送路と、等化器とを合わせた伝達関数“Ｚ（ω）”を求めることができる。
【数５】
【００２２】
ここで、マルチパスキャンセラ最適条件が“Ｗ（ω）＝Ｈ（ω）”であるから、
次式によってキャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ω）”を表わすことができる。
【００２３】
【数６】
【００２４】
そして、この（６）式で示されるキャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ω）”が最小となるように、ＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数を制御することにより、マルチパスをキャンセルさせることができる。
【００２５】
具体的には、基準ＳＰユニット３によって各ＳＰ抽出復調ユニット４，６の各ＳＰ復調回路１５，１９の復調タイミングをとりながら、伝送路特性推定ユニット５のウインドウ回路１６、ＦＦＴ回路１７、ＳＰ抽出復調ユニット６のＳＰ抽出回路１８、ＳＰ復調回路１９によって、“ｉ”をシンボル番号とする、観測点ａにおける信号の伝達関数“Ｆ（ｉ，ω）”を推定させ、これを残差情報抽出回路２０に導くとともに、受信復調ユニット２のＦＩＲフィルタ回路９、減算回路８、ウインドウ回路１０、ＦＦＴ回路１１、ＳＰ抽出復調ユニット４のＳＰ抽出回路１４、ＳＰ復調回路１５によって、“ｉ”をシンボル番号とする、観測点ｂにおける伝送路と等化器とを含めた伝送関数“Ｚ（ｉ，ω）”を推定させ、これを残差情報抽出回路２０に導いて、キャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を推定させる。
【００２６】
次いで、ここで得られたキャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”をＩＦＦＴ回路２１に導いて、ＩＤＦＴ処理またはＩＦＦＴ処理させ、１シンボル当たりＮ個の複素情報を持つ時間領域の信号“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”に変換させて、観測点ｂにおけるインパルスレスポンスを求めさせる。但し、“ｎ”はＩＤＦＴ処理またはＩＦＦＴ処理における変換ポイント数“Ｎ”に対し、“０≦ｎ＜Ｎ”を満たす整数である。
【００２７】
そして、ここで得られた時間領域の信号“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”を係数抽出回路２２に導いて、ＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求めさせる。
【００２８】
この際、マルチパスが存在する最大遅延時間の番号が“Ｍ”であると仮定すると、ＦＩＲフィルタ回路９に要求される最大タップ長を“Ｍ”にしなければならないことから、ＦＩＲフィルタ回路９のタップ番号を“ｍ”にする。但し、“ｍ”はマルチパスが存在する最大遅延時間の番号“Ｍ”に対し、“０≦ｍ＜Ｍ”を満たす整数である。
【００２９】
また、通常の受信状態では、“Ｎ＞Ｍ”であることから、ＦＩＲフィルタ回路９を制御するとき、時間領域の信号“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”において、主波の番号である“ｎ＝０”およびＦＩＲフィルタ回路９の制限外の番号である“ｎ＞Ｍ”を切り捨て、マルチパスキャンセル後の残差を示すインパルスレスポンス“ｅｒｒ（ｉ，ｍ）”のみを取り出させ、次式によってＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求めさせ、これをＦＩＲフィルタ回路９に導き、マルチパスをキャンセルさせる。
【００３０】
【数７】
ｗ（ｉ，ｍ）＝ｗ（ｉ−１，ｍ）＋μ・ｅｒｒ（ｉ，ｍ） …（７）
但し、μ：０＜μ≦１を満たす更新係数
【００３１】
《実施形態の説明》
次に、図面を参照しながら、上述した基本原理を用いた本発明によるデジタル放送受信装置について詳細に説明する。なお、ここでは、図１を本発明によるデジタル放送受信装置の実施形態を示すブロック図として説明する。
【００３２】
図１に示すデジタル放送受信装置１は、デジタル放送送信装置（図示は省略する）から送信された送信信号、例えば図２に示すようなＩＳＤＢ（Integrated Services Digital Broadcasting）−Ｔで使用されるＯＦＤＭ信号（Orthogonal Freguency Division Multiplex signal）を受信し、この送信信号に含まれている情報を再生する受信復調ユニット２と、送信信号に含まれているＳＰ信号“Ｙ（ｉ，ω）”を抽出するのに必要な基準ＳＰ信号（送信リファレンス信号）“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を生成する基準ＳＰユニット３と、この基準ＳＰユニット３から出力される基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、受信復調ユニット２の信号処理途中で得られた周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）からＳＰ信号“Ｙ（ｉ，ω）”を抽出し、信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”を推定するＳＰ抽出復調ユニット４と、デジタル放送送信装置から送信された送信信号を受信して、受信復調ユニット２の等化器部分を除く伝送路を模擬して、この伝送路を通過した信号を生成する伝送路特性推定ユニット５と、基準ＳＰユニット３から出力される基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、伝送路特性推定ユニット５から出力される周波数軸上のベースバンド信号“Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，ω）”からＳＰ信号“Ｒ（ｉ，ω）”を抽出し、信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”を推定するＳＰ抽出復調ユニット６と、これら各ＳＰ抽出復調ユニット４，６から出力される各伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”、“Ｆ’（ｉ，ω）”を用いて、タップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求め、受信復調ユニット２のＦＩＲフィルタ回路９を制御し、マルチパスをキャンセルさせるＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７とを備えており、伝送路特性推定ユニット５と、ＳＰ抽出復調ユニット６とによって、伝送路におけるマルチパスの伝達関数を推定し、これを打ち消すように、等化器となるＦＩＲフィルタ回路９を動作させて、マルチパスをキャンセルさせながら、受信復調ユニット２の複素除算回路１２、信号復調回路１３によって、受信した信号を復調させる。
【００３３】
