JP4177708B2 - Ｏｆｄｍ信号復調装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ信号復調装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4177708B2 JP4177708B2 JP2003139258A JP2003139258A JP4177708B2 JP 4177708 B2 JP4177708 B2 JP 4177708B2 JP 2003139258 A JP2003139258 A JP 2003139258A JP 2003139258 A JP2003139258 A JP 2003139258A JP 4177708 B2 JP4177708 B2 JP 4177708B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- ofdm signal
- frequency
- characteristic
- signal
- time
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、直交周波数分割多重）信号受信装置に関し、詳しくは、ガードインターバルを越えるマルチパスを含むＯＦＤＭ信号からビットデータを正しく復調するＯＦＤＭ信号復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＯＦＤＭ信号復調装置８０は、図１０（ａ）に示すように、ダウンコンバータ手段８１と、ＡＤ変換手段８２と、直交復調手段８３と、窓処理手段８４と、フーリエ変換手段８５と、周波数特性等化手段８６と、領域判定手段８７と、データ復調手段８８とを備えている。送信元から送信されたＯＦＤＭ信号は所定の時間幅を有する複数の有効シンボルによって構成されており、アンテナ８によってＯＦＤＭ信号が受信され、ＯＦＤＭ信号復調装置８０に入力される。ダウンコンバータ手段８１によって受信された信号の不要な周波数成分が除去され、ＡＤ変換手段８２によって所定のサンプル周波数でサンプリングされ、直交復調手段８３によって直交復調される。直交復調されたＯＦＤＭ信号は、有効シンボルごとにＦＦＴ窓処理が窓処理手段８４によって施され、ＦＦＴ窓処理が施された有効シンボルごとのＦＦＴがフーリエ変換手段８５によって施されて、時間領域信号が周波数領域信号に変換される。周波数特性等化手段８６によってＯＦＤＭ信号が伝搬してきた経路の伝搬特性が算出され、周波数領域信号に重畳されている伝搬特性がキャンセルされる、すなわち、周波数領域信号が等化される。そして、等化後の周波数領域信号に基づいて、実数軸および虚数軸のベクトルデータが各サブキャリアごとに領域判定手段８７によって抽出され、該ベクトルデータに基づいたビットデータがデータ復調手段８８によって復調される。
【０００３】
また、各有効シンボル間に挿入されたガードインターバルを越えるような遅延波によるマルチパスがＯＦＤＭ信号に含まれていても、正しくビットデータを再生することができるＯＦＤＭ信号復調装置も既に提案されている。図１０（ｂ）に示すように、ＯＦＤＭ信号復調装置９０は、ＯＦＤＭ信号復調装置８０の構成に加えて、フィルタ係数算出手段９１と時間領域等化手段９２とを備えており、フィルタ係数算出手段９１は、フーリエ変換手段８５および領域判定手段８７からフィードバックされる信号に基づいて所定のフィルタ係数を算出し、時間領域等化手段９２は、フィルタ係数算出手段９１によって算出されたフィルタ係数を用いて直交復調手段８３によって出力される信号にフィルタ処理を施すようになっている（フィルタ係数算出手段９１および時間領域等化手段９２については、例えば、特許文献１、特許文献２および特許文献３参照。）。この構成において、受信された信号に含まれるマルチパスの信号成分が時間領域等化手段９２によるフィルタ処理によって除去されるため、ＯＦＤＭ信号に変調されたビットデータが正しく復調される。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００-２９５１９５号公報
【特許文献２】
特開２０００−３４１２４２号公報
【特許文献３】
特開２００１−２３７７４９号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来のＯＦＤＭ信号復調装置では、ガードインターバルを越えるようなマルチパスの信号成分を除去するためのフィルタ係数の算出がフィードバックによって行われ、有用なフィルタ係数が算出されるまでに時間がかかるため、マルチパスの大きな変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができないという問題があった。
【０００６】
本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、ガードインターバルを越えるマルチパスを等化し、マルチパスに大きな変動があったとしても、マルチパスの変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができるＯＦＤＭ信号復調装置を提供するものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係るＯＦＤＭ信号復調装置は、所定の送信元から送信されたＯＦＤＭ信号を受信して、１つの有効シンボルごとにビットデータを復調するＯＦＤＭ信号復調装置であって、前記有効シンボルの時間幅の２のべき乗倍の時間幅を有する時間窓を用いて、復調する有効シンボルを含む前記ＯＦＤＭ信号の時間領域に窓処理を施す窓処理手段と、前記窓処理手段によって窓処理が施された前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することによって、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から前記送信元から前記窓処理手段までの伝搬特性を算出し、算出された前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する周波数特性等化手段と、前記周波数特性等化手段によって周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号の中から、前記復調する有効シンボルの周波数成分を抽出するシンボル抽出手段と、抽出された前記復調する有効シンボルの周波数成分のうち、前記送信元から送信された前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの直交周波数成分を残してそれ以外の周波数成分を除去する成分除去手段とを備えた構成を有している。
【０００８】
この構成により、復調する有効シンボルだけでなく、復調する有効シンボルよりも時間的に前および後に存在する有効シンボルをも時間窓の中に含まれるように窓処理を行い、時間的に遅れて到着するマルチパスと、時間的に早く到着するマルチパスとが等化され、復調する有効シンボルの周波数領域信号がシンボル抽出手段によって抽出され、復調する有効シンボルの各サブキャリアの直交周波数成分以外の周波数領域信号が成分除去手段によって除去される。このため、１つの有効シンボルを復調するごとにマルチパスの信号成分をリアルタイムに除去することができ、マルチパスに大きな変動があったとしても、マルチパスの変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができる。さらに、従来、除去できるマルチパスの信号成分は時間的に遅れて到着するマルチパスだけであったものが、本発明のＯＦＤＭ信号復調装置では、時間的に早く到着するマルチパスの信号成分をも除去できるようにもなっている。
【０００９】
また、本発明の請求項２に係るＯＦＤＭ信号復調装置は、所定の送信元から送信されたＯＦＤＭ信号を受信して、１つの有効シンボルごとにビットデータを復調するＯＦＤＭ信号復調装置であって、有効シンボルの時間幅の２のべき乗倍の時間幅を有する第１の時間窓を用いて、復調する有効シンボルを含む前記ＯＦＤＭ信号に窓処理を施す第１の窓処理手段と、前記第１の窓処理手段によって窓処理が施された前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することによって、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する第１のフーリエ変換手段と、前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から前記送信元から前記第１の窓処理手段までの伝搬特性を算出し、算出された前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する周波数特性等化手段と、前記周波数特性等化手段によって周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換することによって、周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段によって時間領域の信号に変換された前記ＯＦＤＭ信号の時間領域に含まれる前記復調する有効シンボルの時間領域に対して、有効シンボルの時間幅と同一の時間幅を有する第２の時間窓を用いた窓処理を施す第２の窓処理手段と、前記第２の窓処理手段によって窓処理が施された前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することによって、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する第２のフーリエ変換手段とを備えた構成を有している。
【００１０】
この構成により、復調する有効シンボルだけでなく、復調する有効シンボルよりも時間的に前および後に存在する有効シンボルをも時間窓の中に含まれるように窓処理を行い、時間的に遅れて到着するマルチパスと、時間的に早く到着するマルチパスとが等化され、復調する有効シンボルの時間領域が第２の時間窓によって抽出された後に、復調する有効シンボルの周波数特性が算出される。このため、１つの有効シンボルを復調するごとにマルチパスの信号成分をリアルタイムに除去することができ、マルチパスに大きな変動があったとしても、マルチパスの変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができる。
【００１１】
また、本発明の請求項３に係るＯＦＤＭ信号復調装置は、前記周波数特性等化手段が、周波数特性が等化される前の前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から前記伝搬特性を算出する伝搬特性算出回路部と、前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する等化回路部とを有した構成を有している。
【００１２】
この構成により、フィードフォワード型の回路を用いて伝搬特性が算出された後に周波数領域信号が等化されるため、伝搬特性をリアルタイムに算出して、伝搬特性の変動に対して即時に対応できる。
【００１３】
また、本発明の請求項４に係るＯＦＤＭ信号復調装置は、請求項１または請求項２において、前記周波数特性等化手段が、算出済みの前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する等化回路部と、前記等化回路部によって周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から、前記送信元から前記窓処理手段までの伝搬特性と前記算出済みの前記伝搬特性との差分を表す差分伝搬特性を算出する伝搬特性算出回路部と、前記算出済みの前記伝搬特性に前記差分伝搬特性を加算して、前記算出済みの前記伝搬特性を更新する伝搬特性更新回路部とを有した構成を有している。
【００１４】
この構成により、フィードバック型の回路を用いて伝搬特性が算出されＯＦＤＭ信号の周波数特性が等化されるため、動作を重ねるごとに等化の精度を向上させることができ、ＯＦＤＭ信号の復調の精度を高めることができる。
【００１５】
また、本発明の請求項５に係るＯＦＤＭ信号復調装置は、前記周波数特性等化手段が、算出済みの前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する第１の等化回路部と、前記第１の等化回路部によって周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から、前記送信元から前記窓処理手段までの伝搬特性と前記算出済みの前記伝搬特性との差分を表す差分伝搬特性を算出する伝搬特性算出回路部と、前記算出済みの伝搬特性に差分伝搬特性を加算して、前記算出済みの伝搬特性を更新する伝搬特性更新回路部と、前記差分伝搬特性に応じて、前記第１の等化回路部によって等化された前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性をさらに等化する第２の等化回路部とを有した構成を有している。
【００１６】
この構成により、フィードバック型の回路を用いて伝搬特性が算出されＯＦＤＭ信号の周波数特性が等化されるため、動作を重ねるごとに等化の精度を向上させることができ、さらに、フィードフォワード型の回路を用いてＯＦＤＭ信号の伝搬特性に大きな変動が生じた場合であっても、その変動に遅れることなく伝搬特性の変動差分をリアルタイムに算出してＯＦＤＭ信号の周波数特性を再度等化することができるため、ＯＦＤＭ信号の復調の精度を高めることができる。
【００１７】
