JP2001292120A - デジタル放送受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ガードインターバル長を越える遅延時間の遅
延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減
させて、ガードインターバル内の遅延波による、波形等
化を行わないときと同程度まで、改善させる。 【解決手段】 伝送路特性推定ユニット５と、ＳＰ抽出
復調ユニット６とによって、伝送路におけるマルチパス
の伝達関数を推定し、これを打ち消すように、等化器と
なるＦＩＲフィルタ回路９を動作させて、マルチパスを
キャンセルさせながら、受信復調ユニット２の複素除算
回路１２、信号復調回路１３によって、受信した信号を
復調させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ信号など
のデジタル信号を受信して復調するデジタル放送受信装
置に係わり、特にマルチパス環境下およびＳＦＮ（単一
周波数網）における、ガードインターバルを越える遅延
波が発生しても、シンボル間干渉が発生し難くして、伝
送特性への影響を軽減させるようにしたデジタル放送受
信装置に関する。

【０００２】［発明の概要］本発明は、ＯＦＤＭ信号な
どを受信するデジタル放送受信装置に関するもので、Ｏ
ＦＤＭ信号に与えたガードインターバルを越える遅延波
が到来したとき、パイロットキャリアの復調結果からマ
ルチパスの遅延時間、強度を推定し、この推定結果を基
に等化器を動作させることで、ガードインターバルを越
えるマルチパス環境下でも、シンボル間干渉による特性
劣化を軽減させ、受信を可能にするものである。

【０００３】

【従来の技術】ＯＦＤＭ信号はマルチパスによるシンボ
ル間干渉を避けるため、送信側で、有効シンボル期間に
ガードインターバル期間を付加して信号を送出し、これ
を受信した受信側で、遅延波の遅延時間がガードインタ
ーバル長以内であれば、シンボル間干渉が生じないよう
に、ウインドウで有効シンボルを切り出し、復調するよ
うにしている。従来のデジタル放送受信装置としては、
特開平１１−２９８４３４号公報に記載“ＯＦＤＭ復調
装置”が知られている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来のデジタル放送受信装置によれば、遅延波の遅延
時間がガードインターバル長を越える場合、シンボル間
干渉が生じる遅延波の等化は、ＦＦＴ回路の前段で受信
信号の自己相関を求め、そのピーク、位相を検出して適
応等化フィルタのフィルタ係数を設定することによって
なされているため、遅延パス数の増える毎に最適値への
収束に時間がかかるという問題があった。

【０００５】本発明の目的は、ガードインターバル長を
越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シンボル
間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル内の遅
延波による波形等化を行わないときと同程度まで改善さ
せることができるデジタル放送受信装置を提供すること
にある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明は、請求項１では、デジタル放送信号を受信
して受信信号を生成するとともに、この受信信号を復調
して情報を再生するデジタル放送受信装置において、受
信信号内に含まれているパイロット信号Ｒ（ω）と予め
保持している送信リファレンス信号Ｓ（ω）とに基づ
き、マルチパスの伝送路応答Ｈ’（ω）を推定するマル
チパス側伝送応答算出手段と、周波数特性Ｗ（ω）のフ
ィルタを有する波形等化器を含む伝送路を経由した受信
信号内に含まれているパイロット信号Ｙ（ω）と予め保
持している送信リファレンス信号Ｓ（ω）とに基づき、
波形等化器を含めた伝送路応答Ｚ’（ω）を推定する主
経路側伝送応答算出手段と、この主経路側伝送応答算出
手段で得られた伝送路応答Ｚ’（ω）と前記マルチパス
側伝送応答算出手段で得られた伝送路応答Ｈ’（ω）と
に基づき、シンボル間干渉による伝送特性を軽減させる
ように、前記波形等化器を制御する波形等化器制御手段
とを備えることを特徴としている。

【０００７】請求項２では、請求項１に記載のデジタル
放送受信装置において、前記波形等化器の係数更新頻
度、伝送路の周波数応答の推定頻度を減少させて、装置
内で使用される１つのＩＦＦＴ回路または１つのＦＦＴ
回路に、時分割でＩＦＦＴ処理、ＦＦＴ処理とを行わせ
ることを特徴としている。

