JP5072199B2 - デジタル変調信号受信装置及びその受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、符号間干渉又はキャリア間干渉の低減が著しいマルチキャリア変調信号を受信するデジタル変調信号受信装置及びその受信方法に関する。

近年、音声信号及び映像信号の伝送においてデジタル変調方法の開発が盛んである。特に、マルチキャリア変調方法は符号（シンボル）期間長を長くできることからマルチパス妨害に強いことが注目され、直交周波数分割多重変調（OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing ）方法やそこから派生した変調方法の研究が盛んである。

ＯＦＤＭを使用した例としては、地上デジタル放送があげられる。欧州や国内の地上デジタル放送ではマルチパス妨害に強いことや周波数利用効率が高い等の特徴が評価されてＯＦＤＭが採用されている。ＯＦＤＭは、互いに直交する多数のキャリアを伝送するデジタルデータによって変調し、それらの変調波を多重して伝送する方法である。使用するキャリアの数を数百から数千と多くすると１シンボルの幅が極めて長くなるためマルチパス干渉の影響を受け難いという特徴を持っている。更に有効シンボル後部の信号の複製をガードインターバル信号として有効シンボルの前に付加して伝送シンボルを構成することによってガードインターバル長以下の遅延時間のマルチパスに対して干渉の影響を無視できるようになる。しかしながら、ガード期間長を超える遅延時間のマルチパス干渉が存在する場合は、符号間干渉及びキャリア間干渉が生じて受信性能が劣化する。このような長い遅延時間を持つマルチパス干渉は、ＳＦＮ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワーク）を実施する際に大きな問題となってる。

この問題を改善する手法として、適応等化フィルタを用いて伝送路応答を推定してマルチパス成分を打ち消すように適応等化フィルタのフィルタ係数を制御することでマルチパス干渉をキャンセルする手法が考案されている（例えば、特許文献１、特許文献２）。しかしながら前述した従来の手法では、雑音や伝送路応答の時間的な変動により伝送路応答の推定に推定誤差があると干渉成分を除去しきれないばかりか遅延波の遅延時間の整数倍の遅延時間を持つマルチパス干渉を新たに付加し、受信性能を大幅に劣化させてしまうという問題があった。
特開平１１−２９８４３４号公報 特開２００１−２９２１２０号公報

本発明は、符号間干渉やキャリア間干渉を低減させることができ受信性能の改善がはかられたデジタル変調信号受信装置及びその受信方法を提供する。

本発明のデジタル変調信号受信装置の一態様は、マルチキャリア変調信号を受信して、この受信信号を復調して出力するためのデジタル変調信号受信装置において、 前記マルチキャリア変調信号に基づくフーリエ変換されていないデジタル複素ベースバンド信号が入力され、このフーリエ変換されていないデジタル複素ベースバンド信号から干渉除去成分を含むレプリカ信号を生成するレプリカ生成部、及び前記レプリカ信号の干渉除去成分と前記デジタル複素ベースバンド信号とを合成する合成部を有する干渉除去回路と、前記合成された信号を時間軸上から周波数軸上の信号に変換して出力するフーリエ変換器と、前記フーリエ変換器によって出力された信号に対して復調処理を行い、復調信号を出力する復調回路とを具備し、希望波よりも到達時間が早い反射波を除去すると共に時間領域で受信信号を連続信号のまま処理することにより、干渉除去できる範囲がガードインターバル以外の信号に限らず、伝送シンボルの前端のＴｇと後端のＴｇの期間を加算平均した信号をＦＦT期間に含むようにしてＳ/Ｎを改善することことを特徴としている。

本発明のデジタル変調信号受信方法の一態様は、請求項１に記載されたデジタル変調信号受信装置を用いて、マルチキャリア変調信号を受信し、フーリエ変換により受信信号を時間領域から周波数領域に変換して復調するデジタル変調信号受信方法において、受信信号の伝送路応答に基づいて受信信号から生成した干渉除去成分を、受信信号の符号間干渉又はキャリア間干渉を受けている期間を含む適当な期間だけに合成し、それ以外の期間は合成しないことを特徴としている。

本発明は、符号間干渉やキャリア間干渉を低減させることができ、受信性能が改善される。

本発明は、マルチキャリア変調信号を受信して受信した信号をフーリエ変換により時間領域から周波数領域に変換して復調するデジタル変調信号受信装置において、フーリエ変換の前段に符号間干渉又はキャリア間干渉を低減する干渉除去回路を備え、前記干渉除去回路はフーリエ変換する期間毎に符号間干渉又はキャリア間干渉を受けている期間を含む適当な期間だけ受信信号の伝送路応答に基づいて受信信号から生成した干渉除去成分を合成し、それ以外の期間は受信信号をそのまま出力するようにしたことに特徴がある。
以下、実施例を参照して発明の実施の形態を説明する。

図１乃至図４、図９及び図１０を参照して実施例１を説明する。
実施例１は、ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Broadcasting for Terrestrial：地上統合デジタル放送）に関する（他の実施例も同様である）。また、以下の説明において、伝送路応答を推定する際の基準信号として振幅・位相基準であるＳＰ(Scatterd Pilot ：スキャッタードパイロット）キャリア（以下、ＳＰという）を使用するものとする。
符号間干渉及びキャリア間干渉について図９、１０を用いて説明する。図９は、ＯＦＤＭの１つの伝送シンボルを示している。ガードインターバル及び有効シンボル後部の信号成分は同じものであるので、本発明では説明が容易なように図９に示すように、ガードインターバル及び有効シンボル後部に属する信号成分を“Ａ”、それ以外に属する信号成分を“Ｂ”で表すことにする。また記号Ａ，記号Ｂで表した信号成分の極性が反転していることを明示する場合には、それぞれ“−Ａ”、“−Ｂ”で表すことにする。また１つの伝送シンボルの幅をＴｓ、有効シンボルの幅をＴｕ、ガードインターバルの幅をＴｇとする。