また、本発明の請求項６に係るＯＦＤＭ信号復調装置は、請求項３乃至請求項５の何れか１項において、前記周波数特性等化手段が、算出された前記伝搬特性の逆数を逆フーリエ変換して得られるインパルス応答を算出し、前記インパルス応答の絶対値の最大値を検出し、前記インパルス応答の先頭から検出された絶対値が最大となるインパルス応答までの時間間隔が等化前の前記ＯＦＤＭ信号に施された窓処理に用いられた時間窓の先頭から復調する有効シンボルまでの時間間隔と一致するように、前記インパルス応答を時間軸方向にシフトし、時間軸方向にシフトされたインパルス応答をフーリエ変換して前記伝搬特性を再度算出し、再度算出された前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する構成を有している。
【００１８】
この構成により、復調する有効シンボルの周波数領域信号を確実に抽出することができ、また、各サブキャリアの位相回転を防止して正確なビットデータを出力することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置１０は、図１に示すように、ダウンコンバータ手段１１と、ＡＤ変換手段１２と、直交復調手段１３と、窓処理手段１４と、フーリエ変換手段１５と、周波数特性等化手段１６と、シンボル抽出手段１７と、成分除去手段１８と、領域判定手段１９と、データ復調手段２０とを備えている。
なお、ＯＦＤＭ信号復調装置１０は、送信元より送信されたＯＦＤＭ信号を受信するアンテナ１を当然に備えているものとする。また、送信元より送信されるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長（有効シンボルの時間幅）がＴｕ［秒］、変調時の１シンボル当たりのＦＦＴ（高速フーリエ変換）ポイント数がＮ個、ＦＦＴサンプリング速度がＲ［Ｈｚ］であるものとする。ここで、Ｎは２のべき乗の整数、ＲはＮ／Ｔｕ［Ｈｚ］である。また、ＯＦＤＭ信号は、Ｌ個のサブキャリアによって構成され、各サブキャリアは、それぞれ、１／Ｔｕ［Ｈｚ］ずつ異なる周波数を有している。なお、ＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリアの数Ｌは、ＦＦＴポイント数Ｎよりも小さいものとする。
【００２０】
ダウンコンバータ手段１１は、アンテナ１を介して受信されたＯＦＤＭ信号に係る不要な周波数成分をフィルタリングによって除去し、ＯＦＤＭ信号を中心周波数Ｒ［Ｈｚ］の信号に周波数変換するようになっている。
ＡＤ変換手段１２は、ダウンコンバータ手段１１によって周波数変換されたＯＦＤＭ信号を等間隔でサンプリングし、アナログ信号をデジタル信号に変換する、すなわちＡＤ変換するようになっている。なお、ＡＤ変換手段１２におけるサンプリング周波数は、４Ｒ［Ｈｚ］である。
【００２１】
直交復調手段１３は、ＡＤ変換手段１２においてアナログデジタル変換されたＯＦＤＭ信号を直交復調し、直交復調された信号のサンプリング周波数を４Ｒ［Ｈｚ］からＲ［Ｈｚ］に変更する、すなわちダウンサンプルするようになっている。なお、以下の説明において、直交復調されサンプリング周波数Ｒ［Ｈｚ］にダウンサンプルされたＯＦＤＭ信号のことを時間領域信号という。また、時間領域信号は、変数を時間とした複素関数によって表される。
なお、本発明の実施の形態において、ＯＦＤＭ信号がＡＤ変換された後に直交復調されているが、ＯＦＤＭ信号は、直交復調された後にＡＤ変換されるのでもよい。この場合、ＡＤ変換時のサンプリング周波数は、Ｒ［Ｈｚ］である。
【００２２】
窓処理手段１４は、直交復調手段１３によって直交復調およびダウンサンプルされたＯＦＤＭ信号、すなわち時間領域信号に所定の時間幅を有する矩形の時間窓をかける、すなわち窓処理を施すようになっている。なお、時間窓がかけられた時間領域信号は、図２に示すように、復調する有効シンボル＃ｉを含むようになっている。また、時間窓は、Ｎの２ｍ（２のべき乗の整数）倍の個数のサンプリングデータを含む、すなわち、Ｔｕの２ｍ倍の時間幅を有するようになっている。ここで、ｍは正の整数である。図２においては、ｍは２である。また、図２において、時間窓は、有効シンボル＃ｉ−１、有効シンボル＃ｉ、有効シンボル＃ｉ＋１、ガードインターバル＃ｉ−１、ガードインターバル＃ｉ、ガードインターバル＃ｉ＋１、ガードインターバル＃ｉ＋２を含むＯＦＤＭ信号の時間領域にかけられるようになっている。
【００２３】
ここで、図２に示すような時間窓は、ＯＦＤＭ信号復調装置１０が最も信号電力の大きな主波と、主波よりも時間的に遅れて到着するマルチパスと、主波よりも時間的に早く到着するマルチパスとを等化して復調するために、復調する有効シンボル＃ｉが時間窓の中央に存在するように設定されたものである。なお、ＯＦＤＭ信号復調装置１０が主波と、主波よりも時間的に遅く到着するマルチパスとを等化して復調する場合には、時間窓は、復調する有効シンボル＃ｉが時間窓の前方（例えば図２に示す有効シンボル＃ｉ−１の位置）に存在するように設定されるのでもよい。また、ＯＦＤＭ信号復調装置１０が主波と、主波よりも時間的に早く到着するマルチパスとを等化して復調する場合には、時間窓は、復調する有効シンボル＃ｉが時間窓の後方（例えば図２に示す有効シンボル＃ｉ＋１の位置）に存在するように設定されるのでもよい。なお、以下の説明において、主波よりも時間的に遅れて到着するマルチパスのことを遅延波、主波よりも時間的に早く到着するマルチパスのことを早着波という。
【００２４】
再び図１において、フーリエ変換手段１５は、窓処理手段１４によって窓処理が施されたＮの２ｍ倍のポイント数の時間領域信号を高速フーリエ変換して、Ｎの２ｍ倍のポイント数の周波数領域信号に変換し、周波数領域信号を周波数特性等化手段１６に出力するようになっている。なお、周波数領域信号は、中心周波数０［Ｈｚ］、帯域幅Ｒ［Ｈｚ］、周波数方向に間隔Ｒ／（２ｍ×Ｎ）［Ｈｚ］でサンプリングされた信号となっている。また、周波数領域信号は、変数を周波数とした複素関数によって表される。
【００２５】
周波数特性等化手段１６は、周波数領域信号から伝搬特性を算出し、算出された伝搬特性に応じて、フーリエ変換手段１５によって変換された周波数領域信号の周波数特性を等化するようになっている。ここで、周波数特性等化手段１６は、例えば、図３に示すように、伝搬特性算出回路部２１と、遅延回路部２６と、複素除算回路部２７（等化回路部）とを備えている。
図３において、伝搬特性算出回路部２１は、ＯＦＤＭ信号が送信元から周波数特性等化手段１６に至るまでの経路のサブキャリア毎の伝搬特性を表す信号を算出するようになっている。なお、伝搬特性を表す信号は、変数を周波数とした複素関数によって表される。また、伝搬特性算出回路部２１は、例えば図３に示すように、逆フーリエ変換回路２１ａと、窓処理回路２１ｂと、フーリエ変換回路２１ｃと、トレーニング抽出回路２１ｄと、トレーニング発生回路２１ｅと、第１の複素除算回路２１ｆと、第１の内挿フィルタ２１ｇと、第１の遅延回路２１ｈと、第２の複素除算回路２１ｉと、領域判定回路２１ｊと、第２の遅延回路２１ｋと、第３の複素除算回路２１ｌと、第２の内挿フィルタ２１ｍとを備えている。
【００２６】
逆フーリエ変換回路２１ａは、フーリエ変換手段１５によって出力された周波数領域信号に逆高速フーリエ変換を施し、ポイント数Ｎの２ｍ倍の周波数領域信号をポイント数Ｎの２ｍ倍の時間領域の信号に変換し、時間領域の信号を窓処理回路２１ｂに出力するようになっている。
窓処理回路２１ｂは、逆フーリエ変換回路２１ａによって出力された時間領域の信号において復調する有効シンボルの時間領域に時間幅Ｔｕ［秒］の矩形の時間窓をかけ、ポイント数Ｎの時間領域の信号を抽出するようになっている。
【００２７】
フーリエ変換回路２１ｃは、窓処理回路２１ｂによって抽出された時間領域の信号に高速フーリエ変換を施して、ポイント数Ｎの周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号をトレーニング抽出回路２１ｄ、第１の遅延回路２１ｈおよび第２の遅延回路２１ｋに出力するようになっている。
トレーニング抽出回路２１ｄは、フーリエ変換回路２１ｃによって出力された周波数領域の信号の中からトレーニング成分を抽出するようになっている。ここで、トレーニングは、ＯＦＤＭ信号と共に送信元より送信されているもので、ＯＦＤＭ信号の方式によって異なり、既知のパターンを変調した特殊シンボルでもよいし、パイロットシンボルでもよい。なお、地上デジタル放送方式の場合、トレーニングは、ＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）、ＣＰ（Ｃｏｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）と呼ばれるパイロット信号が用いられる。なお、トレーニングは、サブキャリアの周波数ごとに存在する信号である。
【００２８】
トレーニング発生回路２１ｅは、送信元より送信されるトレーニングと同様のトレーニングを発生させるようになっている。
第１の複素除算回路２１ｆは、トレーニング抽出回路２１ｄによって抽出されたトレーニング成分を分子、トレーニング発生回路２１ｅによって発生されたトレーニングを分母として、双方の周波数が一致するように複素除算を行い、複素除算によって得られた信号を第１の内挿フィルタ２１ｇに出力するようになっている。ここで、第１の複素除算回路２１ｆによる複素除算によって得られる信号を擬似伝搬特性信号と呼ぶ。また、擬似伝搬特性信号は、サブキャリアの周波数ごとに得られる信号である。
【００２９】
第１の内挿フィルタ２１ｇは、第１の複素除算回路２１ｆによって出力された信号を第２の複素除算回路２１ｉに入力するようになっており、さらに、トレーニング抽出回路２１ｄによってトレーニングが抽出されなかった場合においても、第１の複素除算回路２１ｆによって出力された信号を第２の複素除算回路２１ｉに出力するようになっている。
第１の遅延回路２１ｈには、フーリエ変換回路２１ｃによって出力された周波数領域の信号が入力されるようになっており、第１の遅延回路２１ｈは、擬似伝搬特性信号の算出に要する時間分だけ遅延させて入力された周波数領域の信号を第２の複素除算回路２１ｉに出力するようになっている。
第２の複素除算回路２１ｉは、第１の遅延回路２１ｈによって出力された周波数領域の信号を分子、第１の内挿フィルタ２１ｇによって出力された擬似伝搬特性信号を分母として、双方の周波数が一致するように複素除算を行い、複素除算によって得られた周波数領域の信号を領域判定回路２１ｊに出力するようになっている。なお、第２の複素除算回路２１ｉによって出力される信号は、サブキャリアの周波数ごとに得られる信号である。
【００３０】
領域判定回路２１ｊは、第２の複素除算回路２１ｉによって出力された周波数領域の信号に基づいて、各サブキャリアの実数軸および虚数軸の値を判定し、得られた値をサブキャリアの周波数ごとに第３の複素除算回路２１ｌに出力するようになっている。
第２の遅延回路２１ｋには、フーリエ変換回路２１ｃによって出力された周波数領域の信号が入力されるようになっており、第２の遅延回路２１ｋは、トレーニング抽出回路２１ｄ、トレーニング発生回路２１ｅ、第１の複素除算回路２１ｆ、第１の内挿フィルタ２１ｇ、第２の複素除算回路２１ｉおよび領域判定回路２１ｊの処理に要する時間分だけ遅延させて入力された周波数領域の信号を第３の複素除算回路２１ｌに出力するようになっている。
【００３１】
第３の複素除算回路２１ｌは、第２の遅延回路２１ｋによって出力された周波数領域の信号を分子、領域判定回路２１ｊによって出力されたサブキャリアの周波数ごとの値を分母として、双方の周波数が一致するように複素除算を行い、サブキャリアの周波数ごとの伝搬特性を表す信号を算出するようになっている。
第２の内挿フィルタ２１ｍは、第３の複素除算回路２１ｌによって算出されたサブキャリアの周波数ごとの伝搬特性を表す信号に基づいて、各サブキャリア間の周波数の伝搬特性を内挿補間し、内挿補完して得られた伝搬特性を表す信号を複素除算回路部２７に出力するようになっている。
【００３２】
遅延回路部２６には、フーリエ変換手段１５によって出力された周波数領域信号が入力されるようになっており、遅延回路部２６は、入力された周波数領域信号を伝搬特性算出回路部２１による伝搬特性の算出に要する時間分だけ遅延させて複素除算回路部２７に出力するようになっている。
複素除算回路部２７には、伝搬特性算出回路部２１によって出力された伝搬特性を表す信号と遅延回路部２６によって出力された周波数領域信号が入力されるようになっており、複素除算回路部２７は、周波数領域信号を分子、伝搬特性を表す信号を分母として複素除算を行うことによって、周波数領域信号によって表されるＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化するようになっている。なお、複素除算回路部２７における複素除算において、周波数領域信号および伝搬特性を表す信号の双方によって示される周波数が一致するように、周波数特性等化手段１６が構成されているものとする。
【００３３】
再び図１において、シンボル抽出手段１７は、周波数特性等化手段１６によって等化された周波数領域信号に所定のフィルタ処理を施し、復調する有効シンボルに係る周波数領域信号だけを強調して成分除去手段１８に出力するようになっている。ここで、シンボル抽出手段１７において用いられるフィルタは、時間幅Ｔｕ［秒］の矩形窓の時間領域の信号をフーリエ変換して得られたフィルタ係数によるＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型のフィルタである。また、シンボル抽出手段１７によるフィルタ処理は、前述のように得られたフィルタ係数を周波数特性等化手段１６によって等化された周波数領域信号に畳み込むことによって行われる。なお、シンボル抽出手段１７によって出力される周波数領域信号のポイント数は、Ｎの２ｍ倍である。
なお、シンボル抽出手段１７によって用いられるフィルタの元となる矩形窓は、窓処理手段１４において用いられた時間窓の時間領域において、復調する有効シンボルの時間領域の近傍に存在するようになっており、図２に示すように、復調する有効シンボル＃ｉの直前に位置するガードインターバル＃ｉの一部を含むようになっていてもよい。
【００３４】