受信復調ユニット２は、受信処理で得られた信号をＡ／Ｄ変換処理して得られたＩＳＤＢ−Ｔで使用されるＯＦＤＭ信号Ｒ（ｉ，ｔ）を取り込むとともに、このＯＦＤＭ信号から、帰還された等化済みの信号を減算する減算回路８と、入力されたタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”に基づき、減算回路８から出力される信号をフィルタリングして波形等化させ、減算回路８に帰還させるＦＩＲフィルタ回路（Finite Inpulse Response circuit）９と、入力されたクロック信号を用いて、減算回路８から出力される等化処理済みの信号から有効シンボル期間を切り出すウインドウ回路１０と、このウインドウ回路１０から出力される信号を高速フーリェ変換して、周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）を生成するＦＦＴ回路（Fast Fourier Transform circuit）１１と、ＳＰ抽出復調ユニット４から出力される伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”を用いて、ＦＦＴ回路１１から出力される周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）を複素除算し、位相調整、振幅調整を行う複素除算回路１２と、この複素除算回路１２から出力される信号を復調処理して、受信処理で得られた信号中の情報を再生する信号復調回路１３とを備えている。
【００３４】
そして、ＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７から出力されるタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”に応じて、ＦＩＲフィルタ回路９のフィルタ特性を調整して、受信処理で得られた信号をＡ／Ｄ変換処理して得られた信号Ｒ（ｉ，ｔ）中に含まれるマルチパス成分をキャンセルさせるとともに、受信信号中に含まれる有効成分を切り出して、高速フーリェ変換し、これによって得られた周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）をＳＰ抽出復調ユニット４に供給しながら、ＳＰ抽出復調ユニット４から出力される伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”を用いて、周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）を複素除算した後、復調処理して、受信処理で得られた信号中の情報を再生する。
【００３５】
また、基準ＳＰユニット３は、周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳＰ信号を復調するのに必要な基準ＳＰ信号、例えば受信信号をＡ／Ｄ変換処理して得られた信号Ｒ（ｉ，ｔ）が図２に示すようにＩＳＤＢ−Ｔで使用されるＯＦＤＭ信号であるときには、ＯＦＤＭシンボル番号毎にＳＰ信号の周波数配置が異なるとともに、４シンボルで完結していることから、前の３シンボル分を含むＳＰ信号“Ｙ（ｉ−１，ω）”、“Ｙ（ｉ−２，ω）”、“Ｙ（ｉ−３，ω）”を復調するのに必要な基準ＳＰ信号“Ｓ（０，ω）”、“Ｓ（２，ω）”、“Ｓ（３，ω）”を１つにまとめて“ΣＳ（ｊ，ω）”（但し、ｊは０≦ｊ≦３を満たす整数）にするとともに、これを基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”として、各ＳＰ抽出復調ユニット４，６に供給する。
【００３６】
ＳＰ抽出復調ユニット４は、受信復調ユニット２のＦＦＴ回路１１から出力された周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳＰ信号、すなわち抽出対象となるＳＰ信号を基準として、前にある３シンボル分を含むＳＰ信号“Ｙ（ｉ−１，ω）”、“Ｙ（ｉ−２，ω）”、“Ｙ（ｉ−３，ω）”を抽出し、これらを１つにまとめて“ΣＹ（ｊ，ω）”（但し、ｊはｉ−３≦ｊ≦ｉを満たす整数）にするとともに、これをＳＰ信号“Ｙ＿ｓｐ（ｉ，ω）”として出力するＳＰ抽出回路１４と、基準ＳＰユニット３から出力される基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、ＳＰ抽出回路１４から出力されるＳＰ信号“Ｙ＿ｓｐ（ｉ，ω）”を複素除算し、等化器を含めた全ＳＰ信号に対する伝達関数“Ｚ’＿Ｐ（ｉ，ω）”を求めるとともに、各ＳＰ信号が周波数方向に対し、３キャリア毎、また時間方向に対して、４シンボル毎に挿入されていることを利用して、これら各伝達関数“Ｚ’＿Ｐ（ｉ，ω）”の周波数方向を低域通過フィルタリング処理し、信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”を推定するＳＰ復調回路１５とを備えている。
【００３７】
そして、受信復調ユニット２のＦＦＴ回路１１から出力される周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳＰ信号“Ｙ（ｉ−１，ω）”、“Ｙ（ｉ−２，ω）”、“Ｙ（ｉ−３，ω）”を抽出するとともに、基準ＳＰユニット３から出力される基準信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、ＳＰ信号“Ｙ（ｉ−１，ω）”、“Ｙ（ｉ−２，ω）”、“Ｙ（ｉ−３，ω）”を複素除算し、等化器を含めた全ＳＰ信号に対する伝達関数“Ｚ’＿Ｐ（ｉ，ω）”を求めるとともに、各伝達関数“Ｚ’＿Ｐ（ｉ，ω）”の周波数方向を低域通過フィルタリング処理して、信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”を推定し、これをＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７と、複素除算回路１２とに供給する。
【００３８】
また、伝送路特性推定ユニット５は、受信復調ユニット２のウインドウ回路１０と同じ特性を持ち、ウインドウ回路１０に入力されているクロック信号と同じクロック信号を用いて、受信信号をＡ／Ｄ変換処理して得られた信号Ｒ（ｉ，ｔ）、例えば図２に示すようなＩＳＤＢ−Ｔで使用されるＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間を切り出すウインドウ回路１６と、受信復調ユニット２のＦＦＴ回路１１と同じ特性を持ち、ウインドウ回路１６から出力される信号を高速フーリェ変換して、周波数軸上のベースバンド信号Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，ω）を生成するＦＦＴ回路１７とを備えており、受信復調ユニット２のウインドウ回路１０に入力されているクロック信号と同じクロック信号を用いて、受信信号中に含まれる有効成分を切り出して、高速フーリェ変換し、これによって得られた周波数軸上のベースバンド信号Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，ω）をＳＰ抽出復調ユニット６に供給する。
【００３９】
ＳＰ抽出復調ユニット６は、伝送路特性推定ユニット５のＦＦＴ回路１７から出力された周波数軸上のベースバンド信号Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳＰ信号、すなわち抽出対象となるＳＰ信号を基準として、前にある３シンボル分を含むＳＰ信号“Ｒ（ｉ−１，ω）”、“Ｒ（ｉ−２，ω）”、“Ｒ（ｉ−３，ω）”を抽出し、これらを１つにまとめて“ΣＲ（ｊ，ω）”（但し、ｊはｉ−３≦ｊ≦ｉを満たす整数）にするとともに、これをＳＰ信号“Ｒ＿ｓｐ（ｉ，ω）”として出力するＳＰ抽出回路１８と、基準ＳＰユニット３から出力される基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、ＳＰ抽出回路１８から出力されるＳＰ信号“Ｒ＿ｓｐ（ｉ，ω）”を複素除算し、等化器を除いた全ＳＰ信号に対する伝達関数“Ｆ’＿Ｐ（ｉ，ω）”を求めるとともに、各ＳＰ信号が周波数方向に対して、３キャリア毎、また時間方向に対して、４シンボル毎に挿入されていることを利用して、これら各伝達関数“Ｆ’＿Ｐ（ｉ，ω）”の周波数方向を低域通過フィルタリング処理し、信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”を推定するＳＰ復調回路１９とを備えている。
【００４０】
そして、伝送路特性推定ユニット５のＦＦＴ回路１７から出力される周波数軸上のベースバンド信号Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳＰ信号“Ｒ（ｉ−１，ω）”、“Ｒ（ｉ−２，ω）”、“Ｒ（ｉ−３，ω）”を抽出するとともに、基準ＳＰユニット３から出力される基準信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、ＳＰ信号“Ｒ（ｉ−１，ω）”、“Ｒ（ｉ−２，ω）”、“Ｒ（ｉ−３，ω）”を複素除算し、等化器を除いた全ＳＰ信号に対する伝達関数“Ｆ’＿Ｐ（ｉ，ω）”を求めるとともに、各伝達関数“Ｆ’＿Ｐ（ｉ，ω）”の周波数方向を低域通過フィルタリング処理して、信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”を推定し、これをＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７に供給する。
【００４１】
ＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７は、ＳＰ抽出復調ユニット６から出力される伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”、すなわち観測点ａの信号に対する伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”と、ＳＰ抽出復調ユニット４から出力される伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”、すなわち観測点ｂにおける伝送路と等化器とを含めた伝送関数“Ｚ’（ｉ，ω）”とに基づき、前記（６）式に示す演算を行って、キャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を推定する残差情報検出回路（キャンセル残差演算回路）２０と、この残差情報検出回路２０から出力されるキャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を逆離散（ディスクリート）フーリェ変換処理または逆フーリェ変換して、１シンボル当たりＮ個の複素情報を持つ時間領域のインパルスレスポンス“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”を求めるＩＦＦＴ回路（Inverse Fast Fourier Transform circuit）２１と、このＩＦＦＴ回路２１から出力されるインパルスレスポンス“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”に基づき、主波の番号である“ｎ＝０”およびマルチパスが存在する最大遅延時間の番号“Ｍ”に対応して設定されているＦＩＲフィルタ回路９の最大タップ長“Ｍ”に応じたタップ番号である“ｎ＞Ｍ”を除く部分を切り出すとともに、前記（７）式で示される演算を行ってＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求め、これを受信復調ユニット２のウインドウ回路１０が切出しを行っていないタイミングで出力する係数抽出回路２２とを備えている。
【００４２】
そして、ＳＰ抽出復調ユニット６から出力される伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”と、ＳＰ抽出復調ユニット４から出力される伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”とに基づき、前記（６）式に示す演算を行って、キャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を推定するとともに、キャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を逆離散フーリェ変換処理または逆フーリェ変換して、１シンボル当たりＮ個の複素情報を持つ時間領域のインパルスレスポンス“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”を求め、このインパルスレスポンス“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”から主波の番号である“ｎ＝０”およびマルチパスが存在する最大遅延時間の番号“Ｍ”に対応した、“ｎ＞Ｍ”を除く部分を切り出し、前記（７）式で示される演算を行ってＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求めた後、受信復調ユニット２のウインドウ回路１０が切出しを行っていないタイミングで、タップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”をＦＩＲフィルタ回路９に供給し、フィルタリング特性を更新させる。
【００４３】
このように、この実施形態では、伝送路特性推定ユニット５と、ＳＰ抽出復調ユニット６とによって、伝送路におけるマルチパスの伝達関数を推定し、これを打ち消すように、等化器となるＦＩＲフィルタ回路９を動作させて、マルチパスをキャンセルさせながら、受信復調ユニット２の複素除算回路１２、信号復調回路１３によって、受信した信号を復調させるようにしているので、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル内の遅延波による、波形等化を行わないときと同程度まで、改善させることができる。
【００４４】
また、この実施形態では、復調に使用していない期間で、ＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数を更新しているので、本線への影響を軽減させることができる。
【００４５】
《他の実施形態》
また、上述した各実施形態では、ＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数を更新した後、４シンボル以上、経過した後、ＳＰ復調回路１５でフィルタ係数更新後の周波数特性を求めているので、最短で係数更新間隔が４シンボルに１回の割合になり、ＦＦＴ回路が計算を行わないシンボル期間が発生しないことから、ＩＦＦＴ回路２１と、ＦＦＴ回路１７とを独立させなければならない。
【００４６】
しかしながら、この際、係数更新の間隔を５シンボル以上に１回の割合にすると、ＦＦＴ回路１７で計算を行わないですむシンボル期間が発生することから、図３に示すように、時分割でＩＦＦＴ回路２１にＩＦＦＴ処理とＦＦＴ処理とを行わせても良い。
【００４７】
このようにすることにより、システム全体の部品点数を低減させることができる。
【００４８】
また、上述した実施形態では、パイロット信号として、ＳＰ信号を使用するようにしているが、このようなＳＰ信号以外の信号、例えば一般的なＯＦＤＭ伝送方式で使用されている振幅／位相基準伝送用のキャリア信号であれば、パイロット信号として、どのような信号を使用しても良い。
【００４９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、請求項１のデジタル放送受信装置では、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル内の遅延波による波形等化を行わないときと同程度まで改善させることができる。
【００５０】
請求項２のデジタル放送受信装置では、装置全体の部品点数を低減させながら、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル内の遅延波による波形等化を行わないときと同程度まで改善させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるデジタル放送受信装置の実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１に示すデジタル放送受信装置に入力されるＯＦＤＭ−Ｔの信号例を示す模式図である。
【図３】本発明によるデジタル放送受信装置の他の実施形態を示すブロック図である。
【符号の説明】
１：デジタル放送受信装置
２：受信復調ユニット（主経路側伝送応答算出手段）
３：基準ＳＰユニット
４：ＳＰ抽出復調ユニット（主経路側伝送応答算出手段）
５：伝送路特性推定ユニット（マルチパス側伝送応答算出手段）
６：ＳＰ抽出復調ユニット（マルチパス側伝送応答算出手段）
７：ＦＩＲフィルタ係数生成ユニット（波形等化器制御手段）
８：減算回路
９：ＦＩＲフィルタ回路
１０：ウインドウ回路
１１：ＦＦＴ回路
１２：複素除算回路
１３：信号復調回路
１４：ＳＰ抽出回路
１５：ＳＰ復調回路
１６：ウインドウ回路
１７：ＦＦＴ回路
１８：ＳＰ抽出回路
１９：ＳＰ復調回路
２０：残差情報検出回路
２１：ＩＦＦＴ回路
２２：係数抽出回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ信号などのデジタル信号を受信して復調するデジタル放送受信装置に係わり、特にマルチパス環境下およびＳＦＮ（単一周波数網）における、ガードインターバルを越える遅延波が発生しても、シンボル間干渉が発生し難くして、伝送特性への影響を軽減させるようにしたデジタル放送受信装置に関する。
【０００２】
［発明の概要］
本発明は、ＯＦＤＭ信号などを受信するデジタル放送受信装置に関するもので、ＯＦＤＭ信号に与えたガードインターバルを越える遅延波が到来したとき、パイロットキャリアの復調結果からマルチパスの遅延時間、強度を推定し、この推定結果を基に等化器を動作させることで、ガードインターバルを越えるマルチパス環境下でも、シンボル間干渉による特性劣化を軽減させ、受信を可能にするものである。
【０００３】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ信号はマルチパスによるシンボル間干渉を避けるため、送信側で、有効シンボル期間にガードインターバル期間を付加して信号を送出し、これを受信した受信側で、遅延波の遅延時間がガードインターバル長以内であれば、シンボル間干渉が生じないように、ウインドウで有効シンボルを切り出し、復調するようにしている。
従来のデジタル放送受信装置としては、特開平１１−２９８４３４号公報に記載“ＯＦＤＭ復調装置”が知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のデジタル放送受信装置によれば、遅延波の遅延時間がガードインターバル長を越える場合、シンボル間干渉が生じる遅延波の等化は、ＦＦＴ回路の前段で受信信号の自己相関を求め、そのピーク、位相を検出して適応等化フィルタのフィルタ係数を設定することによってなされているため、遅延パス数の増える毎に最適値への収束に時間がかかるという問題があった。
【０００５】
本発明の目的は、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル内の遅延波による波形等化を行わないときと同程度まで改善させることができるデジタル放送受信装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために本発明は、請求項１では、デジタル放送信号を受信して受信信号を生成するとともに、この受信信号を復調して情報を再生するデジタル放送受信装置において、受信信号内に含まれているパイロット信号Ｒ（ω）と予め保持している送信リファレンス信号Ｓ（ω）とに基づき、マルチパスの伝送路応答Ｆ’（ω）を推定するマルチパス側伝送応答算出手段と、周波数特性Ｗ（ω）のフィルタを有する波形等化器を含む伝送路を経由した受信信号内に含まれているパイロット信号Ｙ（ω）と予め保持している送信リファレンス信号Ｓ（ω）とに基づき、波形等化器を含めた伝送路応答Ｚ’（ω）を推定する主経路側伝送応答算出手段と、この主経路側伝送応答算出手段で得られた伝送路応答Ｚ’（ω）と前記マルチパス側伝送応答算出手段で得られた伝送路応答Ｆ’（ω）とに基づき、シンボル間干渉による伝送特性を軽減させるように、前記波形等化器を制御する波形等化器制御手段とを備えることを特徴としている。
【０００７】
請求項２では、請求項１に記載のデジタル放送受信装置において、前記波形等化器の係数更新頻度、伝送路の周波数応答の推定頻度を減少させて、装置内で使用される１つのＩＦＦＴ回路または１つのＦＦＴ回路に、時分割でＩＦＦＴ処理、ＦＦＴ処理とを行わせることを特徴としている。
【０００８】
上記の構成において、請求項１では、マルチパス側伝送応答算出手段は受信信号内に含まれているパイロット信号Ｒ（ω）と予め保持している送信リファレンス信号Ｓ（ω）とに基づき、マルチパスの伝送路応答Ｆ’（ω）を推定する。主経路側伝送応答算出手段は、周波数特性Ｗ（ω）のフィルタを有する波形等化器を含む伝送路を経由した受信信号内に含まれているパイロット信号Ｙ（ω）と予め保持している送信リファレンス信号Ｓ（ω）とに基づき、波形等化器を含めた伝送路応答Ｚ’（ω）を推定する。この主経路側伝送応答算出手段で得られた伝送路応答Ｚ’（ω）と前記マルチパス側伝送応答算出手段で得られた伝送路応答Ｆ’（ω）とに基づき、波形等化器制御手段は、シンボル間干渉による伝送特性を軽減させるように、前記波形等化器を制御する。これにより、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル内の遅延波による波形等化を行わないときと同程度まで改善させる。
【０００９】
請求項２では、前記波形等化器の係数更新頻度、伝送路の周波数応答の推定頻度を減少させて、装置内で使用される１つのＩＦＦＴ回路、または１つのＦＦＴ回路に、時分割でＩＦＦＴ処理と、ＦＦＴ処理とを行わせることにより、装置全体の部品点数を低減させながら、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル内の遅延波による波形等化を行わないときと同程度まで改善させる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
《本発明の動作原理説明》
まず、本発明によるデジタル放送受信装置の詳細な説明に先だって、本発明によるデジタル放送受信装置の動作原理について説明する。
【００１１】
今、図１に示すように、デジタル放送受信装置１として、等化器となるＦＩＲフィルタ回路９、減算回路８、ウインドウ回路１０、ＦＦＴ回路１１、複素除算回路１２、信号復調回路１３からなる受信復調ユニット２と、基準ＳＰ（ＳＰ；スキャッタードパイロット信号）ユニット３と、ＳＰ抽出回路１４、ＳＰ復調回路１５からなるＳＰ抽出復調ユニット４と、ウインドウ回路１６、ＦＦＴ回路１７からなる伝送路特性推定ユニット５と、ＳＰ抽出回路１８、ＳＰ復調回路１９からなるＳＰ抽出復調ユニット６と、残差情報検出回路（キャンセル残渣演算回路）２０、ＩＦＦＴ回路２１、係数抽出回路２２からなるＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７とを備えるものを想定する。
【００１２】
このデジタル放送受信装置１には、伝送路特性推定ユニット５とＳＰ抽出復調ユニット６とによって、受信復調ユニット２の伝送路におけるマルチパスの伝達関数“Ｆ’（ω）”を推定し、ＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７によってこれを打ち消すように、等化器となるＦＩＲフィルタ回路９を動作させて、マルチパスをキャンセルさせる機能を持たせる。
【００１３】
以下、数式を用いて、このデジタル放送受信装置１のマルチパスキャンセル動作について説明する。
【００１４】
まず、送信信号に含まれる既知のパイロット信号を“Ｓ（ω）”とし、伝送路における主波以外のマルチパスによる周波数特性を“Ｈ（ω）”とすると、デジタル放送送信装置（図示は省略する）から送信された送信信号のパイロット信号“Ｓ（ω）”が“Ｓ（ω）（１＋Ｈ（ω））”として、デジタル放送受信装置１に入力される。
【００１５】
そして、観測点ａでのパイロット信号を“Ｒ（ω）”とすると、次式によって観測点ａにおける伝達関数“Ｆ（ω）”を表わすことができる。
【００１６】
【数１】
また、等化器となるＦＩＲフィルタ回路９の周波数特性を“Ｗ（ω）”とすると、次式によって観測点ｂにおけるパイロット信号“Ｙ（ω）”を表わすことができる。
【００１８】
【数２】
Ｙ（ω）＝Ｒ（ω）−Ｙ（ω）・Ｗ（ω） …（２）
【００１９】
この（２）式を信号“Ｙ（ω）”について整理すると、次式が得られることから、
【数３】
Ｙ（ω）＝Ｒ（ω）／（１＋Ｗ（ω）） …（３）
次式によってデジタル放送受信装置１内における観測点ａから観測点ｂまでの伝達関数“Ｃ（ω）”を表わすことができる。
【００２０】
【数４】
そして、（１）式、（４）式から次式によって伝送路と、等化器とを合わせた伝達関数“Ｚ（ω）”を求めることができる。
【数５】
ここで、マルチパスキャンセラ最適条件が“Ｗ（ω）＝Ｈ（ω）”であるから、
次式によってキャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ω）”を表わすことができる。
【００２３】
【数６】
そして、この（６）式で示されるキャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ω）”が最小となるように、ＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数を制御することにより、マルチパスをキャンセルさせることができる。
【００２５】
具体的には、基準ＳＰユニット３によって各ＳＰ抽出復調ユニット４，６の各ＳＰ復調回路１５，１９の復調タイミングをとりながら、伝送路特性推定ユニット５のウインドウ回路１６、ＦＦＴ回路１７、ＳＰ抽出復調ユニット６のＳＰ抽出回路１８、ＳＰ復調回路１９によって、“ｉ”をシンボル番号とする、観測点ａにおける信号の伝達関数“Ｆ（ｉ，ω）”を推定させ、これを残差情報抽出回路２０に導くとともに、受信復調ユニット２のＦＩＲフィルタ回路９、減算回路８、ウインドウ回路１０、ＦＦＴ回路１１、ＳＰ抽出復調ユニット４のＳＰ抽出回路１４、ＳＰ復調回路１５によって、“ｉ”をシンボル番号とする、観測点ｂにおける伝送路と等化器とを含めた伝送関数“Ｚ（ｉ，ω）”を推定させ、これを残差情報抽出回路２０に導いて、キャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を推定させる。
【００２６】
次いで、ここで得られたキャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”をＩＦＦＴ回路２１に導いて、ＩＤＦＴ処理またはＩＦＦＴ処理させ、１シンボル当たりＮ個の複素情報を持つ時間領域の信号“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”に変換させて、観測点ｂにおけるインパルスレスポンスを求めさせる。但し、“ｎ”はＩＤＦＴ処理またはＩＦＦＴ処理における変換ポイント数“Ｎ”に対し、“０≦ｎ＜Ｎ”を満たす整数である。
【００２７】
そして、ここで得られた時間領域の信号“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”を係数抽出回路２２に導いて、ＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求めさせる。
【００２８】
この際、マルチパスが存在する最大遅延時間の番号が“Ｍ”であると仮定すると、ＦＩＲフィルタ回路９に要求される最大タップ長を“Ｍ”にしなければならないことから、ＦＩＲフィルタ回路９のタップ番号を“ｍ”にする。但し、“ｍ”はマルチパスが存在する最大遅延時間の番号“Ｍ”に対し、“０≦ｍ＜Ｍ”を満たす整数である。
【００２９】
また、通常の受信状態では、“Ｎ＞Ｍ”であることから、ＦＩＲフィルタ回路９を制御するとき、時間領域の信号“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”において、主波の番号である“ｎ＝０”およびＦＩＲフィルタ回路９の制限外の番号である“ｎ＞Ｍ”を切り捨て、マルチパスキャンセル後の残差を示すインパルスレスポンス“ｅｒｒ（ｉ，ｍ）”のみを取り出させ、次式によってＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求めさせ、これをＦＩＲフィルタ回路９に導き、マルチパスをキャンセルさせる。
【００３０】
【数７】
ｗ（ｉ，ｍ）＝ｗ（ｉ−１，ｍ）＋μ・ｅｒｒ（ｉ，ｍ） …（７）
但し、μ：０＜μ≦１を満たす更新係数
【００３１】
《実施形態の説明》
次に、図面を参照しながら、上述した基本原理を用いた本発明によるデジタル放送受信装置について詳細に説明する。なお、ここでは、図１を本発明によるデジタル放送受信装置の実施形態を示すブロック図として説明する。
【００３２】
図１に示すデジタル放送受信装置１は、デジタル放送送信装置（図示は省略する）から送信された送信信号、例えば図２に示すようなＩＳＤＢ（Integrated Services Digital Broadcasting）−Ｔで使用されるＯＦＤＭ信号（Orthogonal Freguency Division Multiplex signal）を受信し、この送信信号に含まれている情報を再生する受信復調ユニット２と、送信信号に含まれているＳＰ信号“Ｙ（ｉ，ω）”を抽出するのに必要な基準ＳＰ信号（送信リファレンス信号）“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を生成する基準ＳＰユニット３と、この基準ＳＰユニット３から出力される基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、受信復調ユニット２の信号処理途中で得られた周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）からＳＰ信号“Ｙ（ｉ，ω）”を抽出し、信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”を推定するＳＰ抽出復調ユニット４と、デジタル放送送信装置から送信された送信信号を受信して、受信復調ユニット２の等化器部分を除く伝送路を模擬して、この伝送路を通過した信号を生成する伝送路特性推定ユニット５と、基準ＳＰユニット３から出力される基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、伝送路特性推定ユニット５から出力される周波数軸上のベースバンド信号“Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，ω）”からＳＰ信号“Ｒ（ｉ，ω）”を抽出し、信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”を推定するＳＰ抽出復調ユニット６と、これら各ＳＰ抽出復調ユニット４，６から出力される各伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”、“Ｆ’（ｉ，ω）”を用いて、タップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求め、受信復調ユニット２のＦＩＲフィルタ回路９を制御し、マルチパスをキャンセルさせるＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７とを備えており、伝送路特性推定ユニット５と、ＳＰ抽出復調ユニット６とによって、伝送路におけるマルチパスの伝達関数を推定し、これを打ち消すように、等化器となるＦＩＲフィルタ回路９を動作させて、マルチパスをキャンセルさせながら、受信復調ユニット２の複素除算回路１２、信号復調回路１３によって、受信した信号を復調させる。
【００３３】
受信復調ユニット２は、受信処理で得られた信号をＡ／Ｄ変換処理して得られたＩＳＤＢ−Ｔで使用されるＯＦＤＭ信号Ｒ（ｉ，ｔ）を取り込むとともに、このＯＦＤＭ信号から、帰還された等化済みの信号を減算する減算回路８と、入力されたタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”に基づき、減算回路８から出力される信号をフィルタリングして波形等化させ、減算回路８に帰還させるＦＩＲフィルタ回路（Finite Inpulse Response circuit）９と、入力されたクロック信号を用いて、減算回路８から出力される等化処理済みの信号から有効シンボル期間を切り出すウインドウ回路１０と、このウインドウ回路１０から出力される信号を高速フーリェ変換して、周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）を生成するＦＦＴ回路（Fast Fourier Transform circuit）１１と、ＳＰ抽出復調ユニット４から出力される伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”を用いて、ＦＦＴ回路１１から出力される周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）を複素除算し、位相調整、振幅調整を行う複素除算回路１２と、この複素除算回路１２から出力される信号を復調処理して、受信処理で得られた信号中の情報を再生する信号復調回路１３とを備えている。
【００３４】
そして、ＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７から出力されるタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”に応じて、ＦＩＲフィルタ回路９のフィルタ特性を調整して、受信処理で得られた信号をＡ／Ｄ変換処理して得られた信号Ｒ（ｉ，ｔ）中に含まれるマルチパス成分をキャンセルさせるとともに、受信信号中に含まれる有効成分を切り出して、高速フーリェ変換し、これによって得られた周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）をＳＰ抽出復調ユニット４に供給しながら、ＳＰ抽出復調ユニット４から出力される伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”を用いて、周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）を複素除算した後、復調処理して、受信処理で得られた信号中の情報を再生する。
【００３５】
また、基準ＳＰユニット３は、周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳＰ信号を復調するのに必要な基準ＳＰ信号、例えば受信信号をＡ／Ｄ変換処理して得られた信号Ｒ（ｉ，ｔ）が図２に示すようにＩＳＤＢ−Ｔで使用されるＯＦＤＭ信号であるときには、ＯＦＤＭシンボル番号毎にＳＰ信号の周波数配置が異なるとともに、４シンボルで完結していることから、前の３シンボル分を含むＳＰ信号“Ｙ（ｉ−１，ω）”、“Ｙ（ｉ−２，ω）”、“Ｙ（ｉ−３，ω）”を復調するのに必要な基準ＳＰ信号“Ｓ（０，ω）”、“Ｓ（２，ω）”、“Ｓ（３，ω）”を１つにまとめて“ΣＳ（ｊ，ω）”（但し、ｊは０≦ｊ≦３を満たす整数）にするとともに、これを基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”として、各ＳＰ抽出復調ユニット４，６に供給する。
【００３６】
ＳＰ抽出復調ユニット４は、受信復調ユニット２のＦＦＴ回路１１から出力された周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳＰ信号、すなわち抽出対象となるＳＰ信号を基準として、前にある３シンボル分を含むＳＰ信号“Ｙ（ｉ−１，ω）”、“Ｙ（ｉ−２，ω）”、“Ｙ（ｉ−３，ω）”を抽出し、これらを１つにまとめて“ΣＹ（ｊ，ω）”（但し、ｊはｉ−３≦ｊ≦ｉを満たす整数）にするとともに、これをＳＰ信号“Ｙ＿ｓｐ（ｉ，ω）”として出力するＳＰ抽出回路１４と、基準ＳＰユニット３から出力される基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、ＳＰ抽出回路１４から出力されるＳＰ信号“Ｙ＿ｓｐ（ｉ，ω）”を複素除算し、等化器を含めた全ＳＰ信号に対する伝達関数“Ｚ’＿Ｐ（ｉ，ω）”を求めるとともに、各ＳＰ信号が周波数方向に対し、３キャリア毎、また時間方向に対して、４シンボル毎に挿入されていることを利用して、これら各伝達関数“Ｚ’＿Ｐ（ｉ，ω）”の周波数方向を低域通過フィルタリング処理し、信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”を推定するＳＰ復調回路１５とを備えている。
【００３７】
そして、受信復調ユニット２のＦＦＴ回路１１から出力される周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳＰ信号“Ｙ（ｉ−１，ω）”、“Ｙ（ｉ−２，ω）”、“Ｙ（ｉ−３，ω）”を抽出するとともに、基準ＳＰユニット３から出力される基準信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、ＳＰ信号“Ｙ（ｉ−１，ω）”、“Ｙ（ｉ−２，ω）”、“Ｙ（ｉ−３，ω）”を複素除算し、等化器を含めた全ＳＰ信号に対する伝達関数“Ｚ’＿Ｐ（ｉ，ω）”を求めるとともに、各伝達関数“Ｚ’＿Ｐ（ｉ，ω）”の周波数方向を低域通過フィルタリング処理して、信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”を推定し、これをＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７と、複素除算回路１２とに供給する。
【００３８】
また、伝送路特性推定ユニット５は、受信復調ユニット２のウインドウ回路１０と同じ特性を持ち、ウインドウ回路１０に入力されているクロック信号と同じクロック信号を用いて、受信信号をＡ／Ｄ変換処理して得られた信号Ｒ（ｉ，ｔ）、例えば図２に示すようなＩＳＤＢ−Ｔで使用されるＯＦＤＭ信号から有効シンボル期間を切り出すウインドウ回路１６と、受信復調ユニット２のＦＦＴ回路１１と同じ特性を持ち、ウインドウ回路１６から出力される信号を高速フーリェ変換して、周波数軸上のベースバンド信号Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，ω）を生成するＦＦＴ回路１７とを備えており、受信復調ユニット２のウインドウ回路１０に入力されているクロック信号と同じクロック信号を用いて、受信信号中に含まれる有効成分を切り出して、高速フーリェ変換し、これによって得られた周波数軸上のベースバンド信号Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，ω）をＳＰ抽出復調ユニット６に供給する。
【００３９】
ＳＰ抽出復調ユニット６は、伝送路特性推定ユニット５のＦＦＴ回路１７から出力された周波数軸上のベースバンド信号Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳＰ信号、すなわち抽出対象となるＳＰ信号を基準として、前にある３シンボル分を含むＳＰ信号“Ｒ（ｉ−１，ω）”、“Ｒ（ｉ−２，ω）”、“Ｒ（ｉ−３，ω）”を抽出し、これらを１つにまとめて“ΣＲ（ｊ，ω）”（但し、ｊはｉ−３≦ｊ≦ｉを満たす整数）にするとともに、これをＳＰ信号“Ｒ＿ｓｐ（ｉ，ω）”として出力するＳＰ抽出回路１８と、基準ＳＰユニット３から出力される基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、ＳＰ抽出回路１８から出力されるＳＰ信号“Ｒ＿ｓｐ（ｉ，ω）”を複素除算し、等化器を除いた全ＳＰ信号に対する伝達関数“Ｆ’＿Ｐ（ｉ，ω）”を求めるとともに、各ＳＰ信号が周波数方向に対して、３キャリア毎、また時間方向に対して、４シンボル毎に挿入されていることを利用して、これら各伝達関数“Ｆ’＿Ｐ（ｉ，ω）”の周波数方向を低域通過フィルタリング処理し、信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”を推定するＳＰ復調回路１９とを備えている。
【００４０】
そして、伝送路特性推定ユニット５のＦＦＴ回路１７から出力される周波数軸上のベースバンド信号Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳＰ信号“Ｒ（ｉ−１，ω）”、“Ｒ（ｉ−２，ω）”、“Ｒ（ｉ−３，ω）”を抽出するとともに、基準ＳＰユニット３から出力される基準信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、ＳＰ信号“Ｒ（ｉ−１，ω）”、“Ｒ（ｉ−２，ω）”、“Ｒ（ｉ−３，ω）”を複素除算し、等化器を除いた全ＳＰ信号に対する伝達関数“Ｆ’＿Ｐ（ｉ，ω）”を求めるとともに、各伝達関数“Ｆ’＿Ｐ（ｉ，ω）”の周波数方向を低域通過フィルタリング処理して、信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”を推定し、これをＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７に供給する。
【００４１】
ＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７は、ＳＰ抽出復調ユニット６から出力される伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”、すなわち観測点ａの信号に対する伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”と、ＳＰ抽出復調ユニット４から出力される伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”、すなわち観測点ｂにおける伝送路と等化器とを含めた伝送関数“Ｚ’（ｉ，ω）”とに基づき、前記（６）式に示す演算を行って、キャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を推定する残差情報検出回路（キャンセル残差演算回路）２０と、この残差情報検出回路２０から出力されるキャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を逆離散（ディスクリート）フーリェ変換処理または逆フーリェ変換して、１シンボル当たりＮ個の複素情報を持つ時間領域のインパルスレスポンス“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”を求めるＩＦＦＴ回路（Inverse Fast Fourier Transform circuit）２１と、このＩＦＦＴ回路２１から出力されるインパルスレスポンス“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”に基づき、主波の番号である“ｎ＝０”およびマルチパスが存在する最大遅延時間の番号“Ｍ”に対応して設定されているＦＩＲフィルタ回路９の最大タップ長“Ｍ”に応じたタップ番号である“ｎ＞Ｍ”を除く部分を切り出すとともに、前記（７）式で示される演算を行ってＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求め、これを受信復調ユニット２のウインドウ回路１０が切出しを行っていないタイミングで出力する係数抽出回路２２とを備えている。
【００４２】
そして、ＳＰ抽出復調ユニット６から出力される伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”と、ＳＰ抽出復調ユニット４から出力される伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”とに基づき、前記（６）式に示す演算を行って、キャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を推定するとともに、キャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を逆離散フーリェ変換処理または逆フーリェ変換して、１シンボル当たりＮ個の複素情報を持つ時間領域のインパルスレスポンス“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”を求め、このインパルスレスポンス“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”から主波の番号である“ｎ＝０”およびマルチパスが存在する最大遅延時間の番号“Ｍ”に対応した、“ｎ＞Ｍ”を除く部分を切り出し、前記（７）式で示される演算を行ってＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求めた後、受信復調ユニット２のウインドウ回路１０が切出しを行っていないタイミングで、タップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”をＦＩＲフィルタ回路９に供給し、フィルタリング特性を更新させる。
【００４３】
このように、この実施形態では、伝送路特性推定ユニット５と、ＳＰ抽出復調ユニット６とによって、伝送路におけるマルチパスの伝達関数を推定し、これを打ち消すように、等化器となるＦＩＲフィルタ回路９を動作させて、マルチパスをキャンセルさせながら、受信復調ユニット２の複素除算回路１２、信号復調回路１３によって、受信した信号を復調させるようにしているので、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル内の遅延波による、波形等化を行わないときと同程度まで、改善させることができる。
【００４４】
また、この実施形態では、復調に使用していない期間で、ＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数を更新しているので、本線への影響を軽減させることができる。
【００４５】
《他の実施形態》
また、上述した各実施形態では、ＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数を更新した後、４シンボル以上、経過した後、ＳＰ復調回路１５でフィルタ係数更新後の周波数特性を求めているので、最短で係数更新間隔が４シンボルに１回の割合になり、ＦＦＴ回路が計算を行わないシンボル期間が発生しないことから、ＩＦＦＴ回路２１と、ＦＦＴ回路１７とを独立させなければならない。
【００４６】
しかしながら、この際、係数更新の間隔を５シンボル以上に１回の割合にすると、ＦＦＴ回路１７で計算を行わないですむシンボル期間が発生することから、図３に示すように、時分割でＩＦＦＴ回路２１にＩＦＦＴ処理とＦＦＴ処理とを行わせても良い。
【００４７】
このようにすることにより、システム全体の部品点数を低減させることができる。
【００４８】
また、上述した実施形態では、パイロット信号として、ＳＰ信号を使用するようにしているが、このようなＳＰ信号以外の信号、例えば一般的なＯＦＤＭ伝送方式で使用されている振幅／位相基準伝送用のキャリア信号であれば、パイロット信号として、どのような信号を使用しても良い。
【００４９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、請求項１のデジタル放送受信装置では、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル内の遅延波による波形等化を行わないときと同程度まで改善させることができる。
【００５０】
請求項２のデジタル放送受信装置では、装置全体の部品点数を低減させながら、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル内の遅延波による波形等化を行わないときと同程度まで改善させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるデジタル放送受信装置の実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１に示すデジタル放送受信装置に入力されるＯＦＤＭ−Ｔの信号例を示す模式図である。
【図３】本発明によるデジタル放送受信装置の他の実施形態を示すブロック図である。
【符号の説明】
１：デジタル放送受信装置
２：受信復調ユニット（主経路側伝送応答算出手段）
３：基準ＳＰユニット
４：ＳＰ抽出復調ユニット（主経路側伝送応答算出手段）
５：伝送路特性推定ユニット（マルチパス側伝送応答算出手段）
６：ＳＰ抽出復調ユニット（マルチパス側伝送応答算出手段）
７：ＦＩＲフィルタ係数生成ユニット（波形等化器制御手段）
８：減算回路
９：ＦＩＲフィルタ回路
１０：ウインドウ回路
１１：ＦＦＴ回路
１２：複素除算回路
１３：信号復調回路
１４：ＳＰ抽出回路
１５：ＳＰ復調回路
１６：ウインドウ回路
１７：ＦＦＴ回路
１８：ＳＰ抽出回路
１９：ＳＰ復調回路
２０：残差情報検出回路
２１：ＩＦＦＴ回路
２２：係数抽出回路
Claims (2)
- デジタル放送信号を受信して受信信号を生成するとともに、この受信信号を復調して情報を再生するデジタル放送受信装置において、
受信信号内に含まれているパイロット信号Ｒ（ω）と予め保持している送信リファレンス信号Ｓ（ω）とに基づき、マルチパスの伝送路応答Ｆ’（ω）を推定するマルチパス側伝送応答算出手段と、
周波数特性Ｗ（ω）のフィルタを有する波形等化器を含む伝送路を経由した受信信号内に含まれているパイロット信号Ｙ（ω）と予め保持している送信リファレンス信号Ｓ（ω）とに基づき、波形等化器を含めた伝送路応答Ｚ’（ω）を推定する主経路側伝送応答算出手段と、
この主経路側伝送応答算出手段で得られた伝送路応答Ｚ’（ω）と前記マルチパス側伝送応答算出手段で得られた伝送路応答Ｆ’（ω）とに基づき、シンボル間干渉による伝送特性を軽減させるように、前記波形等化器を制御する波形等化器制御手段と、
を備えることを特徴とするデジタル放送受信装置。 - 請求項１に記載のデジタル放送受信装置において、
前記波形等化器の係数更新頻度、伝送路の周波数応答の推定頻度を減少させて、装置内で使用される１つのＩＦＦＴ回路または１つのＦＦＴ回路に、時分割でＩＦＦＴ処理とＦＦＴ処理とを行わせる、
ことを特徴とするデジタル放送受信装置。
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