図１０は、符号間干渉及びキャリア間干渉の一例を説明する図である。図１０では連続する２つの伝送シンボルをクローズアップして図示している。希望波（ａ）に遅延時間ｔｄ（ｔｄ＞Ｔｇ）の遅延波（ｂ）が付加されると受信装置に受信波（ｃ）として受信される。従来の受信装置ではこの受信波（ｃ）からＦＦＴ(Fast Fourier Transform)期間を切り出して離散フーリエ変換を行う。この切り出したＦＦＴ期間の信号（ｄ）は、同一の伝送シンボルに由来する信号成分（ｅ）と１つ前の伝送シンボルに由来する信号成分（ｆ）を合成した信号であると考えることができる。この図からわかるように同一の伝送シンボルに由来する信号成分（ｅ）は点線で示した部分で遅延波成分の連続性が欠落している。このため、キャリア間干渉（ICI:Inter-Carrier Interference）が引き起こされることになる。さらに１つ前の伝送シンボルに由来する信号成分（ｆ）により符号間干渉（ISI:Inter-Symbol Interference ）が引き起こされるのである。前記遅延波成分の連続性が欠落している期間及び１つ前の伝送シンボルに由来する信号成分が存在する期間は、ＦＦＴ期間中の同一の期間である。本発明ではこのような希望しないシンボルの信号成分が存在する期間を「符号間干渉を受けている期間」と呼ぶ。

図２は、実施例１、実施例２及び実施例３で説明する干渉除去回路を適用したデジタル変調信号受信装置２０の構成を示すブロック図である。図１は、実施例１における干渉除去回路１００の構成を示すブロック図である。この実施例（以下の実施例も同様である）では発明の動作を理解し易いように、特に断らない限り受信信号として希望波にガードインターバルを超えた遅延時間を有する１波の遅延波が付加された信号を受信している場合を例として説明する。図１は、このような遅延波による干渉を除去するのに適した一例である。

まずデジタル変調信号受信装置２０を図２を用いて説明する。図２に示すデジタル変調信号受信装置２０には、受信信号がＡ／Ｄ変換されて直交復調されたデジタル複素ベースバンド信号が入力される。入力されたデジタル複素ベースバンド信号は、干渉除去回路１００に供給され、干渉除去回路１００は、符号間干渉及びキャリア間干渉を除去した信号をＦＦＴ回路２１に供給する。ＦＦＴ回路２１は図示しないシンボル同期信号発生部で生成されるシンボル同期信号に従って入力された信号からＦＦＴ期間を切り出して離散フーリエ変換を行い、得られた周波数軸上のベースバンド信号をＳＰ等化回路２２に供給する。ＳＰ等化回路２２は、入力された信号に含まれるＳＰ信号を基準として入力された信号を波形等化し、復調回路２３に供給する。復調回路２３は入力された信号を復調処理して、受信処理で得られた信号中の情報を再生し復調出力信号として出力する。

次に、図１を用いてこの実施例における干渉除去回路１００を説明する。干渉除去回路１００は、入力された信号から伝送シンボルの切れ目を検出するシンボル位置検出器１５０と、入力された信号から反射波のレプリカ信号を生成するレプリカ生成部１１０と、反射波のレプリカ信号と入力信号を合成する合成部１４０と、合成部１４０の出力から伝送路応答を推定しレプリカ生成部１１０の特性を制御する係数算出部１６０と、係数算出部１６０の出力から遅延波の遅延時間を検出する遅延時間検出器１７０とから構成されている。
レプリカ生成部１１０は、波形等化部１２０と、反射波成分生成部１３０とから構成される。波形等化部１２０は、減算器１２２の出力が接続され係数算出部１６０により係数を可変されるＦＩＲフィルタ１２１と、入力信号からＦＩＲフィルタ１２１の出力を減ずる減算器１２２とから構成されている。反射波成分生成部１３０は、係数算出部１６０により係数を可変されるＦＩＲフィルタ１３１から構成されている。ＦＩＲフィルタは、例えば、トランスバーサルフィルタで構成することができる。

合成部１４０は、シンボル位置検出器１５０と、遅延時間検出器１７０の検出結果に基づいてレプリカ生成部１１０から供給された信号からその一部を切り出す信号切出器１４１、１４２と、信号切出器１４１、１４２の出力をそれぞれ所定時間遅延させる遅延回路１４４、１４５と、入力信号を所定時間遅延させる遅延回路１４３と、遅延回路１４３の出力に遅延回路１４４、１４５の出力をそれぞれ減算、加算して出力する減算器１４６と加算器１４７とから構成される。
係数算出部１６０は、合成部１４０の出力を離散フーリエ変換するＦＦＴ回路１６１と、その出力からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出器１６２と、抽出したパイロット信号に同期して伝送路歪がないときのパイロット信号に相当する基準信号を発生する基準信号発生器１６３と、抽出したパイロット信号から基準信号を減算する減算器１６４とその出力を基準信号で除算する複素除算器１６５と除算結果を逆離散フーリエ変換して出力するＩＦＦＴ回路１６６から構成されている。

次に伝送路応答の推定の考え方を説明しながら係数算出部１６０及び遅延時間検出器１７０の動作について説明する。
図示しないデジタル放送送信装置で挿入する既知のパイロット信号の周波数特性を“Ｒ（ω）”とし、受信信号に含まれるパイロット信号の周波数特性を“Ｓ（ω）”とおく。伝送路における遅延波の周波数応答を“Ｈ（ω）”とすると、受信信号に含まれるパイロット信号は、
Ｓ（ω）＝（１＋Ｈ（ω））Ｒ（ω）…（１）
として、干渉除去回路１００に入力される。干渉除去回路１００は、入力された信号の周波数特性はそのままに、干渉成分のみを取り除くように動作するので、係数算出部１６０には“Ｓ（ω）”がそのまま供給され、パイロット信号抽出器１６２の出力として“Ｓ（ω）”を得ることができる。