再び図１において、成分除去手段１８は、シンボル抽出手段１７によって出力された周波数領域信号からＮの（２ｍ−１）倍のポイント数のデータを除去することによってポイント数Ｎの２ｍ倍の周波数領域信号をポイント数Ｎの周波数領域信号に変換し、変換されたポイント数Ｎの周波数領域信号を領域判定手段１９に出力するようになっている。
なお、成分除去手段１８において、シンボル抽出手段１７においてフィルタとして用いられた時間幅Ｔｕ［秒］の矩形窓の時間領域信号をフーリエ変換したときに得られる関数、ｓｉｎ（ω）／ωが０とならない周波数に係る周波数領域信号が除去されるようになっている。すなわち、成分除去手段１８は、復調する有効シンボルに係る直交した各サブキャリアの周波数成分だけを残し、復調に必要ない周波数成分を除去するようになっている。
ここで、成分除去手段１８によって出力されるポイント数Ｎの周波数領域信号のうち最小周波数の信号成分は、シンボル抽出手段１７によって出力されたポイント数Ｎの２ｍ倍の周波数領域信号のうちの最小周波数の信号成分と一致するようになっている。また、成分除去手段１８によって出力されるポイント数Ｎの周波数領域信号のうち最小周波数からｋ番目に位置する信号成分は、シンボル抽出手段１７によって出力されたポイント数Ｎの２ｍ倍の周波数領域信号のうちの最小周波数からｋ×２ｍ番目に位置する信号成分と一致するようになっている。すなわち、成分除去手段１８の出力信号をＦｏ、シンボル抽出手段１７の出力信号をＦｉとすると、Ｆｏ（ｋ）＝Ｆｉ（ｋ×２ｍ）という関係が成り立つようになっている。なお、ｋは正の整数である。
【００３５】
領域判定手段１９は、成分除去手段１８によって出力された各サブキャリアの周波数領域信号に基づいて、各サブキャリアの実数軸および虚数軸の値を判定し、得られた値をデータ復調手段２０に出力するようになっている。
データ復調手段２０は、領域判定手段１９によって出力された各サブキャリアの実数軸および虚数軸の値に基づいて各サブキャリアに割り当てられたビットを判定し、ＯＦＤＭ信号の方式に従ってデインターリーブや誤り訂正などを施した後に、ビットデータを外部装置に出力するようになっている。
【００３６】
ここで、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置１０の作用について説明する。
送信元から送信されるＯＦＤＭ信号（送信信号）、送信信号が伝搬する伝搬路の特性（伝搬路特性）、および時間窓を周波数領域の信号として表すと、図４に示すように、それぞれ、Ｘ（ω）、Ｈ（ω）およびＷ（ω）となる。なお、ωは周波数を表す角速度である。ＯＦＤＭ信号復調装置１０によって受信された信号の周波数特性は、送信時の特性と伝搬路特性との積となるため、Ｘ（ω）・Ｈ（ω）と表される。また、ＯＦＤＭ信号復調装置１０において受信された信号は、窓処理手段１４において窓処理が施されるため、窓処理およびＦＦＴ後の周波数領域信号は、Ｘ（ω）・Ｈ（ω）・Ｗ（ω）と表される。さらに、周波数特性等化手段１６の伝搬特性算出回路部２１において算出されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア毎の伝搬特性は、Ｈ'（ω）と表され、周波数特性等化手段１６において等化された後の周波数領域信号は、Ｘ（ω）・Ｈ（ω）・Ｗ（ω）／Ｈ'（ω）と表される。なお、理想等化条件は、Ｈ'（ω）＝Ｈ（ω）・Ｗ（ω）である。
【００３７】
ここで、ＯＦＤＭ信号復調装置１０によって主波だけでなくガードインターバルを越えるような遅延波または早着波が受信されたとする。復調する有効シンボルは、遅延波に含まれる復調する有効シンボルよりも時間的に前に存在する有効シンボル（以下、「後ゴースト」という。）、または早着波に含まれる復調する有効シンボルよりも時間的に後に存在する有効シンボル（以下、「前ゴースト」という。）による干渉の影響を受ける。
窓処理手段１４によって時間領域信号にかけられる時間窓が復調する有効シンボルだけを含むようになっている場合には、仮にＨ'（ω）を正しく推定できたとしても、時間窓で抽出した信号の中に、後ゴーストの元となる有効シンボル、または前ゴーストの元となる有効シンボルが含まれないため、周波数特性等化手段１６において正しく等化することは不可能である。
本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置１０に係る窓処理手段１４おいては、復調する有効シンボルだけでなく、復調する有効シンボルよりも時間的に前に存在する有効シンボル、または復調する有効シンボルよりも時間的に後に存在する有効シンボルをも時間窓の中に含まれるように窓処理を行っている。これにより、後ゴーストまたは前ゴーストを周波数特性等化手段１６において正しく等化することが可能となるため、復調する有効シンボルに係る周波数特性を正しく等化することが可能となる。
【００３８】
そして、復調する有効シンボルの周波数領域信号がシンボル抽出手段１７によって抽出され、復調する有効シンボルの直交周波数成分以外の周波数領域信号が成分除去手段１８によって除去され、復調する有効シンボルに含まれるビットデータが領域判定手段１９およびデータ復調手段２０によって再生される。
【００３９】
以上説明したように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置は、復調する有効シンボルだけでなく、復調する有効シンボルよりも時間的に前および後に存在する有効シンボルをも時間窓の中に含まれるように窓処理を行い、時間的に遅れて到着するマルチパスと、時間的に早く到着するマルチパスとが等化され、復調する有効シンボルの周波数領域信号がシンボル抽出手段によって抽出され、復調する有効シンボルの各サブキャリアの直交周波数成分以外の周波数領域信号が成分除去手段によって除去される。このため、１つの有効シンボルを復調するごとにマルチパスの信号成分をリアルタイムに除去することができ、マルチパスに大きな変動があったとしても、マルチパスの変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができる。さらに、従来、除去できるマルチパスの信号成分は時間的に遅れて到着するマルチパスだけであったものが、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置では、時間的に早く到着するマルチパスの信号成分をも除去できるようにもなっている。
【００４０】
なお、本発明のＯＦＤＭ信号復調装置は、図５に示すように構成されてもよく、この構成においても、上述したＯＦＤＭ信号復調装置１０と同様の効果を得ることができる。図５に示すように、ＯＦＤＭ信号復調装置４０は、ダウンコンバータ手段１１と、ＡＤ変換手段１２と、直交復調手段１３と、第１の窓処理手段４４と、第１のフーリエ変換手段４５と、周波数特性等化手段１６と、逆フーリエ変換手段４１と、第２の窓処理手段４２と、第２のフーリエ変換手段４３と、領域判定手段１９と、データ復調手段２０とを備えている。なお、ＯＦＤＭ信号復調装置４０においては、上述したＯＦＤＭ信号復調装置１０の構成要素と同一の構成要素にＯＦＤＭ信号復調装置１０の構成要素と同一の符号を付して、その説明を省略する。また、第１の窓処理手段４４および第１のフーリエ変換手段４５は、前述した窓処理手段１４およびフーリエ変換手段１５にそれぞれ対応するものであるため、その説明を省略する。
【００４１】
逆フーリエ変換手段４１は、周波数特性等化手段１６によって出力された等化後の周波数領域信号に逆高速フーリエ変換を施し、ポイント数Ｎの２ｍ倍の周波数領域信号をポイント数Ｎの２ｍ倍の時間領域信号に変換し、時間領域信号を第２の窓処理手段４２に出力するようになっている。第２の窓処理手段４２は、逆フーリエ変換手段４１によって出力された時間領域信号において復調する有効シンボルの時間領域に時間幅Ｔｕ［秒］の矩形の時間窓（第２の時間窓）をかけ、ポイント数Ｎの時間領域信号を抽出するようになっている。なお、周波数特性等化手段１６において周波数領域信号が既に等化されているため、第２の窓処理手段４２において時間窓がかけられた時間領域信号は、復調する有効シンボルを表す時間領域信号となっており、時間窓がかけられた時間領域信号には、他の有効シンボルの成分は含まれないようになっている。第２のフーリエ変換手段４３は、第２の窓処理手段４２によって抽出された時間領域信号に高速フーリエ変換を施して、ポイント数Ｎの周波数領域信号に変換するようになっている。すなわち、ＯＦＤＭ信号復調装置４０は、ＯＦＤＭ信号復調装置１０のシンボル抽出手段１７および成分除去手段１８によって行われる処理を、逆フーリエ変換手段４１、第２の窓処理手段４２および第２のフーリエ変換手段４３に実行させて、マルチパスを含むＯＦＤＭ信号からビットデータを再生させるものである。
【００４２】
この構成により、復調する有効シンボルだけでなく、復調する有効シンボルよりも時間的に前および後に存在する有効シンボルをも時間窓の中に含まれるように窓処理を行い、時間的に遅れて到着するマルチパスと、時間的に早く到着するマルチパスとが等化され、復調する有効シンボルの時間領域が第２の時間窓によって抽出された後に、復調する有効シンボルの周波数特性が算出される。このため、１つの有効シンボルを復調するごとにマルチパスの信号成分をリアルタイムに除去することができ、マルチパスに大きな変動があったとしても、マルチパスの変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができる。
【００４３】
また、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置１０またはＯＦＤＭ信号復調装置４０に係る窓処理手段１４または第１の窓処理手段４４における時間窓の時間幅は、図６に示すように、１／Ｈ'（ω）を逆フーリエ変換して時間領域のインパルス応答特性を調べて、ＤＵ比が閾値以上となる最初の点Ａから最後の点Ｂまでの時間幅よりも大きくなるように設定されるようになっている。ここで、ＤＵ比とは、１／Ｈ'（ω）を逆フーリエ変換して得られるインパルス応答特性の絶対値の最大値Ｄを求め、最大値Ｄに対する各インパルス応答の絶対値Ｕの比を算出することによって得られる値のことをいう。なお、ＤＵ比の閾値は、予め設定されるようになっている。
【００４４】
また、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置１０またはＯＦＤＭ信号復調装置４０に係る周波数特性等化手段１６は、図３に示すように構成されているおり、フィードフォワード型の回路を用いて伝搬特性が算出され周波数領域信号が等化されるため、伝搬特性をリアルタイムに算出して、伝搬特性の変動に対して即時に対応できるものであるが、周波数特性等化手段１６は図７または図８に示すように構成されてもよい。
【００４５】
図７において、周波数特性等化手段１６は、伝搬特性算出回路部３７と、複素除算回路部２８（等化回路部）と、伝搬特性更新回路部２９と、第１の遅延回路部３０と、第２の遅延回路部３１とを備えている。
複素除算回路部２８は、フーリエ変換手段１５によって出力された周波数領域信号を分子、第１の遅延回路部３０によって出力される伝搬特性を表す信号を分母として複素除算を行い、フーリエ変換手段１５によって出力された周波数領域信号を等化するようになっている。
伝搬特性算出回路部３７は、複素除算回路部２８において等化に用いられる伝搬特性と複素除算回路部２８によって等化される前の周波数領域信号に重畳されている伝搬特性との差分を表す差分伝搬特性を算出するようになっている。なお、伝搬特性算出回路部３７は、図３に示した伝搬特性算出回路部２１と同様の構成を有してもよい。伝搬特性算出回路部３７と伝搬特性算出回路部２１との相違点は、伝搬特性算出回路部２１がフーリエ変換手段１５または第１のフーリエ変換手段４５の出力信号に基づいて伝搬特性を算出していたのに対して、伝搬特性算出回路部３７が複素除算回路部２８によって一度等化された周波数領域信号に基づいて伝搬特性を算出している点である。
【００４６】
伝搬特性更新回路部２９は、伝搬特性算出回路部３７によって算出されて得られた差分伝搬特性を表す信号と第２の遅延回路部３１によって出力される信号とを加算して伝搬特性を更新し、更新された伝搬特性を表す信号を第１の遅延回路部３０および第２の遅延回路部３１に出力するようになっている。
第２の遅延回路部３１には、伝搬特性更新回路部２９によって更新された伝搬特性を表す信号が入力されるようになっており、第２の遅延回路部３１は、入力された伝搬特性を表す信号を１つの有効シンボル長分の時間だけ遅延させた後に、再び伝搬特性更新回路部２９に入力するようになっている。
第１の遅延回路部３０には、伝搬特性更新回路部２９によって更新された伝搬特性を表す信号が入力されるようになっており、第１の遅延回路部３０は、複素除算回路部２８に入力される周波数領域信号とが示す周波数と伝搬特性を表す信号が示す周波数とが一致するように入力された伝搬特性を表す信号を遅延させて出力するようになっている。
図７に示すような周波数特性等化手段１６の構成により、フィードバック型の回路を用いて伝搬特性が算出されＯＦＤＭ信号の周波数特性が等化されるため、動作を重ねるごとに等化の精度を向上させることができ、ＯＦＤＭ信号の復調の精度を高めることができる。
【００４７】
また、図８において、周波数特性等化手段１６は、伝搬特性算出回路部３７と、伝搬特性更新回路部２９と、第１の複素除算回路部３２（第１の等化回路部）と、第１の遅延回路部３３と、第２の遅延回路部３４と、第３の遅延回路部３５と、第２の複素除算回路部３６（第２の等化回路部）とを備えている。また、伝搬特性算出回路部３７、伝搬特性更新回路部２９、第１の複素除算回路部３２、第１の遅延回路部３３および第２の遅延回路部３４は、図７に示した伝搬特性算出回路部３７、伝搬特性更新回路部２９、複素除算回路部２８、第１の遅延回路部３０および第２の遅延回路部３１にそれぞれ対応し、第３の遅延回路部３５は、図３に示した遅延回路部２６に対応するものであるため、その説明を省略する。