【０００８】上記の構成において、請求項１では、マル
チパス側伝送応答算出手段は受信信号内に含まれている
パイロット信号Ｒ（ω）と予め保持している送信リファ
レンス信号Ｓ（ω）とに基づき、マルチパスの伝送路応
答Ｈ’（ω）を推定する。主経路側伝送応答算出手段
は、周波数特性Ｗ（ω）のフィルタを有する波形等化器
を含む伝送路を経由した受信信号内に含まれているパイ
ロット信号Ｙ（ω）と予め保持している送信リファレン
ス信号Ｓ（ω）とに基づき、波形等化器を含めた伝送路
応答Ｚ’（ω）を推定する。この主経路側伝送応答算出
手段で得られた伝送路応答Ｚ’（ω）と前記マルチパス
側伝送応答算出手段で得られた伝送路応答Ｈ’（ω）と
に基づき、波形等化器制御手段は、シンボル間干渉によ
る伝送特性を軽減させるように、前記波形等化器を制御
する。これにより、ガードインターバル長を越える遅延
時間の遅延波が存在するときでも、シンボル間干渉の影
響を軽減させて、ガードインターバル内の遅延波による
波形等化を行わないときと同程度まで改善させる。

【０００９】請求項２では、前記波形等化器の係数更新
頻度、伝送路の周波数応答の推定頻度を減少させて、装
置内で使用される１つのＩＦＦＴ回路、または１つのＦ
ＦＴ回路に、時分割でＩＦＦＴ処理と、ＦＦＴ処理とを
行わせることにより、装置全体の部品点数を低減させな
がら、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延波
が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減させ
て、ガードインターバル内の遅延波による波形等化を行
わないときと同程度まで改善させる。

【００１０】

【発明の実施の形態】《本発明の動作原理説明》まず、
本発明によるデジタル放送受信装置の詳細な説明に先だ
って、本発明によるデジタル放送受信装置の動作原理に
ついて説明する。

【００１１】今、図１に示すように、デジタル放送受信
装置１として、等化器となるＦＩＲフィルタ回路９、減
算回路８、ウインドウ回路１０、ＦＦＴ回路１１、複素
除算回路１２、信号復調回路１３からなる受信復調ユニ
ット２と、基準ＳＰ（ＳＰ；スキャッタードパイロット
信号）ユニット３と、ＳＰ抽出回路１４、ＳＰ復調回路
１５からなるＳＰ抽出復調ユニット４と、ウインドウ回
路１６、ＦＦＴ回路１７からなる伝送路特性推定ユニッ
ト５と、ＳＰ抽出回路１８、ＳＰ復調回路１９からなる
ＳＰ抽出復調ユニット６と、残差情報検出回路（キャン
セル残渣演算回路）２０、ＩＦＦＴ回路２１、係数抽出
回路２２からなるＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７と
を備えるものを想定する。

【００１２】このデジタル放送受信装置１には、伝送路
特性推定ユニット５とＳＰ抽出復調ユニット６とによっ
て、受信復調ユニット２の伝送路におけるマルチパスの
伝達関数“Ｈ’（ω）”を推定し、ＦＩＲフィルタ係数
生成ユニット７によってこれを打ち消すように、等化器
となるＦＩＲフィルタ回路９を動作させて、マルチパス
をキャンセルさせる機能を持たせる。

【００１３】以下、数式を用いて、このデジタル放送受
信装置１のマルチパスキャンセル動作について説明す
る。

【００１４】まず、送信信号に含まれる既知のパイロッ
ト信号を“Ｓ（ω）”とし、伝送路における主波以外の
マルチパスによる周波数特性を“Ｈ（ω）”とすると、
デジタル放送送信装置（図示は省略する）から送信され
た送信信号のパイロット信号“Ｓ（ω）”が“Ｓ（ω）
（１＋Ｈ（ω））”として、デジタル放送受信装置１に
入力される。

【００１５】そして、観測点ａでのパイロット信号を
“Ｒ（ω）”とすると、次式によって観測点ａにおける
伝達関数“Ｆ（ω）”を表わすことができる。

【００１６】

【数１】 Ｆ（ω）＝Ｒ（ω）／Ｓ（ω） ＝〔Ｓ（ω）（１＋Ｈ（ω））〕／Ｓ（ω） ＝１＋Ｈ（ω） …（１）

【００１７】また、等化器となるＦＩＲフィルタ回路９
の周波数特性を“Ｗ（ω）”とすると、次式によって観
測点ｂにおけるパイロット信号“Ｙ（ω）”を表わすこ
とができる。