ここで基準信号発生器１６３から既知のパイロット信号の周波数特性“Ｒ（ω）”を供給すると複素除算器１６５の出力“Ｄ（ω）”は、
Ｄ（ω）＝（Ｓ（ω）−Ｒ（ω））÷Ｒ（ω）＝Ｓ（ω）÷Ｒ（ω）−１
…（２）
となる。ここで式（２）に式（１）を代入すると、
Ｄ（ω）＝Ｈ（ω）…（３）
が導出される。すなわち、複素除算器１６５の出力“Ｄ（ω）”は遅延波の周波数応答“Ｈ（ω）”に等しくなり、それをＩＦＦＴ回路１６６で逆離散変換した結果は、遅延波のインパルス応答を表すことになる。
また、デジタル放送送信装置の送信信号の周波数特性を“Ｘ（ω）”、受信信号の周波数特性を“Ｙ（ω）”とおくと、
Ｙ（ω）＝（１＋Ｈ（ω））Ｘ（ω）…（４）
で表すことができる。この信号が図１の波形等化部１２０に供給される。その出力信号を“Ｚ（ω）”とする。

ＦＩＲフィルタ１２１の周波数特性を“Ｆ（ω）”とおくと、波形等化部１２０の入出力特性は、
Ｚ（ω）＝Ｙ（ω）−Ｆ（ω）Ｚ（ω）…（５）
であるから、これを変形して、
Ｚ（ω）＝Ｙ（ω）÷（１＋Ｆ（ω））…（６）
で表すことができる。式（６）に式（４）を代入すると、
Ｚ（ω）＝（（１＋Ｈ（ω））÷（１＋Ｆ（ω）））Ｘ（ω）…（７）
となり、送信信号“Ｘ（ω）”と波形等化部１２０の出力“Ｚ（ω）”の関係が表現される。
ここで複素除算器１６５の出力“Ｄ（ω）”をＩＦＦＴ回路１６６で逆離散変換した結果をＦＩＲフィルタ１２１の係数として与える、すなわちＦ（ω）＝Ｄ（ω）とすると、式（７）は、
Ｚ（ω）＝（（１＋Ｈ（ω））÷（１＋Ｄ（ω）））Ｘ（ω）…（８）
となり、さらに式（８）に式（３）を代入すると、
Ｚ（ω）＝Ｘ（ω）…（８）
が得られる。

すなわち、上記動作により波形等化部１２０の出力に送信信号“Ｘ（ω）”が得られることになる。
なお、干渉除去回路が干渉除去を行っていない場合又は干渉除去が十分でない状態では、パイロット信号抽出器１６２の出力には誤差が含まれることになる。この場合、次式を用いてＦＩＲフィルタ１２１の係数を更新する。
ｃ（ｋ＋１）＝ｃ（ｋ）＋α×ｖ（ｋ）…（９）
ここで、ｖ（ｋ）は、ｋ回目（ｋは正の整数）の係数算出部１６０の出力、ｃ（ｋ）は、ＦＩＲフィルタ１２１の係数、αは、１以下の定数である。
上記動作を繰り返すことで誤差が低減されるように動作し、干渉除去が行われる。なおαを小さくすれば伝送路の雑音の影響を受け難くなる。逆に、伝送路応答に時間的な変動がある場合にはαを大きくとるとよい。

また、係数算出部１６０の出力、すなわちＩＦＦＴ回路１６６で逆離散変換した結果は、遅延時間検出器１７０に供給される。前述のように係数算出部１６０の出力は、遅延波のインパルス応答を表すので、例えば、その電力ピークから遅延波の遅延時間ｔｄを知ることができる。そこで検出した遅延時間情報を信号切出器１４１と信号切出器１４２に供給する。
次に、図３を参照して図１の動作を説明する。図３は、図１に示した干渉除去回路が動作している時に流れている信号の一例を説明する図である。図３では連続する２つの伝送シンボルをクローズアップして図示している。
まず希望波に遅延時間ｔｄ（ｔｄ＞Ｔｇ）の遅延波が付加された受信波（ａ）が受信され、干渉除去回路１００に入力される。入力された受信波（ａ）は、シンボル位置検出器１５０と波形等化部１２０と合成部１４０に入力される。
シンボル位置検出器１５０は、入力された受信波（ａ）から希望波のシンボルの切れ目を検出してその位置情報を信号切出器１４１、１４２に供給する。シンボルの切れ目の検出方法としては、例えば、希望波のガードインターバルと有効シンボル後部の信号部分に相当する部分の相関が高いことを利用すればよい。

波形等化部１２０は、係数算出部１６０から供給されるフィルタ係数に基づいて受信波（ａ）に対して波形等化を行い等化信号（ｂ）を反射波成分生成部１３０に供給する。係数算出部１６０から供給されるフィルタ係数は、遅延波の周波数応答“Ｈ（ω）”に等しいので、このフィルタ係数をＦＩＲフィルタ１３１に与え、等化信号（ｂ）をＦＩＲフィルタ１３１に入力すると反射波のレプリカ信号を得ることができる。反射波成分生成部１３０は、このようにして得られる反射波のレプリカ信号（ｃ）を合成部１４０に供給する。

合成部１４０では受信波（ａ）が遅延回路１４３に入力される。またレプリカ信号（ｃ）が信号切出器１４１と信号切出器１４２に入力される。信号切出器１４１は、シンボルの位置情報と遅延時間情報に基づいて反射波のレプリカ信号（ｃ）から注目する伝送シンボルの１つ前の伝送シンボルの後端にあたる部分を幅Ｔｅの期間（部分レプリカ信号１（ｄ））を切り出して遅延回路１４４に供給する。ここで幅Ｔｅは、受信波（ａ）において符号間干渉を受けている期間の幅とする。図示したように伝送シンボルの後部をＦＦＴ期間とする場合には、Ｔｅ＝ｔｄ−Ｔｇで求められる。信号切出器１４２は、シンボルの位置情報と遅延時間情報に基づいて反射波のレプリカ信号（ｃ）から注目する伝送シンボルの後端からＴｇだけ離れた部分を後端とした幅Ｔｅの期間（部分レプリカ信号２（ｅ））を切り出して遅延回路１４５に供給する。このようにして得られた部分レプリカ信号１（ｄ）は、図１０で説明した１つ前の伝送シンボルに由来する信号成分（ｆ）に相当するレプリカである。また部分レプリカ信号２（ｅ）は、図１０で説明した遅延波成分の連続性が欠落した部分に相当するレプリカである。よって受信波（ａ）とこれらの部分レプリカ信号を合成すればＦＦＴ期間における符号間干渉及びキャリア間干渉を取り除くことができる。