なお、図８に示すような周波数特性等化手段１６は、図３に示した周波数特性等化手段１６と図７に示した周波数特性等化手段１６の構成要素を組み合わせて構成されたものであり、第２の複素除算回路部３６は、第１の複素除算回路部３２によって一度等化された周波数領域信号を伝搬特性算出回路部３７によって算出された差分伝搬特性で再度等化するようになっている。このような周波数特性等化手段１６の構成により、フィードバック型の回路を用いて伝搬特性が算出されＯＦＤＭ信号の周波数特性が等化されるため、動作を重ねるごとに等化の精度を向上させることができ、さらに、フィードフォワード型の回路を用いてＯＦＤＭ信号の伝搬特性に大きな変動が生じた場合であっても、その変動に遅れることなく伝搬特性の変動差分をリアルタイムに算出してＯＦＤＭ信号の周波数特性を再度等化することができるため、ＯＦＤＭ信号の復調の精度を高めることができる。
【００４８】
さらに、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置１０またはＯＦＤＭ信号復調装置４０を構成する周波数特性等化手段１６は、サブキャリア毎の伝搬特性Ｈ'（ω）を算出した後に、以下に説明するような処理を行うように構成されてもよい。
周波数特性等化手段１６は、算出されたＨ'（ω）に基づいて、１／Ｈ'（ω）の逆フーリエ変換を行ってインパルス応答を算出し、算出されたインパルス応答の絶対値の最大値を検出するようになっている。また、周波数特性等化手段１６は、検出された絶対値が最大となるインパルス応答が、図９（ａ）に示すように、インパルス応答の先頭からτ・Ｒ番目に位置するように各インパルス応答を時間軸方向にシフトさせるようになっている。なお、絶対値が最大となるインパルス応答とは、すなわち主波のインパルス応答であり、遅延波または早着波のようなマルチパスのインパルス応答の絶対値は、主波のインパルス応答の絶対値よりも小さい。また、τとは、図９（ｂ）に示すように、窓処理手段１４または第１の窓処理手段４４において時間領域信号にかけられた時間窓の先頭から復調する有効シンボル＃ｉの先頭までの時間間隔のことをいう。ここで、τは、１／Ｒの整数倍の値であるため、τ・Ｒは、当然に整数となる。そして、周波数特性等化手段１６は、時間軸方向にシフトさせたインパルス応答をフーリエ変換して得られた信号をに応じて周波数領域信号の等化を行うようになっている。この場合において、周波数特性等化手段１６によって出力される等化後の周波数領域信号を逆フーリエ変換すると、図９（ｃ）に示すように、復調するシンボルの時間領域の先頭が、逆フーリエ変換によって得られる信号の時間領域の先頭と一致する。したがって、シンボル抽出手段１７または第２の窓処理手段４２によって用いられる時間領域の矩形窓と復調する有効シンボルの時間領域とを容易に一致させることが可能となる。これにより、シンボル抽出手段１７において復調する有効シンボルの周波数領域信号を確実に抽出することができ、また、各サブキャリアの位相回転を防止して正確なビットデータを出力することができる。
【００４９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、ガードインターバルを越えるマルチパスを等化し、マルチパスに大きな変動があったとしても、マルチパスの変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができるＯＦＤＭ信号復調装置を提供することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置の構成のブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置に係る窓処理手段によって設定される時間窓を説明する時間領域信号の概念図である。
【図３】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置に係る周波数特性等化手段の構成のブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置に係る周波数特性等化の原理を説明する図である。
【図５】図１に示した本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置と異なる構成を有するＯＦＤＭ信号復調装置の構成のブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置に係る窓処理手段によって設定される時間窓の時間幅の設定方法を説明する図である。
【図７】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置に係る図３に示した周波数特性等化手段と異なる構成を有する周波数特性等化手段の構成のブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置に係る図３および図７に示した周波数特性等化手段と異なる構成を有する周波数特性等化手段の構成のブロック図である。
【図９】（ａ）絶対値が最大となるインパルス応答が先頭からτ・Ｒ番目に位置するように各インパルス応答が時間軸方向にシフトされた後のインパルス応答の概念図である。
（ｂ）時間窓と復調する有効シンボルとの相対位置の例を説明する時間領域信号の概念図である。
（ｃ）図９（ａ）に示したようにインパルス応答がシフトされた伝搬特性によって等化された周波数領域信号を逆フーリエ変換して得られた時間領域信号を説明する時間領域信号の概念図である。
【図１０】（ａ）従来のＯＦＤＭ信号復調装置の構成のブロック図である。
（ｂ）ガードインターバルを越えるマルチパスを等化することができる従来のＯＦＤＭ信号復調装置の構成のブロック図である。
【符号の説明】
１、８ アンテナ
１０、４０、８０、９０ ＯＦＤＭ信号復調装置
１１、８１ ダウンコンバータ手段
１２、８２ ＡＤ変換手段
１３、８３ 直交復調手段
１４、８４ 窓処理手段
１５、８５ フーリエ変換手段
１６、８６ 周波数特性等化手段
１７ シンボル抽出手段
１８ 成分除去手段
１９、８７ 領域判定手段
２０、８８ データ復調手段
２１、３７ 伝搬特性算出回路部
２１ａ 逆フーリエ変換回路
２１ｂ 窓処理回路
２１ｃ フーリエ変換回路
２１ｄ トレーニング抽出回路
２１ｅ トレーニング発生回路
２１ｆ 第１の複素除算回路
２１ｇ 第１の内挿フィルタ
２１ｈ 第１の遅延回路
２１ｉ 第２の複素除算回路
２１ｊ 領域判定回路
２１ｋ 第２の遅延回路
２１ｌ 第３の複素除算回路
２１ｍ 第２の内挿フィルタ
２６ 遅延回路部
２７、２８ 複素除算回路部
２９ 伝搬特性更新回路部
３０、３３ 第１の遅延回路部
３１、３４ 第２の遅延回路部
３２ 第１の複素除算回路部
３５ 第３の遅延回路部
３６ 第２の複素除算回路部
４１ 逆フーリエ変換手段
４２ 第２の窓処理手段
４３ 第２のフーリエ変換手段
４４ 第１の窓処理手段
４５ 第１のフーリエ変換手段
９１ フィルタ係数算出手段
９２ 時間領域等化手段
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、直交周波数分割多重）信号受信装置に関し、詳しくは、ガードインターバルを越えるマルチパスを含むＯＦＤＭ信号からビットデータを正しく復調するＯＦＤＭ信号復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＯＦＤＭ信号復調装置８０は、図１０（ａ）に示すように、ダウンコンバータ手段８１と、ＡＤ変換手段８２と、直交復調手段８３と、窓処理手段８４と、フーリエ変換手段８５と、周波数特性等化手段８６と、領域判定手段８７と、データ復調手段８８とを備えている。送信元から送信されたＯＦＤＭ信号は所定の時間幅を有する複数の有効シンボルによって構成されており、アンテナ８によってＯＦＤＭ信号が受信され、ＯＦＤＭ信号復調装置８０に入力される。ダウンコンバータ手段８１によって受信された信号の不要な周波数成分が除去され、ＡＤ変換手段８２によって所定のサンプル周波数でサンプリングされ、直交復調手段８３によって直交復調される。直交復調されたＯＦＤＭ信号は、有効シンボルごとにＦＦＴ窓処理が窓処理手段８４によって施され、ＦＦＴ窓処理が施された有効シンボルごとのＦＦＴがフーリエ変換手段８５によって施されて、時間領域信号が周波数領域信号に変換される。周波数特性等化手段８６によってＯＦＤＭ信号が伝搬してきた経路の伝搬特性が算出され、周波数領域信号に重畳されている伝搬特性がキャンセルされる、すなわち、周波数領域信号が等化される。そして、等化後の周波数領域信号に基づいて、実数軸および虚数軸のベクトルデータが各サブキャリアごとに領域判定手段８７によって抽出され、該ベクトルデータに基づいたビットデータがデータ復調手段８８によって復調される。
【０００３】
また、各有効シンボル間に挿入されたガードインターバルを越えるような遅延波によるマルチパスがＯＦＤＭ信号に含まれていても、正しくビットデータを再生することができるＯＦＤＭ信号復調装置も既に提案されている。図１０（ｂ）に示すように、ＯＦＤＭ信号復調装置９０は、ＯＦＤＭ信号復調装置８０の構成に加えて、フィルタ係数算出手段９１と時間領域等化手段９２とを備えており、フィルタ係数算出手段９１は、フーリエ変換手段８５および領域判定手段８７からフィードバックされる信号に基づいて所定のフィルタ係数を算出し、時間領域等化手段９２は、フィルタ係数算出手段９１によって算出されたフィルタ係数を用いて直交復調手段８３によって出力される信号にフィルタ処理を施すようになっている（フィルタ係数算出手段９１および時間領域等化手段９２については、例えば、特許文献１、特許文献２および特許文献３参照。）。この構成において、受信された信号に含まれるマルチパスの信号成分が時間領域等化手段９２によるフィルタ処理によって除去されるため、ＯＦＤＭ信号に変調されたビットデータが正しく復調される。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００-２９５１９５号公報
【特許文献２】
特開２０００−３４１２４２号公報
【特許文献３】
特開２００１−２３７７４９号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来のＯＦＤＭ信号復調装置では、ガードインターバルを越えるようなマルチパスの信号成分を除去するためのフィルタ係数の算出がフィードバックによって行われ、有用なフィルタ係数が算出されるまでに時間がかかるため、マルチパスの大きな変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができないという問題があった。
【０００６】
本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、ガードインターバルを越えるマルチパスを等化し、マルチパスに大きな変動があったとしても、マルチパスの変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができるＯＦＤＭ信号復調装置を提供するものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係るＯＦＤＭ信号復調装置は、所定の送信元から送信されたＯＦＤＭ信号を受信して、１つの有効シンボルごとにビットデータを復調するＯＦＤＭ信号復調装置であって、前記有効シンボルの時間幅の２のべき乗倍の時間幅を有する時間窓を用いて、復調する有効シンボルを含む前記ＯＦＤＭ信号の時間領域に窓処理を施す窓処理手段と、前記窓処理手段によって窓処理が施された前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することによって、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から前記送信元から前記窓処理手段までの伝搬特性を算出し、算出された前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する周波数特性等化手段と、前記周波数特性等化手段によって周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号の中から、前記復調する有効シンボルの周波数成分を抽出するシンボル抽出手段と、抽出された前記復調する有効シンボルの周波数成分のうち、前記送信元から送信された前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの直交周波数成分を残してそれ以外の周波数成分を除去する成分除去手段とを備えた構成を有している。
【０００８】
この構成により、復調する有効シンボルだけでなく、復調する有効シンボルよりも時間的に前および後に存在する有効シンボルをも時間窓の中に含まれるように窓処理を行い、時間的に遅れて到着するマルチパスと、時間的に早く到着するマルチパスとが等化され、復調する有効シンボルの周波数領域信号がシンボル抽出手段によって抽出され、復調する有効シンボルの各サブキャリアの直交周波数成分以外の周波数領域信号が成分除去手段によって除去される。このため、１つの有効シンボルを復調するごとにマルチパスの信号成分をリアルタイムに除去することができ、マルチパスに大きな変動があったとしても、マルチパスの変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができる。さらに、従来、除去できるマルチパスの信号成分は時間的に遅れて到着するマルチパスだけであったものが、本発明のＯＦＤＭ信号復調装置では、時間的に早く到着するマルチパスの信号成分をも除去できるようにもなっている。
【０００９】