【００１８】

【数２】 Ｙ（ω）＝Ｒ（ω）−Ｙ（ω）・Ｗ（ω） …（２）

【００１９】この（２）式を信号“Ｙ（ω）”について
整理すると、次式が得られることから、

【数３】 Ｙ（ω）＝Ｒ（ω）／（１＋Ｗ（ω）） …（３） 次式によってデジタル放送受信装置１内における観測点
ａから観測点ｂまでの伝達関数“Ｃ（ω）”を表わすこ
とができる。

【００２０】

【数４】 Ｃ（ω）＝Ｙ（ω）／Ｒ（ω） ＝〔Ｒ（ω）／（１＋Ｗ（ω））〕／Ｒ（ω） ＝１／（１＋Ｗ（ω）） …（４）

【００２１】そして、（１）式、（４）式から次式によ
って伝送路と、等化器とを合わせた伝達関数“Ｚ
（ω）”を求めることができる。

【数５】 Ｚ（ω）＝Ｆ（ω）・Ｃ（ω） ＝〔Ｒ（ω）／Ｓ（ω）〕・〔Ｙ（ω）／Ｒ（ω）〕 ＝Ｙ（ω）／Ｓ（ω） ＝（１＋Ｈ（ω））／（１＋Ｗ（ω）） …（５）

【００２２】ここで、マルチパスキャンセラ最適条件が
“Ｗ（ω）＝Ｈ（ω）”であるから、次式によってキャ
ンセル残差信号“Ｅｒｒ（ω）”を表わすことができ
る。

【００２３】

【数６】 Ｅｒｒ（ω）＝Ｈ（ω）−Ｗ（ω） ＝〔Ｒ（ω）／Ｓ（ω）−１〕−〔Ｒ（ω）／Ｙ（ω）−１〕 ＝〔Ｒ（ω）／Ｓ（ω）〕・〔１−１／（Ｙ（ω）／Ｓ（ω））〕 ＝Ｆ（ω）・〔１−１／Ｚ（ω）〕 …（６）

【００２４】そして、この（６）式で示されるキャンセ
ル残差信号“Ｅｒｒ（ω）”が最小となるように、ＦＩ
Ｒフィルタ回路９のタップ係数を制御することにより、
マルチパスをキャンセルさせることができる。

【００２５】具体的には、基準ＳＰユニット３によって
各ＳＰ抽出復調ユニット４，６の各ＳＰ復調回路１５，
１９の復調タイミングをとりながら、伝送路特性推定ユ
ニット５のウインドウ回路１６、ＦＦＴ回路１７、ＳＰ
抽出復調ユニット６のＳＰ抽出回路１８、ＳＰ復調回路
１９によって、“ｉ”をシンボル番号とする、観測点ａ
における信号の伝達関数“Ｆ（ｉ，ω）”を推定させ、
これを残差情報抽出回路２０に導くとともに、受信復調
ユニット２のＦＩＲフィルタ回路９、減算回路８、ウイ
ンドウ回路１０、ＦＦＴ回路１１、ＳＰ抽出復調ユニッ
ト４のＳＰ抽出回路１４、ＳＰ復調回路１５によって、
“ｉ”をシンボル番号とする、観測点ｂにおける伝送路
と等化器とを含めた伝送関数“Ｚ（ｉ，ω）”を推定さ
せ、これを残差情報抽出回路２０に導いて、キャンセル
残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を推定させる。

【００２６】次いで、ここで得られたキャンセル残差信
号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”をＩＦＦＴ回路２１に導いて、
ＩＤＦＴ処理またはＩＦＦＴ処理させ、１シンボル当た
りＮ個の複素情報を持つ時間領域の信号“ｅｒｒ（ｉ，
ｎ）”に変換させて、観測点ｂにおけるインパルスレス
ポンスを求めさせる。但し、“ｎ”はＩＤＦＴ処理また
はＩＦＦＴ処理における変換ポイント数“Ｎ”に対し、
“０≦ｎ＜Ｎ”を満たす整数である。

【００２７】そして、ここで得られた時間領域の信号
“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”を係数抽出回路２２に導いて、Ｆ
ＩＲフィルタ回路９のタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求
めさせる。

【００２８】この際、マルチパスが存在する最大遅延時
間の番号が“Ｍ”であると仮定すると、ＦＩＲフィルタ
回路９に要求される最大タップ長を“Ｍ”にしなければ
ならないことから、ＦＩＲフィルタ回路９のタップ番号
を“ｍ”にする。但し、“ｍ”はマルチパスが存在する
最大遅延時間の番号“Ｍ”に対し、“０≦ｍ＜Ｍ”を満
たす整数である。

【００２９】また、通常の受信状態では、“Ｎ＞Ｍ”で
あることから、ＦＩＲフィルタ回路９を制御するとき、
時間領域の信号“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”において、主波の
番号である“ｎ＝０”およびＦＩＲフィルタ回路９の制
限外の番号である“ｎ＞Ｍ”を切り捨て、マルチパスキ
ャンセル後の残差を示すインパルスレスポンス“ｅｒｒ
（ｉ，ｍ）”のみを取り出させ、次式によってＦＩＲフ
ィルタ回路９のタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求めさ
せ、これをＦＩＲフィルタ回路９に導き、マルチパスを
キャンセルさせる。

【００３０】

【数７】 ｗ（ｉ，ｍ）＝ｗ（ｉ−１，ｍ）＋μ・ｅｒｒ（ｉ，ｍ） …（７） 但し、μ：０＜μ≦１を満たす更新係数

【００３１】《実施形態の説明》次に、図面を参照しな
がら、上述した基本原理を用いた本発明によるデジタル
放送受信装置について詳細に説明する。なお、ここで
は、図１を本発明によるデジタル放送受信装置の実施形
態を示すブロック図として説明する。

【００３２】図１に示すデジタル放送受信装置１は、デ
ジタル放送送信装置（図示は省略する）から送信された
送信信号、例えば図２に示すようなＩＳＤＢ（Integrat
ed Services Digital Broadcasting）−Ｔで使用される
ＯＦＤＭ信号（Orthogonal Freguency Division Multip
lex signal）を受信し、この送信信号に含まれている情
報を再生する受信復調ユニット２と、送信信号に含まれ
ているＳＰ信号“Ｙ（ｉ，ω）”を抽出するのに必要な
基準ＳＰ信号（送信リファレンス信号）“Ｓ＿ＲＥＦ
（ω）”を生成する基準ＳＰユニット３と、この基準Ｓ
Ｐユニット３から出力される基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ
（ω）”を用いて、受信復調ユニット２の信号処理途中
で得られた周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ
（ｉ，ω）からＳＰ信号“Ｙ（ｉ，ω）”を抽出し、信
号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数
“Ｚ’（ｉ，ω）”を推定するＳＰ抽出復調ユニット４
と、デジタル放送送信装置から送信された送信信号を受
信して、受信復調ユニット２の等化器部分を除く伝送路
を模擬して、この伝送路を通過した信号を生成する伝送
路特性推定ユニット５と、基準ＳＰユニット３から出力
される基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、伝
送路特性推定ユニット５から出力される周波数軸上のベ
ースバンド信号“Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，ω）”からＳＰ信号
“Ｒ（ｉ，ω）”を抽出し、信号キャリア全体に対する
伝送路応答となる伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”を推定す
るＳＰ抽出復調ユニット６と、これら各ＳＰ抽出復調ユ
ニット４，６から出力される各伝達関数“Ｚ’（ｉ，
ω）”、“Ｆ’（ｉ，ω）”を用いて、タップ係数“ｗ
（ｉ，ｍ）”を求め、受信復調ユニット２のＦＩＲフィ
ルタ回路９を制御し、マルチパスをキャンセルさせるＦ
ＩＲフィルタ係数生成ユニット７とを備えており、伝送
路特性推定ユニット５と、ＳＰ抽出復調ユニット６とに
よって、伝送路におけるマルチパスの伝達関数を推定
し、これを打ち消すように、等化器となるＦＩＲフィル
タ回路９を動作させて、マルチパスをキャンセルさせな
がら、受信復調ユニット２の複素除算回路１２、信号復
調回路１３によって、受信した信号を復調させる。

【００３３】受信復調ユニット２は、受信処理で得られ
た信号をＡ／Ｄ変換処理して得られたＩＳＤＢ−Ｔで使
用されるＯＦＤＭ信号Ｒ（ｉ，ｔ）を取り込むととも
に、このＯＦＤＭ信号から、帰還された等化済みの信号
を減算する減算回路８と、入力されたタップ係数“ｗ
（ｉ，ｍ）”に基づき、減算回路８から出力される信号
をフィルタリングして波形等化させ、減算回路８に帰還
させるＦＩＲフィルタ回路（Finite Inpulse Response
circuit）９と、入力されたクロック信号を用いて、減
算回路８から出力される等化処理済みの信号から有効シ
ンボル期間を切り出すウインドウ回路１０と、このウイ
ンドウ回路１０から出力される信号を高速フーリェ変換
して、周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，
ω）を生成するＦＦＴ回路（Fast Fourier Transform c
ircuit）１１と、ＳＰ抽出復調ユニット４から出力され
る伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”を用いて、ＦＦＴ回路１
１から出力される周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａ
ｌｌ（ｉ，ω）を複素除算し、位相調整、振幅調整を行
う複素除算回路１２と、この複素除算回路１２から出力
される信号を復調処理して、受信処理で得られた信号中
の情報を再生する信号復調回路１３とを備えている。

【００３４】そして、ＦＩＲフィルタ係数生成ユニット
７から出力されるタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”に応じ
て、ＦＩＲフィルタ回路９のフィルタ特性を調整して、
受信処理で得られた信号をＡ／Ｄ変換処理して得られた
信号Ｒ（ｉ，ｔ）中に含まれるマルチパス成分をキャン
セルさせるとともに、受信信号中に含まれる有効成分を
切り出して、高速フーリェ変換し、これによって得られ
た周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）
をＳＰ抽出復調ユニット４に供給しながら、ＳＰ抽出復
調ユニット４から出力される伝達関数“Ｚ’（ｉ，
ω）”を用いて、周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿ａ
ｌｌ（ｉ，ω）を複素除算した後、復調処理して、受信
処理で得られた信号中の情報を再生する。

【００３５】また、基準ＳＰユニット３は、周波数軸上
のベースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳ
Ｐ信号を復調するのに必要な基準ＳＰ信号、例えば受信
信号をＡ／Ｄ変換処理して得られた信号Ｒ（ｉ，ｔ）が
図２に示すようにＩＳＤＢ−Ｔで使用されるＯＦＤＭ信
号であるときには、ＯＦＤＭシンボル番号毎にＳＰ信号
の周波数配置が異なるとともに、４シンボルで完結して
いることから、前の３シンボル分を含むＳＰ信号“Ｙ
（ｉ−１，ω）”、“Ｙ（ｉ−２，ω）”、“Ｙ（ｉ−
３，ω）”を復調するのに必要な基準ＳＰ信号“Ｓ
（０，ω）”、“Ｓ（２，ω）”、“Ｓ（３，ω）”を
１つにまとめて“ΣＳ（ｊ，ω）”（但し、ｊは０≦ｊ
≦３を満たす整数）にするとともに、これを基準ＳＰ信
号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”として、各ＳＰ抽出復調ユニッ
ト４，６に供給する。

【００３６】ＳＰ抽出復調ユニット４は、受信復調ユニ
ット２のＦＦＴ回路１１から出力された周波数軸上のベ
ースバンド信号Ｙ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳＰ信
号、すなわち抽出対象となるＳＰ信号を基準として、前
にある３シンボル分を含むＳＰ信号“Ｙ（ｉ−１，
ω）”、“Ｙ（ｉ−２，ω）”、“Ｙ（ｉ−３，ω）”
を抽出し、これらを１つにまとめて“ΣＹ（ｊ，ω）”
（但し、ｊはｉ−３≦ｊ≦ｉを満たす整数）にするとと
もに、これをＳＰ信号“Ｙ＿ｓｐ（ｉ，ω）”として出
力するＳＰ抽出回路１４と、基準ＳＰユニット３から出
力される基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、
ＳＰ抽出回路１４から出力されるＳＰ信号“Ｙ＿ｓｐ
（ｉ，ω）”を複素除算し、等化器を含めた全ＳＰ信号
に対する伝達関数“Ｚ’＿Ｐ（ｉ，ω）”を求めるとと
もに、各ＳＰ信号が周波数方向に対し、３キャリア毎、
また時間方向に対して、４シンボル毎に挿入されている
ことを利用して、これら各伝達関数“Ｚ’＿Ｐ（ｉ，
ω）”の周波数方向を低域通過フィルタリング処理し、
信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達関数
“Ｚ’（ｉ，ω）”を推定するＳＰ復調回路１５とを備
えている。

【００３７】そして、受信復調ユニット２のＦＦＴ回路
１１から出力される周波数軸上のベースバンド信号Ｙ＿
ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳＰ信号“Ｙ（ｉ−１，
ω）”、“Ｙ（ｉ−２，ω）”、“Ｙ（ｉ−３，ω）”
を抽出するとともに、基準ＳＰユニット３から出力され
る基準信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、ＳＰ信号
“Ｙ（ｉ−１，ω）”、“Ｙ（ｉ−２，ω）”、“Ｙ
（ｉ−３，ω）”を複素除算し、等化器を含めた全ＳＰ
信号に対する伝達関数“Ｚ’＿Ｐ（ｉ，ω）”を求める
とともに、各伝達関数“Ｚ’＿Ｐ（ｉ，ω）”の周波数
方向を低域通過フィルタリング処理して、信号キャリア
全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｚ’（ｉ，
ω）”を推定し、これをＦＩＲフィルタ係数生成ユニッ
ト７と、複素除算回路１２とに供給する。

【００３８】また、伝送路特性推定ユニット５は、受信
復調ユニット２のウインドウ回路１０と同じ特性を持
ち、ウインドウ回路１０に入力されているクロック信号
と同じクロック信号を用いて、受信信号をＡ／Ｄ変換処
理して得られた信号Ｒ（ｉ，ｔ）、例えば図２に示すよ
うなＩＳＤＢ−Ｔで使用されるＯＦＤＭ信号から有効シ
ンボル期間を切り出すウインドウ回路１６と、受信復調
ユニット２のＦＦＴ回路１１と同じ特性を持ち、ウイン
ドウ回路１６から出力される信号を高速フーリェ変換し
て、周波数軸上のベースバンド信号Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，
ω）を生成するＦＦＴ回路１７とを備えており、受信復
調ユニット２のウインドウ回路１０に入力されているク
ロック信号と同じクロック信号を用いて、受信信号中に
含まれる有効成分を切り出して、高速フーリェ変換し、
これによって得られた周波数軸上のベースバンド信号Ｒ
＿ａｌｌ（ｉ，ω）をＳＰ抽出復調ユニット６に供給す
る。

【００３９】ＳＰ抽出復調ユニット６は、伝送路特性推
定ユニット５のＦＦＴ回路１７から出力された周波数軸
上のベースバンド信号Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれる
ＳＰ信号、すなわち抽出対象となるＳＰ信号を基準とし
て、前にある３シンボル分を含むＳＰ信号“Ｒ（ｉ−
１，ω）”、“Ｒ（ｉ−２，ω）”、“Ｒ（ｉ−３，
ω）”を抽出し、これらを１つにまとめて“ΣＲ（ｊ，
ω）”（但し、ｊはｉ−３≦ｊ≦ｉを満たす整数）にす
るとともに、これをＳＰ信号“Ｒ＿ｓｐ（ｉ，ω）”と
して出力するＳＰ抽出回路１８と、基準ＳＰユニット３
から出力される基準ＳＰ信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用
いて、ＳＰ抽出回路１８から出力されるＳＰ信号“Ｒ＿
ｓｐ（ｉ，ω）”を複素除算し、等化器を除いた全ＳＰ
信号に対する伝達関数“Ｆ’＿Ｐ（ｉ，ω）”を求める
とともに、各ＳＰ信号が周波数方向に対して、３キャリ
ア毎、また時間方向に対して、４シンボル毎に挿入され
ていることを利用して、これら各伝達関数“Ｆ’＿Ｐ
（ｉ，ω）”の周波数方向を低域通過フィルタリング処
理し、信号キャリア全体に対する伝送路応答となる伝達
関数“Ｆ’（ｉ，ω）”を推定するＳＰ復調回路１９と
を備えている。

【００４０】そして、伝送路特性推定ユニット５のＦＦ
Ｔ回路１７から出力される周波数軸上のベースバンド信
号Ｒ＿ａｌｌ（ｉ，ω）に含まれるＳＰ信号“Ｒ（ｉ−
１，ω）”、“Ｒ（ｉ−２，ω）”、“Ｒ（ｉ−３，
ω）”を抽出するとともに、基準ＳＰユニット３から出
力される基準信号“Ｓ＿ＲＥＦ（ω）”を用いて、ＳＰ
信号“Ｒ（ｉ−１，ω）”、“Ｒ（ｉ−２，ω）”、
“Ｒ（ｉ−３，ω）”を複素除算し、等化器を除いた全
ＳＰ信号に対する伝達関数“Ｆ’＿Ｐ（ｉ，ω）”を求
めるとともに、各伝達関数“Ｆ’＿Ｐ（ｉ，ω）”の周
波数方向を低域通過フィルタリング処理して、信号キャ
リア全体に対する伝送路応答となる伝達関数“Ｆ’
（ｉ，ω）”を推定し、これをＦＩＲフィルタ係数生成
ユニット７に供給する。

【００４１】ＦＩＲフィルタ係数生成ユニット７は、Ｓ
Ｐ抽出復調ユニット６から出力される伝達関数“Ｆ’
（ｉ，ω）”、すなわち観測点ａの信号に対する伝達関
数“Ｆ’（ｉ，ω）”と、ＳＰ抽出復調ユニット４から
出力される伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”、すなわち観測
点ｂにおける伝送路と等化器とを含めた伝送関数“Ｚ’
（ｉ，ω）”とに基づき、前記（６）式に示す演算を行
って、キャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を推定
する残差情報検出回路（キャンセル残差演算回路）２０
と、この残差情報検出回路２０から出力されるキャンセ
ル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を逆離散（ディスクリ
ート）フーリェ変換処理または逆フーリェ変換して、１
シンボル当たりＮ個の複素情報を持つ時間領域のインパ
ルスレスポンス“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”を求めるＩＦＦＴ
回路（Inverse Fast Fourier Transform circuit）２１
と、このＩＦＦＴ回路２１から出力されるインパルスレ
スポンス“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”に基づき、主波の番号で
ある“ｎ＝０”およびマルチパスが存在する最大遅延時
間の番号“Ｍ”に対応して設定されているＦＩＲフィル
タ回路９の最大タップ長“Ｍ”に応じたタップ番号であ
る“ｎ＞Ｍ”を除く部分を切り出すとともに、前記
（７）式で示される演算を行ってＦＩＲフィルタ回路９
のタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求め、これを受信復調
ユニット２のウインドウ回路１０が切出しを行っていな
いタイミングで出力する係数抽出回路２２とを備えてい
る。

【００４２】そして、ＳＰ抽出復調ユニット６から出力
される伝達関数“Ｆ’（ｉ，ω）”と、ＳＰ抽出復調ユ
ニット４から出力される伝達関数“Ｚ’（ｉ，ω）”と
に基づき、前記（６）式に示す演算を行って、キャンセ
ル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を推定するとともに、
キャンセル残差信号“Ｅｒｒ（ｉ，ω）”を逆離散フー
リェ変換処理または逆フーリェ変換して、１シンボル当
たりＮ個の複素情報を持つ時間領域のインパルスレスポ
ンス“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”を求め、このインパルスレス
ポンス“ｅｒｒ（ｉ，ｎ）”から主波の番号である“ｎ
＝０”およびマルチパスが存在する最大遅延時間の番号
“Ｍ”に対応した、“ｎ＞Ｍ”を除く部分を切り出し、
前記（７）式で示される演算を行ってＦＩＲフィルタ回
路９のタップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”を求めた後、受信復
調ユニット２のウインドウ回路１０が切出しを行ってい
ないタイミングで、タップ係数“ｗ（ｉ，ｍ）”をＦＩ
Ｒフィルタ回路９に供給し、フィルタリング特性を更新
させる。

【００４３】このように、この実施形態では、伝送路特
性推定ユニット５と、ＳＰ抽出復調ユニット６とによっ
て、伝送路におけるマルチパスの伝達関数を推定し、こ
れを打ち消すように、等化器となるＦＩＲフィルタ回路
９を動作させて、マルチパスをキャンセルさせながら、
受信復調ユニット２の複素除算回路１２、信号復調回路
１３によって、受信した信号を復調させるようにしてい
るので、ガードインターバル長を越える遅延時間の遅延
波が存在するときでも、シンボル間干渉の影響を軽減さ
せて、ガードインターバル内の遅延波による、波形等化
を行わないときと同程度まで、改善させることができ
る。

【００４４】また、この実施形態では、復調に使用して
いない期間で、ＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数を更
新しているので、本線への影響を軽減させることができ
る。

【００４５】《他の実施形態》また、上述した各実施形
態では、ＦＩＲフィルタ回路９のタップ係数を更新した
後、４シンボル以上、経過した後、ＳＰ復調回路１５で
フィルタ係数更新後の周波数特性を求めているので、最
短で係数更新間隔が４シンボルに１回の割合になり、Ｆ
ＦＴ回路が計算を行わないシンボル期間が発生しないこ
とから、ＩＦＦＴ回路２１と、ＦＦＴ回路１７とを独立
させなければならない。

【００４６】しかしながら、この際、係数更新の間隔を
５シンボル以上に１回の割合にすると、ＦＦＴ回路１７
で計算を行わないですむシンボル期間が発生することか
ら、図３に示すように、時分割でＩＦＦＴ回路２１にＩ
ＦＦＴ処理とＦＦＴ処理とを行わせても良い。

【００４７】このようにすることにより、システム全体
の部品点数を低減させることができる。

【００４８】また、上述した実施形態では、パイロット
信号として、ＳＰ信号を使用するようにしているが、こ
のようなＳＰ信号以外の信号、例えば一般的なＯＦＤＭ
伝送方式で使用されている振幅／位相基準伝送用のキャ
リア信号であれば、パイロット信号として、どのような
信号を使用しても良い。

【００４９】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、請
求項１のデジタル放送受信装置では、ガードインターバ
ル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シ
ンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル
内の遅延波による波形等化を行わないときと同程度まで
改善させることができる。

【００５０】請求項２のデジタル放送受信装置では、装
置全体の部品点数を低減させながら、ガードインターバ
ル長を越える遅延時間の遅延波が存在するときでも、シ
ンボル間干渉の影響を軽減させて、ガードインターバル
内の遅延波による波形等化を行わないときと同程度まで
改善させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるデジタル放送受信装置の実施形態
を示すブロック図である。

【図２】図１に示すデジタル放送受信装置に入力される
ＯＦＤＭ−Ｔの信号例を示す模式図である。

【図３】本発明によるデジタル放送受信装置の他の実施
形態を示すブロック図である。

【符号の説明】

１：デジタル放送受信装置 ２：受信復調ユニット（主経路側伝送応答算出手段） ３：基準ＳＰユニット ４：ＳＰ抽出復調ユニット（主経路側伝送応答算出手
段） ５：伝送路特性推定ユニット（マルチパス側伝送応答算
出手段） ６：ＳＰ抽出復調ユニット（マルチパス側伝送応答算出
手段） ７：ＦＩＲフィルタ係数生成ユニット（波形等化器制御
手段） ８：減算回路 ９：ＦＩＲフィルタ回路 １０：ウインドウ回路 １１：ＦＦＴ回路 １２：複素除算回路 １３：信号復調回路 １４：ＳＰ抽出回路 １５：ＳＰ復調回路 １６：ウインドウ回路 １７：ＦＦＴ回路 １８：ＳＰ抽出回路 １９：ＳＰ復調回路 ２０：残差情報検出回路 ２１：ＩＦＦＴ回路 ２２：係数抽出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 居相 直彦 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会放送技術研究所内 (72)発明者 今村 浩一郎 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会放送技術研究所内 Ｆターム(参考） 5C025 AA17 AA20 5K022 DD01 DD13 DD17 DD18 DD19 DD33 DD34 5K046 AA05 EE06 EE47 EE56 EF05 EF19

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 デジタル放送信号を受信して受信信号を
   生成するとともに、この受信信号を復調して情報を再生
   するデジタル放送受信装置において、 受信信号内に含まれているパイロット信号Ｒ（ω）と予
   め保持している送信リファレンス信号Ｓ（ω）とに基づ
   き、マルチパスの伝送路応答Ｈ’（ω）を推定するマル
   チパス側伝送応答算出手段と、 周波数特性Ｗ（ω）のフィルタを有する波形等化器を含
   む伝送路を経由した受信信号内に含まれているパイロッ
   ト信号Ｙ（ω）と予め保持している送信リファレンス信
   号Ｓ（ω）とに基づき、波形等化器を含めた伝送路応答
   Ｚ’（ω）を推定する主経路側伝送応答算出手段と、 この主経路側伝送応答算出手段で得られた伝送路応答
   Ｚ’（ω）と前記マルチパス側伝送応答算出手段で得ら
   れた伝送路応答Ｈ’（ω）とに基づき、シンボル間干渉
   による伝送特性を軽減させるように、前記波形等化器を
   制御する波形等化器制御手段と、 を備えることを特徴とするデジタル放送受信装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のデジタル放送受信装置
   において、 前記波形等化器の係数更新頻度、伝送路の周波数応答の
   推定頻度を減少させて、装置内で使用される１つのＩＦ
   ＦＴ回路または１つのＦＦＴ回路に、時分割でＩＦＦＴ
   処理とＦＦＴ処理とを行わせる、 ことを特徴とするデジタル放送受信装置。