そこで遅延回路１４３、１４４、１４５で入力された信号をそれぞれ所定時間だけ遅延させて信号間の遅延を合わせ、減算器１４６で受信波（ａ）の注目する伝送シンボルのＦＦＴ期間の先頭に あたる部分から部分レプリカ信号１（ｄ）を減算し、さらに加算器１４７で注目する伝送シンボルのＦＦＴ期間の先頭にあたる部分に部分レプリカ信号２（ｅ）を加算するように動作させる。すると合成部１４０の出力として受信波（ａ）からＦＦＴ期間内のキャリア間干渉成分及び符号間干渉成分が取り除かれた干渉除去出力（ｆ）（図３ではＦＦＴ期間をクローズアップして図示している）が得られ、ＦＦＴ回路１６１及び干渉除去回路の出力として図２に示したＦＦＴ回路２１に供給される。

すなわち、合成部１４０は、受信波（ａ）において符号間干渉を受けている期間から符号間干渉及びキャリア間干渉を取り除くように反射波のレプリカ信号（ｃ）の一部を合成し、合成しない期間は受信波（ａ）をそのまま出力するように動作する。この動作により、雑音や伝送路応答の時間的な変動により伝送路応答の推定に推定誤差が生じて反射波のレプリカ信号（ｃ）に誤差が生じた場合であっても、その影響は、合成した期間に限定されるため、合成しなかった期間に新たな妨害を発生させることはなく、合成した期間内では誤差により干渉は完全には除去されないものの干渉成分が低減されることで、全体として受信性能が改善される。
また受信波（ａ）の伝送路応答を維持したまま干渉を低減するように動作するので、ＦＦＴ後の周波数領域に現れる伝送路特性から復調結果の信頼性を算出することができ、その信頼性を算出して受信特性を改善するという従来技術をそのまま適用することができるという利点がある。

なお、上記の例では遅延波が１波として説明したが複数の遅延波により符号間干渉を受けている場合も同様に実施できる。複数の遅延波がある場合は、最大の遅延時間を持つ遅延波に基づいて幅Ｔｅの期間を決めるとよい。
また合成する期間は上記で説明した幅Ｔｅに限られるものではない。
図３のレプリカ信号（ｃ）と干渉除去出力（ｆ）の関係に注目してみると、部分レプリカ信号１（ｄ）と部分レプリカ信号２（ｅ）は、上記で説明した幅Ｔｅに対し、前後に最大で幅Ｔｇだけ余裕を持って切り出しても同様の効果が得られることが容易に推測される。例として前後に幅Ｔｇだけ広く切り出す場合を図４で説明する。

図４は、受信波（ａ）、等化信号（ｂ）、レプリカ信号（ｃ）が図３と同じであるので説明は省略する。図４の部分レプリカ信号１（ｄ）は、反射波のレプリカ信号（ｃ）から注目する伝送シンボルの１つ前の伝送シンボルの後端にあたる幅Ｔｅの期間を含み前後Ｔｇだけ広げた期間を切り出した様子を示している。図４の部分レプリカ信号２（ｅ）は、反射波のレプリカ信号（ｃ）から注目する伝送シンボルの後端からＴｇだけ離れた部分を後端とした幅Ｔｅの期間を含み前後Ｔｇだけ広げた期間を切り出した様子を示している。図４から分かるように、このようにして切り出した部分レプリカ信号１（ｄ）と部分レプリカ信号２（ｅ）の後部にあたる記号Ａで表される部分は、同一の信号成分からなるので合成する際に互いに相殺される。よってこのような信号を受信波（ａ）に合成しても干渉除去出力（ｆ）で示すように、ＦＦＴ期間内からキャリア間干渉成分及び符号間干渉成分を取り除くことができる。このように合成する期間を伝送シンボルの端まで拡大すると伝送シンボル内のどの部分をＦＦＴ期間としてもよくなり、この発明による効果が得られるようになるという利点がある。更に図示は省略するが干渉除去出力（ｆ）中の伝送シンボルの前端と後端が同じ特性になることから、前端の幅Ｔｇの期間と後端のＴｇの期間を加算平均した信号をＦＦＴ期間に含む様にすればＳ／Ｎ改善効果が期待できる。

また合成する期間を後ろに広げてもよいので設計の自由度が広がるという利点がある。例えば、対応する遅延波の遅延時間が２×Ｔｇ以下でよいのであれば、ＦＦＴ期間の先頭から幅Ｔｇの期間に対応する部分レプリカ信号１（ｄ）と部分レプリカ信号１（ｅ）を生成して合成すればよいので、切り出す幅を一定として設計することができる。この場合遅延時間ｔｄを検出する必要がなくなるので遅延時間検出回路１７０を不要にすることができるという利点がある。

本発明は、この実施例のものに限定されるものではない。本発明の要旨を鑑みれば実施例を元にした様々な変形が容易に考えられるし、その場合でも同様の効果を得られることは勿論である。例えば、レプリカ生成部１１０は、必ずしも波形等化部１２０と反射波成分生成部１３０とに分けて構成する必要は無いので、前記実施例においてＦＩＲフィルタ１２１とＦＩＲフィルタ１３１は分かり易いように別々の構成要素として説明したが、２つのＦＩＲフィルタが同じ信号が入力され同一の特性でよいことを利用して１つのＦＩＲフィルタで構成してもよい。また合成部１４０は、同様の動作を実現できるならば、例えば、あらかじめレプリカ信号を切り出しておいてから合成するのではなく、受信波とレプリカ信号を全期間に渡って合成しておいた結果と受信波とを適宜選択して出力するような回路で構成することができるのは容易に推測される。またこの実施例において説明した伝送路の推定方法は１つの例であり、他の伝送路の推定手法を用いてもよい。更には波形等化部１２０は、フィードバック型の波形等化器を用いて説明したが、フィードフォワード型の波形等化器を用いても発明を実施できることは勿論である。フィードフォワード型の波形等化器を用いることで、希望波よりも到達時間の早い反射波による符号間干渉を除去したい場合にも本発明を適応することが可能になる。