また、本発明の請求項２に係るＯＦＤＭ信号復調装置は、所定の送信元から送信されたＯＦＤＭ信号を受信して、１つの有効シンボルごとにビットデータを復調するＯＦＤＭ信号復調装置であって、有効シンボルの時間幅の２のべき乗倍の時間幅を有する第１の時間窓を用いて、復調する有効シンボルを含む前記ＯＦＤＭ信号に窓処理を施す第１の窓処理手段と、前記第１の窓処理手段によって窓処理が施された前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することによって、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する第１のフーリエ変換手段と、前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から前記送信元から前記第１の窓処理手段までの伝搬特性を算出し、算出された前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する周波数特性等化手段と、前記周波数特性等化手段によって周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換することによって、周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段によって時間領域の信号に変換された前記ＯＦＤＭ信号の時間領域に含まれる前記復調する有効シンボルの時間領域に対して、有効シンボルの時間幅と同一の時間幅を有する第２の時間窓を用いた窓処理を施す第２の窓処理手段と、前記第２の窓処理手段によって窓処理が施された前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することによって、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する第２のフーリエ変換手段とを備えた構成を有している。
【００１０】
この構成により、復調する有効シンボルだけでなく、復調する有効シンボルよりも時間的に前および後に存在する有効シンボルをも時間窓の中に含まれるように窓処理を行い、時間的に遅れて到着するマルチパスと、時間的に早く到着するマルチパスとが等化され、復調する有効シンボルの時間領域が第２の時間窓によって抽出された後に、復調する有効シンボルの周波数特性が算出される。このため、１つの有効シンボルを復調するごとにマルチパスの信号成分をリアルタイムに除去することができ、マルチパスに大きな変動があったとしても、マルチパスの変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができる。
【００１１】
また、本発明の請求項３に係るＯＦＤＭ信号復調装置は、前記周波数特性等化手段が、周波数特性が等化される前の前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から前記伝搬特性を算出する伝搬特性算出回路部と、前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する等化回路部とを有した構成を有している。
【００１２】
この構成により、フィードフォワード型の回路を用いて伝搬特性が算出された後に周波数領域信号が等化されるため、伝搬特性をリアルタイムに算出して、伝搬特性の変動に対して即時に対応できる。
【００１３】
また、本発明の請求項４に係るＯＦＤＭ信号復調装置は、請求項１または請求項２において、前記周波数特性等化手段が、算出済みの前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する等化回路部と、前記等化回路部によって周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から、前記送信元から前記窓処理手段までの伝搬特性と前記算出済みの前記伝搬特性との差分を表す差分伝搬特性を算出する伝搬特性算出回路部と、前記算出済みの前記伝搬特性に前記差分伝搬特性を加算して、前記算出済みの前記伝搬特性を更新する伝搬特性更新回路部とを有した構成を有している。
【００１４】
この構成により、フィードバック型の回路を用いて伝搬特性が算出されＯＦＤＭ信号の周波数特性が等化されるため、動作を重ねるごとに等化の精度を向上させることができ、ＯＦＤＭ信号の復調の精度を高めることができる。
【００１５】
また、本発明の請求項５に係るＯＦＤＭ信号復調装置は、前記周波数特性等化手段が、算出済みの前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する第１の等化回路部と、前記第１の等化回路部によって周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から、前記送信元から前記窓処理手段までの伝搬特性と前記算出済みの前記伝搬特性との差分を表す差分伝搬特性を算出する伝搬特性算出回路部と、前記算出済みの伝搬特性に差分伝搬特性を加算して、前記算出済みの伝搬特性を更新する伝搬特性更新回路部と、前記差分伝搬特性に応じて、前記第１の等化回路部によって等化された前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性をさらに等化する第２の等化回路部とを有した構成を有している。
【００１６】
この構成により、フィードバック型の回路を用いて伝搬特性が算出されＯＦＤＭ信号の周波数特性が等化されるため、動作を重ねるごとに等化の精度を向上させることができ、さらに、フィードフォワード型の回路を用いてＯＦＤＭ信号の伝搬特性に大きな変動が生じた場合であっても、その変動に遅れることなく伝搬特性の変動差分をリアルタイムに算出してＯＦＤＭ信号の周波数特性を再度等化することができるため、ＯＦＤＭ信号の復調の精度を高めることができる。
【００１７】
また、本発明の請求項６に係るＯＦＤＭ信号復調装置は、請求項３乃至請求項５の何れか１項において、前記周波数特性等化手段が、算出された前記伝搬特性の逆数を逆フーリエ変換して得られるインパルス応答を算出し、前記インパルス応答の絶対値の最大値を検出し、前記インパルス応答の先頭から検出された絶対値が最大となるインパルス応答までの時間間隔が等化前の前記ＯＦＤＭ信号に施された窓処理に用いられた時間窓の先頭から復調する有効シンボルまでの時間間隔と一致するように、前記インパルス応答を時間軸方向にシフトし、時間軸方向にシフトされたインパルス応答をフーリエ変換して前記伝搬特性を再度算出し、再度算出された前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する構成を有している。
【００１８】
この構成により、復調する有効シンボルの周波数領域信号を確実に抽出することができ、また、各サブキャリアの位相回転を防止して正確なビットデータを出力することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置１０は、図１に示すように、ダウンコンバータ手段１１と、ＡＤ変換手段１２と、直交復調手段１３と、窓処理手段１４と、フーリエ変換手段１５と、周波数特性等化手段１６と、シンボル抽出手段１７と、成分除去手段１８と、領域判定手段１９と、データ復調手段２０とを備えている。
なお、ＯＦＤＭ信号復調装置１０は、送信元より送信されたＯＦＤＭ信号を受信するアンテナ１を当然に備えているものとする。また、送信元より送信されるＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長（有効シンボルの時間幅）がＴｕ［秒］、変調時の１シンボル当たりのＦＦＴ（高速フーリエ変換）ポイント数がＮ個、ＦＦＴサンプリング速度がＲ［Ｈｚ］であるものとする。ここで、Ｎは２のべき乗の整数、ＲはＮ／Ｔｕ［Ｈｚ］である。また、ＯＦＤＭ信号は、Ｌ個のサブキャリアによって構成され、各サブキャリアは、それぞれ、１／Ｔｕ［Ｈｚ］ずつ異なる周波数を有している。なお、ＯＦＤＭ信号に含まれるサブキャリアの数Ｌは、ＦＦＴポイント数Ｎよりも小さいものとする。
【００２０】
ダウンコンバータ手段１１は、アンテナ１を介して受信されたＯＦＤＭ信号に係る不要な周波数成分をフィルタリングによって除去し、ＯＦＤＭ信号を中心周波数Ｒ［Ｈｚ］の信号に周波数変換するようになっている。
ＡＤ変換手段１２は、ダウンコンバータ手段１１によって周波数変換されたＯＦＤＭ信号を等間隔でサンプリングし、アナログ信号をデジタル信号に変換する、すなわちＡＤ変換するようになっている。なお、ＡＤ変換手段１２におけるサンプリング周波数は、４Ｒ［Ｈｚ］である。
【００２１】
直交復調手段１３は、ＡＤ変換手段１２においてアナログデジタル変換されたＯＦＤＭ信号を直交復調し、直交復調された信号のサンプリング周波数を４Ｒ［Ｈｚ］からＲ［Ｈｚ］に変更する、すなわちダウンサンプルするようになっている。なお、以下の説明において、直交復調されサンプリング周波数Ｒ［Ｈｚ］にダウンサンプルされたＯＦＤＭ信号のことを時間領域信号という。また、時間領域信号は、変数を時間とした複素関数によって表される。
なお、本発明の実施の形態において、ＯＦＤＭ信号がＡＤ変換された後に直交復調されているが、ＯＦＤＭ信号は、直交復調された後にＡＤ変換されるのでもよい。この場合、ＡＤ変換時のサンプリング周波数は、Ｒ［Ｈｚ］である。
【００２２】
窓処理手段１４は、直交復調手段１３によって直交復調およびダウンサンプルされたＯＦＤＭ信号、すなわち時間領域信号に所定の時間幅を有する矩形の時間窓をかける、すなわち窓処理を施すようになっている。なお、時間窓がかけられた時間領域信号は、図２に示すように、復調する有効シンボル＃ｉを含むようになっている。また、時間窓は、Ｎの２ｍ（２のべき乗の整数）倍の個数のサンプリングデータを含む、すなわち、Ｔｕの２ｍ倍の時間幅を有するようになっている。ここで、ｍは正の整数である。図２においては、ｍは２である。また、図２において、時間窓は、有効シンボル＃ｉ−１、有効シンボル＃ｉ、有効シンボル＃ｉ＋１、ガードインターバル＃ｉ−１、ガードインターバル＃ｉ、ガードインターバル＃ｉ＋１、ガードインターバル＃ｉ＋２を含むＯＦＤＭ信号の時間領域にかけられるようになっている。
【００２３】
ここで、図２に示すような時間窓は、ＯＦＤＭ信号復調装置１０が最も信号電力の大きな主波と、主波よりも時間的に遅れて到着するマルチパスと、主波よりも時間的に早く到着するマルチパスとを等化して復調するために、復調する有効シンボル＃ｉが時間窓の中央に存在するように設定されたものである。なお、ＯＦＤＭ信号復調装置１０が主波と、主波よりも時間的に遅く到着するマルチパスとを等化して復調する場合には、時間窓は、復調する有効シンボル＃ｉが時間窓の前方（例えば図２に示す有効シンボル＃ｉ−１の位置）に存在するように設定されるのでもよい。また、ＯＦＤＭ信号復調装置１０が主波と、主波よりも時間的に早く到着するマルチパスとを等化して復調する場合には、時間窓は、復調する有効シンボル＃ｉが時間窓の後方（例えば図２に示す有効シンボル＃ｉ＋１の位置）に存在するように設定されるのでもよい。なお、以下の説明において、主波よりも時間的に遅れて到着するマルチパスのことを遅延波、主波よりも時間的に早く到着するマルチパスのことを早着波という。
【００２４】
再び図１において、フーリエ変換手段１５は、窓処理手段１４によって窓処理が施されたＮの２ｍ倍のポイント数の時間領域信号を高速フーリエ変換して、Ｎの２ｍ倍のポイント数の周波数領域信号に変換し、周波数領域信号を周波数特性等化手段１６に出力するようになっている。なお、周波数領域信号は、中心周波数０［Ｈｚ］、帯域幅Ｒ［Ｈｚ］、周波数方向に間隔Ｒ／（２ｍ×Ｎ）［Ｈｚ］でサンプリングされた信号となっている。また、周波数領域信号は、変数を周波数とした複素関数によって表される。
【００２５】
周波数特性等化手段１６は、周波数領域信号から伝搬特性を算出し、算出された伝搬特性に応じて、フーリエ変換手段１５によって変換された周波数領域信号の周波数特性を等化するようになっている。ここで、周波数特性等化手段１６は、例えば、図３に示すように、伝搬特性算出回路部２１と、遅延回路部２６と、複素除算回路部２７（等化回路部）とを備えている。
図３において、伝搬特性算出回路部２１は、ＯＦＤＭ信号が送信元から周波数特性等化手段１６に至るまでの経路のサブキャリア毎の伝搬特性を表す信号を算出するようになっている。なお、伝搬特性を表す信号は、変数を周波数とした複素関数によって表される。また、伝搬特性算出回路部２１は、例えば図３に示すように、逆フーリエ変換回路２１ａと、窓処理回路２１ｂと、フーリエ変換回路２１ｃと、トレーニング抽出回路２１ｄと、トレーニング発生回路２１ｅと、第１の複素除算回路２１ｆと、第１の内挿フィルタ２１ｇと、第１の遅延回路２１ｈと、第２の複素除算回路２１ｉと、領域判定回路２１ｊと、第２の遅延回路２１ｋと、第３の複素除算回路２１ｌと、第２の内挿フィルタ２１ｍとを備えている。
【００２６】
逆フーリエ変換回路２１ａは、フーリエ変換手段１５によって出力された周波数領域信号に逆高速フーリエ変換を施し、ポイント数Ｎの２ｍ倍の周波数領域信号をポイント数Ｎの２ｍ倍の時間領域の信号に変換し、時間領域の信号を窓処理回路２１ｂに出力するようになっている。
窓処理回路２１ｂは、逆フーリエ変換回路２１ａによって出力された時間領域の信号において復調する有効シンボルの時間領域に時間幅Ｔｕ［秒］の矩形の時間窓をかけ、ポイント数Ｎの時間領域の信号を抽出するようになっている。
【００２７】
フーリエ変換回路２１ｃは、窓処理回路２１ｂによって抽出された時間領域の信号に高速フーリエ変換を施して、ポイント数Ｎの周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号をトレーニング抽出回路２１ｄ、第１の遅延回路２１ｈおよび第２の遅延回路２１ｋに出力するようになっている。
トレーニング抽出回路２１ｄは、フーリエ変換回路２１ｃによって出力された周波数領域の信号の中からトレーニング成分を抽出するようになっている。ここで、トレーニングは、ＯＦＤＭ信号と共に送信元より送信されているもので、ＯＦＤＭ信号の方式によって異なり、既知のパターンを変調した特殊シンボルでもよいし、パイロットシンボルでもよい。なお、地上デジタル放送方式の場合、トレーニングは、ＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）、ＣＰ（Ｃｏｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）と呼ばれるパイロット信号が用いられる。なお、トレーニングは、サブキャリアの周波数ごとに存在する信号である。
【００２８】
トレーニング発生回路２１ｅは、送信元より送信されるトレーニングと同様のトレーニングを発生させるようになっている。
第１の複素除算回路２１ｆは、トレーニング抽出回路２１ｄによって抽出されたトレーニング成分を分子、トレーニング発生回路２１ｅによって発生されたトレーニングを分母として、双方の周波数が一致するように複素除算を行い、複素除算によって得られた信号を第１の内挿フィルタ２１ｇに出力するようになっている。ここで、第１の複素除算回路２１ｆによる複素除算によって得られる信号を擬似伝搬特性信号と呼ぶ。また、擬似伝搬特性信号は、サブキャリアの周波数ごとに得られる信号である。
【００２９】
第１の内挿フィルタ２１ｇは、第１の複素除算回路２１ｆによって出力された信号を第２の複素除算回路２１ｉに入力するようになっており、さらに、トレーニング抽出回路２１ｄによってトレーニングが抽出されなかった場合においても、第１の複素除算回路２１ｆによって出力された信号を第２の複素除算回路２１ｉに出力するようになっている。
第１の遅延回路２１ｈには、フーリエ変換回路２１ｃによって出力された周波数領域の信号が入力されるようになっており、第１の遅延回路２１ｈは、擬似伝搬特性信号の算出に要する時間分だけ遅延させて入力された周波数領域の信号を第２の複素除算回路２１ｉに出力するようになっている。
第２の複素除算回路２１ｉは、第１の遅延回路２１ｈによって出力された周波数領域の信号を分子、第１の内挿フィルタ２１ｇによって出力された擬似伝搬特性信号を分母として、双方の周波数が一致するように複素除算を行い、複素除算によって得られた周波数領域の信号を領域判定回路２１ｊに出力するようになっている。なお、第２の複素除算回路２１ｉによって出力される信号は、サブキャリアの周波数ごとに得られる信号である。
【００３０】
領域判定回路２１ｊは、第２の複素除算回路２１ｉによって出力された周波数領域の信号に基づいて、各サブキャリアの実数軸および虚数軸の値を判定し、得られた値をサブキャリアの周波数ごとに第３の複素除算回路２１ｌに出力するようになっている。
第２の遅延回路２１ｋには、フーリエ変換回路２１ｃによって出力された周波数領域の信号が入力されるようになっており、第２の遅延回路２１ｋは、トレーニング抽出回路２１ｄ、トレーニング発生回路２１ｅ、第１の複素除算回路２１ｆ、第１の内挿フィルタ２１ｇ、第２の複素除算回路２１ｉおよび領域判定回路２１ｊの処理に要する時間分だけ遅延させて入力された周波数領域の信号を第３の複素除算回路２１ｌに出力するようになっている。
【００３１】
第３の複素除算回路２１ｌは、第２の遅延回路２１ｋによって出力された周波数領域の信号を分子、領域判定回路２１ｊによって出力されたサブキャリアの周波数ごとの値を分母として、双方の周波数が一致するように複素除算を行い、サブキャリアの周波数ごとの伝搬特性を表す信号を算出するようになっている。
第２の内挿フィルタ２１ｍは、第３の複素除算回路２１ｌによって算出されたサブキャリアの周波数ごとの伝搬特性を表す信号に基づいて、各サブキャリア間の周波数の伝搬特性を内挿補間し、内挿補完して得られた伝搬特性を表す信号を複素除算回路部２７に出力するようになっている。
【００３２】
遅延回路部２６には、フーリエ変換手段１５によって出力された周波数領域信号が入力されるようになっており、遅延回路部２６は、入力された周波数領域信号を伝搬特性算出回路部２１による伝搬特性の算出に要する時間分だけ遅延させて複素除算回路部２７に出力するようになっている。
複素除算回路部２７には、伝搬特性算出回路部２１によって出力された伝搬特性を表す信号と遅延回路部２６によって出力された周波数領域信号が入力されるようになっており、複素除算回路部２７は、周波数領域信号を分子、伝搬特性を表す信号を分母として複素除算を行うことによって、周波数領域信号によって表されるＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化するようになっている。なお、複素除算回路部２７における複素除算において、周波数領域信号および伝搬特性を表す信号の双方によって示される周波数が一致するように、周波数特性等化手段１６が構成されているものとする。
【００３３】
再び図１において、シンボル抽出手段１７は、周波数特性等化手段１６によって等化された周波数領域信号に所定のフィルタ処理を施し、復調する有効シンボルに係る周波数領域信号だけを強調して成分除去手段１８に出力するようになっている。ここで、シンボル抽出手段１７において用いられるフィルタは、時間幅Ｔｕ［秒］の矩形窓の時間領域の信号をフーリエ変換して得られたフィルタ係数によるＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型のフィルタである。また、シンボル抽出手段１７によるフィルタ処理は、前述のように得られたフィルタ係数を周波数特性等化手段１６によって等化された周波数領域信号に畳み込むことによって行われる。なお、シンボル抽出手段１７によって出力される周波数領域信号のポイント数は、Ｎの２ｍ倍である。
なお、シンボル抽出手段１７によって用いられるフィルタの元となる矩形窓は、窓処理手段１４において用いられた時間窓の時間領域において、復調する有効シンボルの時間領域の近傍に存在するようになっており、図２に示すように、復調する有効シンボル＃ｉの直前に位置するガードインターバル＃ｉの一部を含むようになっていてもよい。
【００３４】
再び図１において、成分除去手段１８は、シンボル抽出手段１７によって出力された周波数領域信号からＮの（２ｍ−１）倍のポイント数のデータを除去することによってポイント数Ｎの２ｍ倍の周波数領域信号をポイント数Ｎの周波数領域信号に変換し、変換されたポイント数Ｎの周波数領域信号を領域判定手段１９に出力するようになっている。
なお、成分除去手段１８において、シンボル抽出手段１７においてフィルタとして用いられた時間幅Ｔｕ［秒］の矩形窓の時間領域信号をフーリエ変換したときに得られる関数、ｓｉｎ（ω）／ωが０とならない周波数に係る周波数領域信号が除去されるようになっている。すなわち、成分除去手段１８は、復調する有効シンボルに係る直交した各サブキャリアの周波数成分だけを残し、復調に必要ない周波数成分を除去するようになっている。
ここで、成分除去手段１８によって出力されるポイント数Ｎの周波数領域信号のうち最小周波数の信号成分は、シンボル抽出手段１７によって出力されたポイント数Ｎの２ｍ倍の周波数領域信号のうちの最小周波数の信号成分と一致するようになっている。また、成分除去手段１８によって出力されるポイント数Ｎの周波数領域信号のうち最小周波数からｋ番目に位置する信号成分は、シンボル抽出手段１７によって出力されたポイント数Ｎの２ｍ倍の周波数領域信号のうちの最小周波数からｋ×２ｍ番目に位置する信号成分と一致するようになっている。すなわち、成分除去手段１８の出力信号をＦｏ、シンボル抽出手段１７の出力信号をＦｉとすると、Ｆｏ（ｋ）＝Ｆｉ（ｋ×２ｍ）という関係が成り立つようになっている。なお、ｋは正の整数である。
【００３５】
領域判定手段１９は、成分除去手段１８によって出力された各サブキャリアの周波数領域信号に基づいて、各サブキャリアの実数軸および虚数軸の値を判定し、得られた値をデータ復調手段２０に出力するようになっている。
データ復調手段２０は、領域判定手段１９によって出力された各サブキャリアの実数軸および虚数軸の値に基づいて各サブキャリアに割り当てられたビットを判定し、ＯＦＤＭ信号の方式に従ってデインターリーブや誤り訂正などを施した後に、ビットデータを外部装置に出力するようになっている。
【００３６】
ここで、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置１０の作用について説明する。
送信元から送信されるＯＦＤＭ信号（送信信号）、送信信号が伝搬する伝搬路の特性（伝搬路特性）、および時間窓を周波数領域の信号として表すと、図４に示すように、それぞれ、Ｘ（ω）、Ｈ（ω）およびＷ（ω）となる。なお、ωは周波数を表す角速度である。ＯＦＤＭ信号復調装置１０によって受信された信号の周波数特性は、送信時の特性と伝搬路特性との積となるため、Ｘ（ω）・Ｈ（ω）と表される。また、ＯＦＤＭ信号復調装置１０において受信された信号は、窓処理手段１４において窓処理が施されるため、窓処理およびＦＦＴ後の周波数領域信号は、Ｘ（ω）・Ｈ（ω）・Ｗ（ω）と表される。さらに、周波数特性等化手段１６の伝搬特性算出回路部２１において算出されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア毎の伝搬特性は、Ｈ'（ω）と表され、周波数特性等化手段１６において等化された後の周波数領域信号は、Ｘ（ω）・Ｈ（ω）・Ｗ（ω）／Ｈ'（ω）と表される。なお、理想等化条件は、Ｈ'（ω）＝Ｈ（ω）・Ｗ（ω）である。
【００３７】
ここで、ＯＦＤＭ信号復調装置１０によって主波だけでなくガードインターバルを越えるような遅延波または早着波が受信されたとする。復調する有効シンボルは、遅延波に含まれる復調する有効シンボルよりも時間的に前に存在する有効シンボル（以下、「後ゴースト」という。）、または早着波に含まれる復調する有効シンボルよりも時間的に後に存在する有効シンボル（以下、「前ゴースト」という。）による干渉の影響を受ける。
窓処理手段１４によって時間領域信号にかけられる時間窓が復調する有効シンボルだけを含むようになっている場合には、仮にＨ'（ω）を正しく推定できたとしても、時間窓で抽出した信号の中に、後ゴーストの元となる有効シンボル、または前ゴーストの元となる有効シンボルが含まれないため、周波数特性等化手段１６において正しく等化することは不可能である。
本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置１０に係る窓処理手段１４おいては、復調する有効シンボルだけでなく、復調する有効シンボルよりも時間的に前に存在する有効シンボル、または復調する有効シンボルよりも時間的に後に存在する有効シンボルをも時間窓の中に含まれるように窓処理を行っている。これにより、後ゴーストまたは前ゴーストを周波数特性等化手段１６において正しく等化することが可能となるため、復調する有効シンボルに係る周波数特性を正しく等化することが可能となる。
【００３８】
そして、復調する有効シンボルの周波数領域信号がシンボル抽出手段１７によって抽出され、復調する有効シンボルの直交周波数成分以外の周波数領域信号が成分除去手段１８によって除去され、復調する有効シンボルに含まれるビットデータが領域判定手段１９およびデータ復調手段２０によって再生される。
【００３９】
以上説明したように、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置は、復調する有効シンボルだけでなく、復調する有効シンボルよりも時間的に前および後に存在する有効シンボルをも時間窓の中に含まれるように窓処理を行い、時間的に遅れて到着するマルチパスと、時間的に早く到着するマルチパスとが等化され、復調する有効シンボルの周波数領域信号がシンボル抽出手段によって抽出され、復調する有効シンボルの各サブキャリアの直交周波数成分以外の周波数領域信号が成分除去手段によって除去される。このため、１つの有効シンボルを復調するごとにマルチパスの信号成分をリアルタイムに除去することができ、マルチパスに大きな変動があったとしても、マルチパスの変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができる。さらに、従来、除去できるマルチパスの信号成分は時間的に遅れて到着するマルチパスだけであったものが、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置では、時間的に早く到着するマルチパスの信号成分をも除去できるようにもなっている。
【００４０】
なお、本発明のＯＦＤＭ信号復調装置は、図５に示すように構成されてもよく、この構成においても、上述したＯＦＤＭ信号復調装置１０と同様の効果を得ることができる。図５に示すように、ＯＦＤＭ信号復調装置４０は、ダウンコンバータ手段１１と、ＡＤ変換手段１２と、直交復調手段１３と、第１の窓処理手段４４と、第１のフーリエ変換手段４５と、周波数特性等化手段１６と、逆フーリエ変換手段４１と、第２の窓処理手段４２と、第２のフーリエ変換手段４３と、領域判定手段１９と、データ復調手段２０とを備えている。なお、ＯＦＤＭ信号復調装置４０においては、上述したＯＦＤＭ信号復調装置１０の構成要素と同一の構成要素にＯＦＤＭ信号復調装置１０の構成要素と同一の符号を付して、その説明を省略する。また、第１の窓処理手段４４および第１のフーリエ変換手段４５は、前述した窓処理手段１４およびフーリエ変換手段１５にそれぞれ対応するものであるため、その説明を省略する。
【００４１】
逆フーリエ変換手段４１は、周波数特性等化手段１６によって出力された等化後の周波数領域信号に逆高速フーリエ変換を施し、ポイント数Ｎの２ｍ倍の周波数領域信号をポイント数Ｎの２ｍ倍の時間領域信号に変換し、時間領域信号を第２の窓処理手段４２に出力するようになっている。第２の窓処理手段４２は、逆フーリエ変換手段４１によって出力された時間領域信号において復調する有効シンボルの時間領域に時間幅Ｔｕ［秒］の矩形の時間窓（第２の時間窓）をかけ、ポイント数Ｎの時間領域信号を抽出するようになっている。なお、周波数特性等化手段１６において周波数領域信号が既に等化されているため、第２の窓処理手段４２において時間窓がかけられた時間領域信号は、復調する有効シンボルを表す時間領域信号となっており、時間窓がかけられた時間領域信号には、他の有効シンボルの成分は含まれないようになっている。第２のフーリエ変換手段４３は、第２の窓処理手段４２によって抽出された時間領域信号に高速フーリエ変換を施して、ポイント数Ｎの周波数領域信号に変換するようになっている。すなわち、ＯＦＤＭ信号復調装置４０は、ＯＦＤＭ信号復調装置１０のシンボル抽出手段１７および成分除去手段１８によって行われる処理を、逆フーリエ変換手段４１、第２の窓処理手段４２および第２のフーリエ変換手段４３に実行させて、マルチパスを含むＯＦＤＭ信号からビットデータを再生させるものである。