また本実施例において説明した伝送路の推定方法はごく一例であり、他の伝送路の推定手法を用いてもよいのは勿論である。式（２）のように直接的に適応フィルタの特性を算出するアルゴリズムを最小二乗誤差法などの逐次修正型のアルゴリズムに対して直接解法型アルゴリズムと呼ぶ。ここでは説明しないが波形等化部１２０で誤差を定義して最小二乗誤差法などの逐次修正型のアルゴリズムを適用してもよい。本発明を実施するにあたりいずれのアルゴリズムを採用するかは設計事項であるが、直接解法型アルゴリズムは一般に逐次型のアルゴリズムよりも伝送路応答の変動に高速追従させ易いという利点がある。
さらにはレプリカ信号の作成方法や合成方法にも様々なバリエーションを取りうる。そしてそのような実施方法でも本発明による効果を得ることができるのは勿論である。

次に、図５及び図６を参照して実施例２を説明する。
具体的にレプリカ信号の作成方法や合成方法を変えた他の実施例を説明する。この実施例では、先に受信波を有効シンボル期間だけ遅延させた信号と受信波との差をとってから、その差信号を元にレプリカ信号を作成することを特徴としている。また受信波とレプリカ信号を全期間に渡って合成した結果と受信波とを適宜選択して出力する場合としても例示している。
図５は、実施例２における干渉除去回路の構成を示すブロック図である。この干渉除去回路は、図２に示したデジタル変調信号受信装置２０に適用される。
干渉除去回路は、入力された信号から伝送シンボルの切れ目を検出するシンボル位置検出器１５０と、入力された信号とそれを有効シンボル期間の時間だけ遅延させた信号との差（シンボル間差信号）を出力するシンボル間差信号生成回路５７０と、シンボル間差信号から反射波のレプリカ信号を生成するレプリカ生成部５１０と、反射波のレプリカ信号と入力信号を合成する合成部５４０と、合成部５４０の出力から伝送路応答を推定しレプリカ生成部５１０の特性を制御する係数算出部１６０と、係数算出部１６０の出力から遅延波の遅延時間を検出する遅延時間検出器１７０とから構成されている。

シンボル間差信号生成回路５７０は、入力信号を有効シンボル期間だけ遅延させる遅延回路５７１と、入力信号から遅延信号を減ずる減算器５７２とから構成される。
レプリカ生成部５１０は、減算器５１２の出力が接続され係数算出部１６０により係数を可変されるＦＩＲフィルタ５１１と、入力信号からＦＩＲフィルタ５１１の出力を減ずる減算器５１２とから構成される。
合成部５４０は、入力信号を所定時間遅延させる遅延回路５４１と、遅延回路５４１の出力にレプリカ生成部５１０から供給された信号を加算する加算器５４２と、シンボル位置検出器１５０と遅延時間検出器１７０の検出結果に基づいて遅延回路５４１の出力と加算器５４２の出力を選択して出力する信号選択回路５４３から構成される。
シンボル位置検出器１５０と係数算出部１６０及び遅延時間検出器１７０は実施例１で図１に示した同じ符号を付した構成要素と同じ構成、同じ動作でよいので個々の説明は省略する。

次に本実施例における図５の動作について図６を参照して説明する。図６は、図５に示した干渉除去回路が動作している時に流れている信号の一例を説明する図である。図６では連続する２つの伝送シンボルをクローズアップして図示している。
まず希望波に遅延時間ｔｄ（ｔｄ＞Ｔｇ）の遅延波が付加された受信波（ａ）が受信され、干渉除去回路に入力される。入力された受信波（ａ）は、シンボル位置検出器１５０とシンボル間差信号生成回路５７０と合成部５４０に入力される。
シンボル位置検出器１５０は、入力された受信波（ａ）から希望波のシンボルの切れ目を検出してその位置情報を信号選択回路５４３に供給する。

シンボル間差信号生成回路５７０は、受信波（ａ）を遅延回路５７１で有効シンボル期間（伝送シンボルからガードインターバルを除いた期間）に相当する時間だけ遅延させ（有効シンボル遅延信号（ｂ））、減算器５７２で入力信号から有効シンボル遅延信号（ｂ）を減じて、有効シンボル間差信号（ｃ）をレプリカ生成部５１０に供給する。図６からわかるように受信波（ａ）に含まれる希望波のガードインターバル期間と、有効シンボル遅延信号（ｂ）のガードインターバルと同じ信号成分を持つ有効シンボルの後部が時間的に一致することになるので、減算することで取り除かれる。遅延波についても同様である。図示する際には有効シンボル間差信号（ｃ）のごとく打ち消しあった信号成分は、隙間を開けて表現することにする。

レプリカ生成部５１０は、実施例１で説明したレプリカ生成部１１０をＦＩＲフィルタ１つで表現した例であり、レプリカ係数算出部１６０から供給されるフィルタ係数をＦＩＲフィルタ５１１に与えることで、有効シンボル間差信号（ｃ）から差信号のレプリカ信号（ｄ）を生成して合成部５４０に供給することができる。差信号のレプリカ信号（ｄ）は、ＦＩＲフィルタ５１１の出力として取り出される。ここで生成する差信号のレプリカ信号（ｄ）は、有効シンボル間差信号(c) に含まれる遅延波成分に相当する信号である。
合成部５４０では受信波（ａ）が遅延回路５４１に入力され、遅延回路５４１は受信波（ａ）を有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延させる（遅延信号（ｅ））。加算器５４２は、遅延信号（ｅ）と差信号のレプリカ信号（ｄ）とを加算して信号選択回路５４３に供給する。信号選択回路５４３は、シンボルの位置情報と遅延時間情報に基づいて、ＦＦＴ期間の前端から幅Ｔｅの期間は加算器５４２から信号を出力し、それ以外の期間は遅延回路５４１からの信号を選択して出力するように動作する。この選択の様子は、選択信号（ｆ）のように表現できる。ここで幅Ｔｅは、受信波（ａ）において符号間干渉を受けている期間の幅とする。図示したように伝送シンボルの後部をＦＦＴ期間とした場合には、Ｔｅ＝ｔｄ−Ｔｇで求められる。

すなわち、合成部５４０は、受信波（ａ）において符号間干渉を受けている期間は符号間干渉及びキャリア間干渉を取り除くように差信号のレプリカ信号（ｄ）を合成した結果を出力し、それ以外の期間は、受信波（ａ）をそのまま出力するように動作する。この動作により、雑音や伝送路応答の時間的な変動により伝送路応答の推定に推定誤差が生じて差信号のレプリカ信号（ｄ）に誤差が生じた場合であっても、その影響は合成した期間に限定されるため、合成しなかった期間に新たな妨害を発生させることはなく、合成した期間内では誤差により干渉は完全には除去されないものの干渉成分が低減されることにより受信性能が改善される。また合成した結果を出力する期間は、上記で説明した幅Ｔｅに限られるものではなく実施例１の説明と同様に前後に最大で幅Ｔｇだけ余裕を持って合成結果を出力しても同様の効果が得られることは勿論である。
また本実施例においても様々な変形が容易に考えられるし、その場合でも同様の効果を得られることは勿論である。例えば、遅延回路５７１と遅延回路５４１は分かり易いように別々の構成要素として説明したが、２つの遅延回路が同じ信号が入力され同じ遅延時間でよいことに着目して１つの遅延回路で構成してもよい。

次に、図７、図８を用いて実施例３を説明する。
レプリカ信号の作成方法や合成方法を変えた他の実施例を説明する。この実施例では、信号切出器を反射波成分生成部の前に設けたことに特徴である。このように構成することで遅延時間検出回路を不要とすることができる。
図７は本実施例における干渉除去回路の構成を示すブロック図である。本干渉除去回路は図２に示したデジタル変調信号受信装置２０に適用される。
干渉除去回路は、入力された信号から伝送シンボルの切れ目を検出するシンボル位置検出器１５０と、入力された信号とそれを有効シンボル期間の時間だけ遅延させた信号との差（シンボル間差信号）を出力するシンボル間差信号生成回路５７０と、シンボル間差信号から反射波の部分レプリカ信号を生成するレプリカ生成部７１０と、反射波の部分レプリカ信号と入力信号を合成する合成部７４０と、合成部７４０の出力から伝送路応答を推定しレプリカ生成部５１０の特性を制御する係数算出部１６０とから構成されている。
レプリカ生成部７１０は、入力されたシンボル間差信号を波形等化する波形等化部１２０と、波形等化部１２０の出力信号の一部を切り出す信号切出器７１１と、信号切出器７１１の出力から反射波の部分レプリカ信号を生成して出力する反射波成分生成部１３０とから構成される。

合成部７４０は、入力信号を所定時間遅延させる遅延回路７４１と、シンボル位置検出器１５０の検出結果に基づいて反射波の部分レプリカ信号からその一部を切り出す信号切出器７４２と、遅延回路７４１の出力と信号切出器７４２の出力を加算して出力する加算器７４３とから構成される。
シンボル位置検出器１５０、シンボル間差信号生成回路５７０、波形等化部１２０、反射波成分生成部１３０及び係数算出部１６０は、実施例１における図１又は実施例２における図５に示した同じ符号を付した構成要素と同じ構成、同様の動作でよいので詳細な説明は省略する。
次に本実施例における図７の動作について図８を用いて説明する。図８は、図７に示した干渉除去回路が動作している時に流れている信号の一例を説明する図である。図８では連続する２つの伝送シンボルをクローズアップして図示している。
まず希望波に遅延時間ｔｄ（ｔｄ＞Ｔｇ）の遅延波が付加された受信波（ａ）が受信され、干渉除去回路に入力される。入力された受信波（ａ）は、シンボル位置検出器１５０とシンボル間差信号生成回路５７０と合成部７４０に入力される。

シンボル位置検出器１５０は、入力された受信波（ａ）から希望波のシンボルの切れ目を検出してその位置情報を信号切出器７１１と信号切出器７４２に供給する。
シンボル間差信号生成回路５７０は、受信波（ａ）から有効シンボル間差信号（ｂ）を生成し、レプリカ生成部７１０に供給する。
レプリカ生成部７１０に供給された有効シンボル間差信号（ｂ）は、波形等化部１２０に入力され、波形等化部１２０は、係数算出部１６０から供給されるフィルタ係数に基づいて有効シンボル間差信号（ｂ）に対して波形等化を行い、等化信号（ｃ）を信号切出器７１１に供給する。
信号切出器７１１は、シンボルの位置情報に基づいて等化信号（ｃ）から幅Ｔａの期間を切り出した信号（部分等化信号（ｄ））を反射波成分生成部１３０に供給する。幅Ｔａの期間は、例えば、注目する伝送シンボルの後端からＴｇだけ離れた部分を後端とし、Ｔｓ／２の幅とするのが適当である。この場合、遅延時間がＴｓ／２以下の反射波に対して効果を得ることができる。

反射波成分生成部１３０は、係数算出部１６０から供給されるフィルタ係数をＦＩＲフィルタ１３１に与えることで、部分等化信号（ｄ）から部分レプリカ信号１（ｅ）を生成して合成部７４０に供給する。
合成部７４０では受信波（ａ）が遅延回路７４１に入力され、遅延回路７４１は受信波（ａ）を有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延させた信号（遅延信号（ｇ））を加算器７４３に供給する。また部分レプリカ信号１（ｅ）が信号切出器７４２に入力され、信号切出器７４２は、シンボルの位置情報に基づいて反射波の部分レプリカ信号１（ｅ）から幅Ｔｂの期間を切り出した信号（部分レプリカ信号２（ｅ））を加算器７４３に供給する。幅Ｔｂの期間は、例えば、遅延信号（ｇ）の対応する伝送シンボルの先頭から幅Ｔｓ／２の期間に相当する期間とするのが適当である。
加算器７４３は、入力された遅延信号（ｇ）と部分レプリカ信号２（ｅ）を加算する。この結果、合成部７４０の出力として受信波（ａ）からキャリア間干渉成分及び符号間干渉成分が取り除かれた干渉除去出力（ｈ）が得られ、干渉除去回路の出力として図２に示したＦＦＴ回路２１に供給される。

すなわち、合成部７４０は、受信波（ａ）の符号間干渉を受けている期間を含む期間では部分レプリカ信号１（ｅ）を合成して符号間干渉及びキャリア間干渉を取り除いた結果を出力し、それ以外の期間では受信波（ａ）をそのまま出力するように動作する。この動作により、雑音や伝送路応答の時間的な変動により伝送路応答の推定に推定誤差が生じて差信号の部分レプリカ信号１（ｅ）に誤差が生じた場合であっても、その影響は合成した期間に限定されるため、合成しなかった期間に新たな妨害を発生させることはなく、合成した期間内では誤差により干渉は完全には除去されないものの干渉成分が低減されることで受信性能が改善される。
また、この実施例においても様々な変形が容易に考えられるし、その場合でも同様の効果を得られることは勿論である。例えば、遅延回路５７１と遅延回路７４１は、分かり易いように別々の構成要素として説明したが、２つの遅延回路が同じ信号が入力され同じ遅延時間でよいことに着目して１つの遅延回路で構成してもよい。

また、上記の実施例１，２，３において、説明し易いように遅延時間ｔｄ（ｔｄ＞Ｔｇ）の遅延波が付加された受信波を受信する場合について説明したが、本発明はこのようなガードインターバル長を超える遅延波を受信する場合に限定されるものではない。例えば、伝送シンボルの中央をＦＦＴ期間とした場合は、遅延時間ｔｄ（ｔｄ＞Ｔｇ／２）の遅延波によりＦＦＴ期間が符号間干渉を受けるし、本発明を適応して効果が得られることは容易に理解できるであろう。また実施例３は遅延時間ｔｄ（Ｔｓ／２＞ｔｄ＞０）の反射波に対して効果が得られるように動作可能である。更に実施例１でも説明したように、フィードフォワード型の波形等化器を用いれば、希望波よりも到達時間の早い反射波による符号間干渉を除去したい場合にも本発明を適応して効果が得られるのである。更にはガードインターバル長にこだわる必要はないのでガードインターバルを設けないＯＦＤＭ信号を受信する場合にも本発明を適用でき、効果が得られることは容易に理解できるであろう。
また、本発明は、ＯＦＤＭを受信する受信装置に限定されるものではなく、他の種類のマルチキャリア変調信号を受信する受信装置にも適用することができる。前記実施例を鑑みれば、マルチキャリア変調信号を受信して受信した信号をフーリエ変換により時間領域から周波数領域に変換して復調するデジタル変調信号受信装置に本発明を適用することができることは容易に理解できるであろう。すなわちフーリエ変換の前にフーリエ変換する期間のうち符号間干渉を受けている期間を含む一部の期間だけに受信信号の伝送路応答に基づいて受信信号から生成した干渉除去成分を合成し、それ以外の期間には何もしないようにすればよい。このような処理は、専用のハードウェアを用いなくともソフトウェア処理でも実施できることは勿論であり、同様に本発明の効果を得ることができる。

本発明は、以下のような態様が例示される。
（１） マルチキャリア変調信号を受信して、フーリエ変換により受信信号を時間領域から周波数領域に変換して復調するデジタル変調信号受信装置において、フーリエ変換より前段に符号間干渉又はキャリア間干渉を低減する干渉除去手段を有することを特徴としたデジタル変調信号受信装置。（２） 前記干渉除去手段は前記受信信号から推定される伝送路応答に基づいて前記受信信号に時間領域で信号処理を施して干渉を低減することを特徴とした（１）のデジタル変調信号受信装置。（３） 前記干渉除去手段は前記受信信号の伝送路応答を維持したまま干渉を低減するように動作することを特徴とした（１）又は（２）のデジタル変調信号受信装置。

（４） マルチキャリア変調信号を受信して、フーリエ変換により受信信号を時間領域から周波数領域に変換して復調するデジタル変調信号受信装置において、フーリエ変換の前段に符号間干渉又はキャリア間干渉を低減する干渉除去手段をそなえ、前記干渉除去手段はフーリエ変換する期間ごとに符号間干渉又はキャリア間干渉を受けている期間を含む適当な期間だけに受信信号の伝送路応答に基づいて受信信号から生成した干渉除去成分を合成し、それ以外の期間は受信信号をそのまま出力するようにしたことを特徴とするデジタル変調信号受信装置。（５） 前記干渉除去手段は、受信信号から干渉除去成分を生成するレプリカ生成手段と、干渉除去成分と受信信号を合成する合成手段と、受信信号から伝送路応答を推定しレプリカ生成手段の特性を制御する制御手段を備えることを特徴とする（４）のデジタル変調信号受信装置。（６） 前記制御手段は、前記干渉除去手段の出力信号から伝送路応答を推定することを特徴とする（５）のデジタル変調信号受信装置。（７） 前記フーリエ変換をＦＦＴで行うことを特徴とする（１）〜（６）のデジタル変調信号受信装置。

（８） マルチキャリア変調信号を受信して、フーリエ変換により受信信号を時間領域から周波数領域に変換して復調するデジタル変調信号受信方法において、フーリエ変換をする前に符号間干渉又はキャリア間干渉を低減することを特徴としたデジタル変調信号受信方法。（９） 前記受信信号から推定される伝送路応答に基づいて前記受信信号に時間領域処理を施して干渉を低減することを特徴とした請求項第８項記載のデジタル変調信号受信方法。（１０） 前記受信信号の伝送路応答を維持したまま干渉を低減することを特徴とした（８）又は（９）のデジタル変調信号受信方法。

（１１） マルチキャリア変調信号を受信して、フーリエ変換により受信信号を時間領域から周波数領域に変換して復調するデジタル変調信号受信方法において、受信信号の伝送路応答に基づいて受信信号から生成した干渉除去成分を、受信信号の符号間干渉又はキャリア間干渉を受けている期間を含む適当な期間だけに合成し、それ以外の期間は合成しないことを特徴とするデジタル変調信号受信方法。（１２） 前記デジタル変調信号受信方法は、干渉除去後の信号から伝送路応答を推定することを特徴とする（１１）のデジタル変調信号受信方法。（１３） 前記フーリエ変換をＦＦＴで行うことを特徴とする（１）〜（１２）のデジタル変調信号受信装置又はデジタル変調信号受信方法。（１４） 前記マルチキャリア変調信号がＯＦＤＭであることを特徴とする（１）〜（１３）のデジタル変調信号受信装置又はデジタル変調信号受信方法。（１５） 直接解法アルゴリズムを用いることを特徴とする（１）〜（１４）のデジタル変調信号受信装置又はデジタル変調信号受信方法。

上記（１）、（２）又は（８）、（９）によれば、フーリエ変換より前に時間領域で干渉除去を行うことで符号間干渉やキャリア間干渉を除去することができ、受信性能の改善がはかられる。その結果、追従性の向上とキャンセル可能な遅延時間の拡大とを両立するデジタル変調信号受信装置が得られる。（３）又は（１０）によれば、受信信号の伝送路応答が維持されるので、フーリエ変換後の周波数領域に現れる伝送路特性から復調結果の信頼性を算出することができ、その信頼性を算出して受信特性を改善するという従来技術をそのまま適用することができるという利点がある。

（４）又は（１１）によれば、受信信号の伝送路応答が維持されるので、フーリエ変換後の周波数領域に現れる伝送路特性から復調結果の信頼性を算出することができ、その信頼性を算出して受信特性を改善するという従来技術をそのまま適用することができるという利点がある。（１５）によれば、直接解法アルゴリズムを用いることで逐次型アルゴリズムよりも伝送路応答の変動に高速追従させやすいという利点がある。

本発明の一実施例である実施例１の干渉除去回路の構成の一例を示すブロック図。 本発明の一実施例である実施例１，２，３における干渉除去回路を適用したデジタル変調信号受信装置の構成の一例を示すブロック図。 実施例１の干渉除去回路が動作している時に流れている信号の一例を説明する図。 実施例１の干渉除去回路が動作している時に流れている信号の一例を説明する図。 本発明の一実施例である実施例２の干渉除去回路の構成の一例を示すブロック図。 実施例２の干渉除去回路が動作している時に流れている信号の一例を説明する図。 本発明の一実施例である実施例３の干渉除去回路の構成の一例を示すブロック図。 実施例３の干渉除去回路が動作している時に流れている信号の一例を説明する図。 実施例１を説明するＯＦＤＭの１つの伝送シンボルを示す図。 実施例１を説明する符号間干渉及びキャリア間干渉の一例を説明する図。

符号の説明

２０…デジタル変調信号受信装置、２１…ＦＦＴ回路、２２…ＳＰ等化回路、２３…復調回路、１００…干渉除去回路、１１０…レプリカ生成部、１２０…波形等化部、１２１…ＦＩＲフィルタ、１２２…減算器、１３０…反射波成分生成部、１３１…ＦＩＲフィルタ、１４０…合成部、１４１…信号切出器、１４２…信号切出器、１４４…遅延回路、１４５…遅延回路、１４６…減算器、１４７…加算器、１５０…シンボル位置検出器、１６０…係数算出部、１６１…ＦＦＴ回路、１６２…パイロット信号抽出器、１６３…基準信号発生器、１６４…減算器、１６５…複素除算器、１６６…ＩＦＦＴ回路、１７０…遅延時間検出器。

Claims (2)

1. マルチキャリア変調信号を受信して、この受信信号を復調して出力するためのデジタル変調信号受信装置において、 前記マルチキャリア変調信号に基づくフーリエ変換されていないデジタル複素ベースバンド信号が入力され、このフーリエ変換されていないデジタル複素ベースバンド信号から干渉除去成分を含むレプリカ信号を生成するレプリカ生成部、及び前記レプリカ信号の干渉除去成分と前記デジタル複素ベースバンド信号とを合成する合成部を有する干渉除去回路と、前記合成された信号を時間軸上から周波数軸上の信号に変換して出力するフーリエ変換器と、前記フーリエ変換器によって出力された信号に対して復調処理を行い、復調信号を出力する復調回路とを具備し、希望波よりも到達時間が早い反射波を除去すると共に時間領域で受信信号を連続信号のまま処理することにより、干渉除去できる範囲がガードインターバル以外の信号に限らず、伝送シンボルの前端のＴｇと後端のＴｇの期間を加算平均した信号をＦＦT期間に含むようにしてＳ/Ｎを改善することを特徴とするデジタル変調信号受信装置。
2. 請求項１に記載されたデジタル変調信号受信装置を用いて、マルチキャリア変調信号を受信し、フーリエ変換により受信信号を時間領域から周波数領域に変換して復調するデジタル変調信号受信方法において、受信信号の伝送路応答に基づいて受信信号から生成した干渉除去成分を、受信信号の符号間干渉又はキャリア間干渉を受けている期間を含む適当な期間だけに合成し、それ以外の期間は合成しないことを特徴とするデジタル変調信号受信方法。

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