【００４２】
この構成により、復調する有効シンボルだけでなく、復調する有効シンボルよりも時間的に前および後に存在する有効シンボルをも時間窓の中に含まれるように窓処理を行い、時間的に遅れて到着するマルチパスと、時間的に早く到着するマルチパスとが等化され、復調する有効シンボルの時間領域が第２の時間窓によって抽出された後に、復調する有効シンボルの周波数特性が算出される。このため、１つの有効シンボルを復調するごとにマルチパスの信号成分をリアルタイムに除去することができ、マルチパスに大きな変動があったとしても、マルチパスの変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができる。
【００４３】
また、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置１０またはＯＦＤＭ信号復調装置４０に係る窓処理手段１４または第１の窓処理手段４４における時間窓の時間幅は、図６に示すように、１／Ｈ'（ω）を逆フーリエ変換して時間領域のインパルス応答特性を調べて、ＤＵ比が閾値以上となる最初の点Ａから最後の点Ｂまでの時間幅よりも大きくなるように設定されるようになっている。ここで、ＤＵ比とは、１／Ｈ'（ω）を逆フーリエ変換して得られるインパルス応答特性の絶対値の最大値Ｄを求め、最大値Ｄに対する各インパルス応答の絶対値Ｕの比を算出することによって得られる値のことをいう。なお、ＤＵ比の閾値は、予め設定されるようになっている。
【００４４】
また、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置１０またはＯＦＤＭ信号復調装置４０に係る周波数特性等化手段１６は、図３に示すように構成されているおり、フィードフォワード型の回路を用いて伝搬特性が算出され周波数領域信号が等化されるため、伝搬特性をリアルタイムに算出して、伝搬特性の変動に対して即時に対応できるものであるが、周波数特性等化手段１６は図７または図８に示すように構成されてもよい。
【００４５】
図７において、周波数特性等化手段１６は、伝搬特性算出回路部３７と、複素除算回路部２８（等化回路部）と、伝搬特性更新回路部２９と、第１の遅延回路部３０と、第２の遅延回路部３１とを備えている。
複素除算回路部２８は、フーリエ変換手段１５によって出力された周波数領域信号を分子、第１の遅延回路部３０によって出力される伝搬特性を表す信号を分母として複素除算を行い、フーリエ変換手段１５によって出力された周波数領域信号を等化するようになっている。
伝搬特性算出回路部３７は、複素除算回路部２８において等化に用いられる伝搬特性と複素除算回路部２８によって等化される前の周波数領域信号に重畳されている伝搬特性との差分を表す差分伝搬特性を算出するようになっている。なお、伝搬特性算出回路部３７は、図３に示した伝搬特性算出回路部２１と同様の構成を有してもよい。伝搬特性算出回路部３７と伝搬特性算出回路部２１との相違点は、伝搬特性算出回路部２１がフーリエ変換手段１５または第１のフーリエ変換手段４５の出力信号に基づいて伝搬特性を算出していたのに対して、伝搬特性算出回路部３７が複素除算回路部２８によって一度等化された周波数領域信号に基づいて伝搬特性を算出している点である。
【００４６】
伝搬特性更新回路部２９は、伝搬特性算出回路部３７によって算出されて得られた差分伝搬特性を表す信号と第２の遅延回路部３１によって出力される信号とを加算して伝搬特性を更新し、更新された伝搬特性を表す信号を第１の遅延回路部３０および第２の遅延回路部３１に出力するようになっている。
第２の遅延回路部３１には、伝搬特性更新回路部２９によって更新された伝搬特性を表す信号が入力されるようになっており、第２の遅延回路部３１は、入力された伝搬特性を表す信号を１つの有効シンボル長分の時間だけ遅延させた後に、再び伝搬特性更新回路部２９に入力するようになっている。
第１の遅延回路部３０には、伝搬特性更新回路部２９によって更新された伝搬特性を表す信号が入力されるようになっており、第１の遅延回路部３０は、複素除算回路部２８に入力される周波数領域信号とが示す周波数と伝搬特性を表す信号が示す周波数とが一致するように入力された伝搬特性を表す信号を遅延させて出力するようになっている。
図７に示すような周波数特性等化手段１６の構成により、フィードバック型の回路を用いて伝搬特性が算出されＯＦＤＭ信号の周波数特性が等化されるため、動作を重ねるごとに等化の精度を向上させることができ、ＯＦＤＭ信号の復調の精度を高めることができる。
【００４７】
また、図８において、周波数特性等化手段１６は、伝搬特性算出回路部３７と、伝搬特性更新回路部２９と、第１の複素除算回路部３２（第１の等化回路部）と、第１の遅延回路部３３と、第２の遅延回路部３４と、第３の遅延回路部３５と、第２の複素除算回路部３６（第２の等化回路部）とを備えている。また、伝搬特性算出回路部３７、伝搬特性更新回路部２９、第１の複素除算回路部３２、第１の遅延回路部３３および第２の遅延回路部３４は、図７に示した伝搬特性算出回路部３７、伝搬特性更新回路部２９、複素除算回路部２８、第１の遅延回路部３０および第２の遅延回路部３１にそれぞれ対応し、第３の遅延回路部３５は、図３に示した遅延回路部２６に対応するものであるため、その説明を省略する。
なお、図８に示すような周波数特性等化手段１６は、図３に示した周波数特性等化手段１６と図７に示した周波数特性等化手段１６の構成要素を組み合わせて構成されたものであり、第２の複素除算回路部３６は、第１の複素除算回路部３２によって一度等化された周波数領域信号を伝搬特性算出回路部３７によって算出された差分伝搬特性で再度等化するようになっている。このような周波数特性等化手段１６の構成により、フィードバック型の回路を用いて伝搬特性が算出されＯＦＤＭ信号の周波数特性が等化されるため、動作を重ねるごとに等化の精度を向上させることができ、さらに、フィードフォワード型の回路を用いてＯＦＤＭ信号の伝搬特性に大きな変動が生じた場合であっても、その変動に遅れることなく伝搬特性の変動差分をリアルタイムに算出してＯＦＤＭ信号の周波数特性を再度等化することができるため、ＯＦＤＭ信号の復調の精度を高めることができる。
【００４８】
さらに、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置１０またはＯＦＤＭ信号復調装置４０を構成する周波数特性等化手段１６は、サブキャリア毎の伝搬特性Ｈ'（ω）を算出した後に、以下に説明するような処理を行うように構成されてもよい。
周波数特性等化手段１６は、算出されたＨ'（ω）に基づいて、１／Ｈ'（ω）の逆フーリエ変換を行ってインパルス応答を算出し、算出されたインパルス応答の絶対値の最大値を検出するようになっている。また、周波数特性等化手段１６は、検出された絶対値が最大となるインパルス応答が、図９（ａ）に示すように、インパルス応答の先頭からτ・Ｒ番目に位置するように各インパルス応答を時間軸方向にシフトさせるようになっている。なお、絶対値が最大となるインパルス応答とは、すなわち主波のインパルス応答であり、遅延波または早着波のようなマルチパスのインパルス応答の絶対値は、主波のインパルス応答の絶対値よりも小さい。また、τとは、図９（ｂ）に示すように、窓処理手段１４または第１の窓処理手段４４において時間領域信号にかけられた時間窓の先頭から復調する有効シンボル＃ｉの先頭までの時間間隔のことをいう。ここで、τは、１／Ｒの整数倍の値であるため、τ・Ｒは、当然に整数となる。そして、周波数特性等化手段１６は、時間軸方向にシフトさせたインパルス応答をフーリエ変換して得られた信号をに応じて周波数領域信号の等化を行うようになっている。この場合において、周波数特性等化手段１６によって出力される等化後の周波数領域信号を逆フーリエ変換すると、図９（ｃ）に示すように、復調するシンボルの時間領域の先頭が、逆フーリエ変換によって得られる信号の時間領域の先頭と一致する。したがって、シンボル抽出手段１７または第２の窓処理手段４２によって用いられる時間領域の矩形窓と復調する有効シンボルの時間領域とを容易に一致させることが可能となる。これにより、シンボル抽出手段１７において復調する有効シンボルの周波数領域信号を確実に抽出することができ、また、各サブキャリアの位相回転を防止して正確なビットデータを出力することができる。
【００４９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、ガードインターバルを越えるマルチパスを等化し、マルチパスに大きな変動があったとしても、マルチパスの変動に対して即時に追従してＯＦＤＭ信号を正しく復調することができるＯＦＤＭ信号復調装置を提供することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置の構成のブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置に係る窓処理手段によって設定される時間窓を説明する時間領域信号の概念図である。
【図３】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置に係る周波数特性等化手段の構成のブロック図である。
【図４】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置に係る周波数特性等化の原理を説明する図である。
【図５】図１に示した本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置と異なる構成を有するＯＦＤＭ信号復調装置の構成のブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置に係る窓処理手段によって設定される時間窓の時間幅の設定方法を説明する図である。
【図７】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置に係る図３に示した周波数特性等化手段と異なる構成を有する周波数特性等化手段の構成のブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号復調装置に係る図３および図７に示した周波数特性等化手段と異なる構成を有する周波数特性等化手段の構成のブロック図である。
【図９】（ａ）絶対値が最大となるインパルス応答が先頭からτ・Ｒ番目に位置するように各インパルス応答が時間軸方向にシフトされた後のインパルス応答の概念図である。
（ｂ）時間窓と復調する有効シンボルとの相対位置の例を説明する時間領域信号の概念図である。
（ｃ）図９（ａ）に示したようにインパルス応答がシフトされた伝搬特性によって等化された周波数領域信号を逆フーリエ変換して得られた時間領域信号を説明する時間領域信号の概念図である。
【図１０】（ａ）従来のＯＦＤＭ信号復調装置の構成のブロック図である。
（ｂ）ガードインターバルを越えるマルチパスを等化することができる従来のＯＦＤＭ信号復調装置の構成のブロック図である。
【符号の説明】
１、８ アンテナ
１０、４０、８０、９０ ＯＦＤＭ信号復調装置
１１、８１ ダウンコンバータ手段
１２、８２ ＡＤ変換手段
１３、８３ 直交復調手段
１４、８４ 窓処理手段
１５、８５ フーリエ変換手段
１６、８６ 周波数特性等化手段
１７ シンボル抽出手段
１８ 成分除去手段
１９、８７ 領域判定手段
２０、８８ データ復調手段
２１、３７ 伝搬特性算出回路部
２１ａ 逆フーリエ変換回路
２１ｂ 窓処理回路
２１ｃ フーリエ変換回路
２１ｄ トレーニング抽出回路
２１ｅ トレーニング発生回路
２１ｆ 第１の複素除算回路
２１ｇ 第１の内挿フィルタ
２１ｈ 第１の遅延回路
２１ｉ 第２の複素除算回路
２１ｊ 領域判定回路
２１ｋ 第２の遅延回路
２１ｌ 第３の複素除算回路
２１ｍ 第２の内挿フィルタ
２６ 遅延回路部
２７、２８ 複素除算回路部
２９ 伝搬特性更新回路部
３０、３３ 第１の遅延回路部
３１、３４ 第２の遅延回路部
３２ 第１の複素除算回路部
３５ 第３の遅延回路部
３６ 第２の複素除算回路部
４１ 逆フーリエ変換手段
４２ 第２の窓処理手段
４３ 第２のフーリエ変換手段
４４ 第１の窓処理手段
４５ 第１のフーリエ変換手段
９１ フィルタ係数算出手段
９２ 時間領域等化手段
Claims (6)
- 所定の送信元から送信されたＯＦＤＭ信号を受信して、１つの有効シンボルごとにビットデータを復調するＯＦＤＭ信号復調装置であって、前記有効シンボルの時間幅の２のべき乗倍の時間幅を有する時間窓を用いて、復調する有効シンボルを含む前記ＯＦＤＭ信号の時間領域に窓処理を施す窓処理手段と、前記窓処理手段によって窓処理が施された前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することによって、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から前記送信元から前記窓処理手段までの伝搬特性を算出し、算出された前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する周波数特性等化手段と、前記周波数特性等化手段によって周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号の中から、前記復調する有効シンボルの周波数成分を抽出するシンボル抽出手段と、抽出された前記復調する有効シンボルの周波数成分のうち、前記送信元から送信された前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの直交周波数成分を残してそれ以外の周波数成分を除去する成分除去手段とを備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号復調装置。
- 所定の送信元から送信されたＯＦＤＭ信号を受信して、１つの有効シンボルごとにビットデータを復調するＯＦＤＭ信号復調装置であって、有効シンボルの時間幅の２のべき乗倍の時間幅を有する第１の時間窓を用いて、復調する有効シンボルを含む前記ＯＦＤＭ信号に窓処理を施す第１の窓処理手段と、前記第１の窓処理手段によって窓処理が施された前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することによって、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する第１のフーリエ変換手段と、前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から前記送信元から前記第１の窓処理手段までの伝搬特性を算出し、算出された前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する周波数特性等化手段と、前記周波数特性等化手段によって周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号を逆フーリエ変換することによって、周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号を周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段によって時間領域の信号に変換された前記ＯＦＤＭ信号の時間領域に含まれる前記復調する有効シンボルの時間領域に対して、有効シンボルの時間幅と同一の時間幅を有する第２の時間窓を用いた窓処理を施す第２の窓処理手段と、前記第２の窓処理手段によって窓処理が施された前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することによって、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する第２のフーリエ変換手段とを備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号復調装置。
- 前記周波数特性等化手段が、周波数特性が等化される前の前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から前記伝搬特性を算出する伝搬特性算出回路部と、前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する等化回路部とを有したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ信号復調装置。
- 前記周波数特性等化手段が、算出済みの前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する等化回路部と、前記等化回路部によって周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から、前記送信元から前記窓処理手段までの伝搬特性と前記算出済みの前記伝搬特性との差分を表す差分伝搬特性を算出する伝搬特性算出回路部と、前記算出済みの前記伝搬特性に前記差分伝搬特性を加算して、前記算出済みの前記伝搬特性を更新する伝搬特性更新回路部とを有したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ信号復調装置。
- 前記周波数特性等化手段が、算出済みの前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化する第１の等化回路部と、前記第１の等化回路部によって周波数特性が等化された前記ＯＦＤＭ信号の周波数領域の信号から、前記送信元から前記窓処理手段までの伝搬特性と前記算出済みの前記伝搬特性との差分を表す差分伝搬特性を算出する伝搬特性算出回路部と、前記算出済みの伝搬特性に差分伝搬特性を加算して、前記算出済みの伝搬特性を更新する伝搬特性更新回路部と、前記差分伝搬特性に応じて、前記第１の等化回路部によって等化された前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性をさらに等化する第２の等化回路部とを有したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭ信号復調装置。
- 前記周波数特性等化手段が、算出された前記伝搬特性の逆数を逆フーリエ変換して得られるインパルス応答を算出し、前記インパルス応答の絶対値の最大値を検出し、前記インパルス応答の先頭から検出された絶対値が最大となるインパルス応答までの時間間隔が等化前の前記ＯＦＤＭ信号に施された窓処理に用いられた時間窓の先頭から復調する有効シンボルまでの時間間隔と一致するように、前記インパルス応答を時間軸方向にシフトし、時間軸方向にシフトされたインパルス応答をフーリエ変換して前記伝搬特性を再度算出し、再度算出された前記伝搬特性に応じて前記ＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化することを特徴とする請求項３乃至請求項５の何れか１項に記載のＯＦＤＭ信号復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003139258A JP4177708B2 (ja) | 2003-05-16 | 2003-05-16 | Ｏｆｄｍ信号復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003139258A JP4177708B2 (ja) | 2003-05-16 | 2003-05-16 | Ｏｆｄｍ信号復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004343546A JP2004343546A (ja) | 2004-12-02 |
| JP4177708B2 true JP4177708B2 (ja) | 2008-11-05 |
Family
ID=33528401
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003139258A Expired - Lifetime JP4177708B2 (ja) | 2003-05-16 | 2003-05-16 | Ｏｆｄｍ信号復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4177708B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4867918B2 (ja) | 2005-09-07 | 2012-02-01 | 日本電気株式会社 | 適応無線／変調装置、受信装置、無線通信システム及び無線通信方法 |
| JP4612511B2 (ja) * | 2005-09-09 | 2011-01-12 | シャープ株式会社 | 受信装置及び受信方法 |
| JP4704229B2 (ja) * | 2006-02-02 | 2011-06-15 | 日本無線株式会社 | 受信装置 |
| CA2667026C (en) | 2006-10-05 | 2015-12-01 | Cohda Wireless Pty Ltd | Improving receiver performance in a communication network |
| US8179995B2 (en) | 2007-02-23 | 2012-05-15 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Reception device, transmission device, radio transmission/reception system, and radio reception method |
| WO2009031239A1 (ja) * | 2007-09-07 | 2009-03-12 | Panasonic Corporation | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| JP4780161B2 (ja) * | 2007-11-28 | 2011-09-28 | ソニー株式会社 | 受信装置、受信方法、およびプログラム |
| US8139664B2 (en) | 2007-11-28 | 2012-03-20 | Sony Corporation | Reception apparatus, reception method and program |
| JP5331583B2 (ja) * | 2009-03-06 | 2013-10-30 | 日本放送協会 | マルチパス等化器 |
| JP5460487B2 (ja) * | 2010-06-25 | 2014-04-02 | 日本放送協会 | Ｏｆｄｍ信号受信装置および中継装置 |
-
2003
- 2003-05-16 JP JP2003139258A patent/JP4177708B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004343546A (ja) | 2004-12-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4495159B2 (ja) | 無線通信システムのための周波数領域等化器 | |
| JP4410388B2 (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置およびｏｆｄｍ復調方法 | |
| KR101603342B1 (ko) | 수신 장치, 수신 방법, 및 기록 매체 | |
| EP2264921B1 (en) | Receiving apparatus, receiving method, integrated circuit, digital television receiver, and program | |
| EP0903898A2 (en) | Equalizing method and equalizer for OFDM receiver | |
| WO2009125592A1 (ja) | 受信装置、集積回路、デジタルテレビ受像機、受信方法、及び受信プログラム | |
| JP2005312027A (ja) | 受信機 | |
| JP2003101503A (ja) | Ｏｆｄｍ用等化装置およびｏｆｄｍ用等化方法 | |
| JP4177708B2 (ja) | Ｏｆｄｍ信号復調装置 | |
| CN101378380A (zh) | 估计载波间干扰的方法和载波间干扰消除均衡器 | |
| CN101133580A (zh) | 接收装置 | |
| JP3606448B2 (ja) | 直交周波数分割多重信号受信装置及び直交周波数分割多重信号受信方法 | |
| JP2934225B1 (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置 | |
| EP1821407B1 (en) | OFDM channel estimation systems | |
| JP4460738B2 (ja) | 直交周波数分割多重信号受信装置及び直交周波数分割多重信号受信方法 | |
| WO2007096663A2 (en) | Ofdem channel estimation systems | |
| EP2101465A2 (en) | Multicarrier reception | |
| JP4362954B2 (ja) | 復調装置及び復調方法 | |
| WO2009107347A1 (ja) | 受信装置、集積回路及び受信方法 | |
| JP5023007B2 (ja) | Ｏｆｄｍ信号受信装置および中継装置 | |
| JP2008511196A (ja) | 位相ドリフトを低減するための装置および方法 | |
| JP4175220B2 (ja) | マルチキャリア復調方法及びマルチキャリア復調装置 | |
| JP4149302B2 (ja) | 伝送路特性推定装置、ｏｆｄｍ信号復調装置及び回り込みキャンセラ | |
| JP2002111624A (ja) | Ｏｆｄｍ信号受信装置 | |
| JP5995703B2 (ja) | 等化装置及び等化方法並びに受信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060216 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080604 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080729 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080822 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110829 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4177708 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120829 Year of fee payment: 4 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120829 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130829 Year of fee payment: 5 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140829 Year of fee payment: 6 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |