CN1885840A - 数字调制信号接收装置及其接收方法 - Google Patents

数字调制信号接收装置及其接收方法 Download PDF

Info

Publication number
CN1885840A
CN1885840A CNA2006100932406A CN200610093240A CN1885840A CN 1885840 A CN1885840 A CN 1885840A CN A2006100932406 A CNA2006100932406 A CN A2006100932406A CN 200610093240 A CN200610093240 A CN 200610093240A CN 1885840 A CN1885840 A CN 1885840A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mentioned
interference
signal
received signal
transfer path
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2006100932406A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1885840B (zh
Inventor
西川正树
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Publication of CN1885840A publication Critical patent/CN1885840A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1885840B publication Critical patent/CN1885840B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03821—Inter-carrier interference cancellation [ICI]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03439—Fixed structures
    • H04L2025/03445—Time domain
    • H04L2025/03471—Tapped delay lines
    • H04L2025/03477—Tapped delay lines not time-recursive

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

本发明揭示了一种数字调制信号接收装置，它接收多载波调制信号，通过傅立叶变换将接收信号从时间域变换为频率域进行解调。该接收装置具备：对上述接收信号进行傅立叶变换的傅立叶变换器；降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰的干扰除去电路。干扰除去电路被设置在傅立叶变换器的前级。

Description

数字调制信号接收装置及其接收方法
技术领域
本发明涉及接收符号间干扰或载波间干扰的降低显著的多载波调制信号的数字调制信号接收装置及其接收方法。
背景技术
近年来，正在开发声音信号和影像信号的传送中的数字调制方法。特别地多载波调制方法关注于由于能够延长符号(symbol)期间长度所以对于多路径干扰强的特性，正在研究正交频分多路复用调制(OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方法及其派生的调制方法。
作为使用了OFDM的例子，可以列举地上数字广播。在欧洲或国内的地上数字广播中，采用了被评价为具有对多路径干扰强或频率利用效率高等特征的OFDM。OFDM是通过传送相互正交的许多载波的数字数据进行调制，对这些调制波进行多路复用传送的方法。如果所使用的载波的数量多至数百到数千，则一个符号的宽度变得极长，因此具有难以受到多路径干扰的影响的特征。进而将有效符号后部的信号的复制作为隔离间隔(guard interval)信号附加到有效符号之前，构成传送符号，由此对于导频间隔长度以下的延迟时间的多路径能够无视干扰的影响。但是，在存在超过导频期间长度的延迟时间的多路径干扰的情况下，产生符号间干扰和载波间干扰，接收性能恶化。具有这样长度的延迟时间的多路径干扰在实施SFN(Single Frequency Network：单一频率网络)时会有很大问题。
作为改善该问题的方法，可以考虑以下的方法：通过使用适应均衡滤波器推测传送路径应答，控制适应均衡滤波器的滤波系数使得消除多路径成分，从而消除多路径干扰(例如特开平11-298434号公报、特开2001-292120号公报)。但是，在上述现有的方法中，如果由于噪声或传送路径应答的时间变动而在传送路径应答的推测中有推测误差，则无法完全除去干扰成分，或新附加了具有延迟波的延迟时间的整数倍的延迟时间的多路径干扰，有使接收性能大幅度恶化的问题。
发明内容
本发明提供一种能够降低符号间干扰或载波间干扰并且能够改善接收性能的数字调制信号接收装置及其接收方法。
第一方面是一种数字调制信号接收装置，它接收多载波调制信号，通过傅立叶变换将接收信号从时间域变换为频率域进行解调，具备：对上述接收信号进行傅立叶变换的傅立叶变换器；设置在上述傅立叶变换器的前级，降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰的干扰除去电路。
第二方面是一种数字调制信号接收装置，它接收多载波调制信号，通过傅立叶变换将接收信号从时间域变换为频率域进行解调，具备：对上述接收信号进行傅立叶变换的傅立叶变换器；设置在上述傅立叶变换器的前级，降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰的干扰除去电路，其中，该干扰除去电路在每次傅立叶变换的期间，只在包含受到符号间干扰或载波间干扰的期间的适当期间，根据上述接收信号的传送路径应答对从上述接收信号生成的干扰除去成分进行合成，在除此以外的期间原样地输出接收信号。
第三方面是一种数字调制信号接收方法，它接收多载波调制信号，通过傅立叶变换将接收信号从时间域变换为频率域进行解调，包括：降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰，对降低了上述符号间干扰或载波间干扰的上述接收信号进行傅立叶变换。
附图说明
图1是表示本发明的作为一个实施例的实施例1的干扰除去电路的结构的一个例子的框图。
图2是表示本发明的适用了作为一个实施例的实施例1、2、3中的干扰除去电路的数字调制信号接收装置的结构的一个例子的框图。
图3是说明实施例1的干扰除去电路动作时流过的信号的一个例子的图。
图4是说明实施例1的干扰除去电路动作时流过的信号的一个例子的图。
图5是表示本发明的作为一个实施例的实施例2的干扰除去电路的结构的一个例子的框图。
图6是说明实施例2的干扰除去电路动作时流过的信号的一个例子的图。
图7是表示本发明的作为一个实施例的实施例3的干扰除去电路的结构的一个例子的框图。
图8是说明实施例3的干扰除去电路动作时流过的信号的一个例子的图。
图9是表示说明实施例1的OFDM的一个传送符号的图。
图10是说明用于说明实施例1的符号间干扰和载波间干扰的一个例子的图。
具体实施方式
本发明是一种数字调制信号接收装置，它接收多载波调制信号，通过傅立叶变换将接收到的信号从时间域变换为频率域进行解调，其特征在于：在傅立叶变换的前级具备降低符号间干扰或载波间干扰的干扰除去电路，其中，上述干扰除去电路在每次傅立叶变换的期间，只在包含受到符号间干扰或载波间干扰的期间的适当期间，根据接收信号的传送路径应答对从接收信号生成的干扰除去成分进行合成，在除此以外的期间原样地输出接收信号。
以下，参照实施例说明发明的实施形式。
(实施例1)
参照图1～图4、图9和图10说明实施例1。
实施例1涉及ISDB-T(Integrated Services Broadcasting forTerrestrial：地上综合数字广播)(其他实施例也一样)。另外，在以下的说明中，作为推测传送路径应答时的基准信号，使用作为振幅、相位基准的SP(Scattered Pilot：离散导频)载波(以下称为SP)。
使用图9、10说明符号间干扰和载波间干扰。图9表示OFDM的一个传送符号。隔离间隔和有效符号后部的信号成分是相同的，因此在本发明中，为了说明的方便，如图9所示，用“A”表示属于隔离间隔和有效符号后部的信号成分，用“B”表示属于除此以外的信号成分。另外，在明确表示用记号A、记号B表示的信号成分的极性反转了的情况下，分别用“-A”、“-B”表示。另外，设一个传送符号的宽度为Ts，有效符号的宽度为Tu，隔离间隔的宽度为Tg。
图10是说明符号间干扰和载波间干扰的一个例子的图。在图10中，特别地图示了连续的2个传送符号。如果向希望波(a)附加延迟时间td(td＞Tg)的延迟波(b)，则在接收装置中作为接收波(c)被接收。在现有的接收装置中，从该接收波(c)中切取出FFT(FastFourier Transform)期间，进行离散傅立叶变换。可以认为该切取出的FFT期间的信号(d)是合成了因同一传送符号产生的信号成分(e)、因一个以前的传送符号产生的信号成分(f)的信号。从该图可知，因同一传送符号产生的信号成分(e)在用虚线表示的部分中延迟波成分的连续性缺失了。因此，会造成载波间干扰(ICI：Inter-CarrierInterference)。进而，由于因再一个之前的传送符号产生的信号成分(f)，会造成符号间干扰(ISI：Inter-Symbol Interference)。上述延迟波成分的连续性缺失了的期间和存在因一个之前的传送符号产生的信号成分的期间是FFT期间中的同一期间。在本发明中，将存在这样的不希望的符号的信号成分的期间称为“受到符号间干扰的期间”。
图2是表示适用了在实施例1、实施例2、实施例3中说明的干扰除去电路的数字调制信号接收装置20的结构的框图。图1是表示实施例1中的干扰除去电路100的结构的框图。在该实施例(以下的实施例也一样)中，为了容易理解发明的动作，以以下的情况为例子进行说明，即作为没有特别限制的接收信号，接收到在希望波中附加了具有超过隔离间隔的延迟时间的一个延迟波的信号。图1是适用于除去这样的延迟波的干扰的一个例子。
首先，使用图2说明数字调制信号接收装置20。向图2所示的数字调制信号接收装置20输入对接收信号进行了A/D变换而正交解调后的数字复数基带信号。将输入的数字复数基带信号供给干扰除去电路100，干扰除去电路100将除去了符号间干扰和载波间干扰的信号供给FFT电路21。FFT电路21依照由未图示的符号同步信号产生部件生成的符号同步信号，从输入的信号中切取出FFT期间，进行离散傅立叶变换，将所得到的频率轴上的基带信号供给SP均衡电路22。SP均衡电路22将包含在输入的信号中的SP信号作为基准，对输入的信号进行波形均衡，并供给解调电路23。解调电路23对输入的信号进行解调处理，对通过接收处理得到的信号中的信息进行重放，作为解调输出信号输出。
接着，使用图1说明本实施例的干扰除去电路100。干扰除去电路100具备：从输入的信号中检测出传送符号的断点的符号位置检测器150；根据输入的信号生成反射波的复制(replica)信号的复制生成部件110；对反射波的复制信号和输入信号进行合成的合成部件140；根据合成部件140的输出，推测传送路径应答，控制复制生成部件110的特性的系数计算部件160；根据系数计算部件160的输出，检测出延迟波的延迟时间的延迟时间检测器170。
复制生成部件110具备波形均衡部件120、反射波成分生成部件130。波形均衡部件120具备：与减法器122的输出连接，通过系数计算部件160而系数可变的FIR滤波器121；从输入信号减去FIR滤波器121的输出的减法器122。反射波成分生成部件130具备通过系数计算部件160而系数可变的FIR滤波器131。FIR滤波器例如可以由横向滤波器(transversal filter)构成。
合成部件140具备：符号位置检测器150；根据延迟时间检测器170的检测结果，从由复制生成部件110供给的信号中切取出其一部分的信号切取器141、142；分别使信号切取器141、142的输出延迟规定时间的延迟电路144、145；使输入信号延迟规定时间的延迟电路143；对延迟电路143的输出分别减去、加上延迟电路144、145的输出并输出的减法器146、加法器147。
系数计算部件160具备：对合成部件140的输出进行离散傅立叶变换的FFT电路161；从该输出抽出导频信号的导频信号抽出器162；与抽出的导频信号同步地产生与没有传送路径失真时的导频信号相当的基准信号的基准信号产生器163；从抽出的导频信号减去基准信号的减法器164；将该输出除以基准信号的复数除法器165；对除法结果进行逆离散傅立叶变换并输出的IFFT电路166。
接着，一边说明传送路径应答的推测的考虑方法，一边说明系数计算部件160和延迟时间检测器170的动作。
设在未图示的数字广播发送装置中插入的已知的导频信号的频率特性为“R(ω)”，包含在接收信号中的导频信号的频率特性为“S(ω)”。如果设传送路径中的延迟波的频率应答为“H(ω)”，则包含在接收信号中的导频信号为
S(ω)＝(1+H(ω))R(ω)             ......(1)
并被输入到干扰除去电路100。干扰除去电路100进行动作而将输入的信号的频率特性原样地只除去干扰成分，因此原样地将“S(ω)”供给系数计算部件160，作为导频信号抽出器162的输出能够得到“S(ω)”。
在此，如果从基准信号产生器163供给已知的导频信号的频率特性“R(ω)”，则复数除法器165的输出“D(ω)”为
D(ω)＝(S(ω)-R(ω))÷R(ω)＝S(ω)÷R(ω)-1
                                  ......(2)
在此，如果将公式(1)代入公式(2)，则导出
D(ω)＝H(ω)                      ......(3)。
即，复数除法器165的输出“D(ω)”与延迟波的频率应答“H(ω)”相等，用IFFT电路166对其进行了逆离散变换后的结果显示出延迟波的脉冲应答。
另外，如果设数字广播发送装置的发送信号的频率特性为“X(ω)”，接收信号的频率特性为“Y(ω)”，则可以用下式表示。
Y(ω)＝(1+H(ω))X(ω)           ......(4)
将该信号供给图1的波形均衡部件120。设该输出信号为“Z(ω)”。
如果设FIR滤波器121的频率特性为“F(ω)”，则波形均衡部件120的输入输出特性是
Z(ω)＝Y(ω)-F(ω)Z(ω)         ......(5)
因此，对其进行变形，能够用下式表示。
Z(ω)＝Y(ω)÷(1+F(ω))         ......(6)
如果将公式(4)代入到公式(6)，则为
Z(ω)＝((1+H(ω))÷(1+F(ω)))X(ω)   ......(7)
表现出发送信号“X(ω)”和波形均衡部件120的输出“Z(ω)”的关系。
在此，如果将用IFFT电路166对复数除法器165的输出“D(ω)”进行了逆离散变换后的结果作为FIR滤波器121的系数，即，设F(ω)＝D(ω)，则公式(7)成为
Z(ω)＝((1+H(ω))÷(1+D(ω)))X(ω)     ......(8)
进而，如果将公式(3)代入到公式(8)，则得到
Z(ω)＝X(ω)      ......(8)。
即，通过以上动作，在波形均衡部件120的输出得到发送信号“X(ω)”。
另外，在干扰除去电路没有进行干扰除去的情况下，或在干扰除去不充分的状态下，在导频信号抽出器162的输出中会包含误差。在该情况下，使用下式更新FIR滤波器121的系数。
c(k+1)＝c(k)+α×v(k)             ......(9)
在此，v(k)是第k次(k是正整数)的系数计算部件160的输出，c(k)是FIR滤波器121的系数，α是小于等于1的常数。
通过循环进行上述动作而降低误差，进行干扰除去。另外，如果减小α则难以受到传送路径的噪声的影响。相反，在传送路径应答中有时间变动的情况下，也可以增大α。
另外，系数计算部件160的输出，即由IFFT电路166进行了逆离散变换的结果被供给延迟时间检测器170。如上所述，系数计算部件160的输出表示延迟波的脉冲应答，因此例如能够根据其功率峰值知道延迟波的延迟时间td。因此，将检测出的延迟时间信息供给信号切取器141、信号切取器142。
接着，参照图3说明图1的动作。图3是说明图1所示的干扰除去电路动作时流过的信号的一个例子的图。在图3中，特别图示了连续的2个传送符号。
首先，接收在希望波中附加了延迟时间td(td＞Tg)的延迟波的接收波(a)，并输入到干扰除去电路100。输入的接收波(a)被输入到符号位置检测器150和波形均衡部件120和合成部件140。
符号位置检测器150从输入的接收波(a)检测出希望波的符号的断点，将该位置信息供给信号切取器141、142。作为符号的断点的检测方法，例如可以利用希望波的隔离间隔和与有效符号后部的信号部分相当的部分的相关性高的情况。
波形均衡部件120根据从系数计算部件160供给的滤波系数，对接收波(a)进行波形均衡，将均衡信号(b)供给反射波成分生成部件130。从系数计算部件160供给的滤波系数与延迟波的频率应答“H(ω)”相等，因此如果将该滤波系数供给FIR滤波器131，将均衡信号(b)输入到FIR滤波器131，则能够得到反射波的复制信号。反射波成分生成部件130将这样得到的反射波的复制信号(c)供给合成部件140。
在合成部件140中，将接收波(a)输入到延迟电路143。另外将复制信号(c)输入到信号切取器141和信号切取器142。信号切取器141根据符号的位置信息和延迟时间信息，从反射波的复制信号(c)切取出关注的传送符号的一个以前的传送符号的后端部分的宽度Te的期间(部分复制信号1(d))，并供给延迟电路144。在此，宽度Te为在接收波(a)中受到符号间干扰的期间的宽度。如图所示，在传送符号的后部为FFT期间的情况下，用Te＝td-Tg求出。信号切取器142根据符号的位置信息和延迟时间信息，从反射波的复制信号(c)中切取出将从关注的传送符号的后端只离开Tg的部分作为后端的宽度Te的期间(部分复制信号2(e))，并供给延迟电路145。这样得到的部分复制信号1(d)是与在图10中说明了的因一个以前的传送符号造成的信号成分(f)相当的复制。另外，部分复制信号2(e)是与在图10中说明了的延迟波成分的连续性缺失了的部分相当的复制。因此，如果合成接收波(a)和这些部分复制信号，则能够除去FFT期间中的符号间干扰和载波间干扰。
因此，分别在延迟电路143、144、145中使输入的信号延迟规定时间，并使信号间的延迟一致，在减法器146中从接收波(a)的关注的传送符号的FFT期间的先头部分减去部分复制信号1(d)，进而在加法器147中将关注的传送符号的FFT期间的先头部分加上部分复制信号2(e)。这样，作为合成部件140的输出，从接收波(a)得到除去了FFT期间内的载波间干扰成分和符号间干扰成分的干扰除去输出(f)(在图3中，特别图示了FFT期间)，并作为FFT电路161和干扰除去电路的输出供给到图2所示的FFT电路21。
即，合成部件140对反射波的复制信号(c)的一部分进行合成，使得从在接收波(a)中受到符号间干扰的期间除去符号间干扰和载波间干扰，并在没有合成的期间中原样地输出接收波(a)。通过该动作，即使在由于噪声或传送路径应答的时间变动而在传送路径应答的推测中产生推测误差，在反射波的复制信号(c)中产生了误差的情况下，由于其影响只限于合成了的期间，因此在没有合成的期间不会产生新的妨碍，在合成了的期间内由于误差而没有完全除去了干扰，但干扰成分减少，作为全体改善了接收性能。
另外，由于进行动作使得原样地维持接收波(a)的传送路径应答而降低干扰，所以能够根据出现在FFT后的频率域中的传送路径特性计算出解调结果的可靠性，有以下的优点，即能够原样地适用计算出其可靠性而改善接收特性那样的现有技术。
另外，在上述例子中，将延迟波作为一个波进行了说明，但在由于多个延迟波而受到符号间干扰的情况下，也可以一样地进行实施。在有多个延迟波的情况下，可以根据具有最大的延迟时间的延迟波来决定宽度Te的期间。
另外，合成的期间并不只限于以上说明了的宽度Te。
如果关注于图3的复制信号(c)和干扰除去输出(f)的关系，则可以容易地推测出部分复制信号1(d)和部分复制信号2(e)相对于上述说明了的宽度Te，即使前后最大只具有宽度Tg的富余地进行切取，也能够得到同样的效果。作为例子，用图4说明前后宽度只多宽度Tg地进行切取的情况。
图4中的接收波(a)、均衡信号(b)、复制信号(c)与图3一样，因此省略说明。图4的部分复制信号1(d)表示从反射波的复制信号(c)切取出了包含关注的传送符号的一个以前的传送符号的后端的宽度Te的期间并且前后只拓宽了Tg的期间的情况。图4的部分复制信号2(e)表示从反射波的复制信号(c)切取出包含将从关注的传送符号的后端只离开了Tg的部分作为后端的宽度Te的期间并且前后只拓宽了Tg的期间的情况。从图4可知，这样切取出的部分复制信号1(d)和部分复制信号2(e)的后部的用记号A表示的部分由于由一样的信号成分构成，所以在合成时相互抵消。因此，将这样的信号合成到接收波(a)中，如用干扰除去输出(f)所示那样，也能够从FFT期间内除去载波间干扰成分和符号间干扰成分。如果将这样合成的期间扩大到传送符号的端部，则也可以将传送符号内的任意部分作为FFT期间，有能够得到本发明的效果的优点。进而省略了图示地，由于干扰除去输出(f)中的传送符号的前端和后端具有相同的特性，所以如果在FFT期间中包含对前端的宽度Tg的期间和后端的Tg的期间进行了加法平均后的信号，则能够具有改善S/N的效果。
另外，也可以在后方拓宽合成的期间，因此有设计自由度更广的优点。例如，如果对应的延迟波的延迟时间也可以是小于等于2×Tg，则也可以从FFT期间的先头生成并合成与宽度Tg的期间对应的部分复制信号1(d)和部分复制信号1(e)，因此能够将切取的宽度设计为一定。在该情况下，不需要检测出延迟时间td，因此具有可以不需要延迟时间检测电路170的优点。
本发明并不只限于该实施例。根据本发明的宗旨，根据实施例可以容易地考虑出各种变形，在该情况下当然也能够得到同样的效果。例如，复制生成部件110并不必须分为波形均衡部件120和反射波成分生成部件130地构成，因此虽然在上述实施例中为了容易理解而作为分别的结构要素说明了FIR滤波器121和FIR滤波器131，但利用2个FIR滤波器输入相同的信号并具有相同的特性，也可以用一个FIR滤波器构成。另外，可以容易地推测出合成部件140如果能够实现同样的动作，则也可以例如由以下这样的电路构成，即不预先切取复制信号后进行合成，而是适当地选择在全部期间中合成了接收波和复制信号的结果和接收波并输出。另外，在本实施例中说明了的传送路径的推测方法是一个例子，也可以使用其他的传送路径的推测方法。进而，说明了波形均衡部件120使用反馈型的波形均衡器，但使用前馈型的波形均衡器，当然也能够实施本发明。通过使用前馈型的波形均衡器，即使在希望除去到达时间比希望波早的反射波的符号间干扰的情况下，也能够适用本发明。
另外，在本实施例中说明了的传送路径的推测方法只是一个例子，当然也可以使用其他的传送路径的推测方法。相对于最小二乘误差法等逐次修正型的算法，将如公式(2)所示那样直接计算出适应滤波器的特性的算法称为直接解法型算法。在此虽然没有说明，但在波形均衡部件120中，也可以定义误差并适用最小二乘误差法等逐次修正型的算法。在每次实施本发明时采用哪种算法是设计事项，但一般直接解法型算法与逐次型的算法相比具有更容易高速跟踪传送路径应答的变动的优点。
进而，复制信号的作成方法和合成方法也可以有各种变形。而在这样的实施方法中，当然也能够得到本发明的效果。
(实施例2)
接着，参照图5和图6说明实施例2。
具体地说明改变了复制信号的作成方法和合成方法的其他实施例。在该实施例中，其特征在于：先取得只使接收波延迟有效符号期间的信号与接收波的差，然后根据该差信号作成复制信号。另外，示例适当地选择在全部期间中对接收波和复制信号进行了合成的结果和接收波并输出的情况。
图5是表示实施例2中的干扰除去电路的结构的框图。该干扰除去电路适用于图2所示的数字调制信号接收装置20。
干扰除去电路具备：从输入的信号检测传送符号的断点的符号位置检测器150；输出所输入的信号与使其延迟了有效符号期间的时间的信号的差(符号间差信号)的符号间差信号生成电路570；根据符号间差信号生成反射波的复制信号的复制生成部件510；对反射波的复制信号和输入信号进行合成的合成部件540；根据合成部件540的输出推测传送路径应答，控制复制生成部件510的特性的系数计算部件160；根据系数计算部件160的输出检测出延迟波的延迟时间的延迟时间检测器170。
符号间差信号生成电路570具备：只使输入信号延迟有效符号期间的延迟电路571；从输入信号减去延迟信号的减法器572。
复制生成部件510具备：与减法器512的输出连接，通过系数计算部件160而系数可变的FIR滤波器511；从输入信号减去FIR滤波器511的输出的减法器512。
合成部件540具备：使输入信号延迟规定时间的延迟电路541；将延迟电路541的输出加上从复制生成部件510供给的信号的加法器542；根据符号位置检测器150和延迟时间检测器170的检测结果，选择输出延迟电路541的输出和加法器542的输出的信号选择电路543。
符号位置检测器150和系数计算部件160以及延迟时间检测器170具有与在实施例1中用图1所示的附加了相同符号的结构要素一样的结构，可以进行相同的动作，因此省略各个的说明。
接着，参照图6说明本实施例的图5的动作。图6是说明图5所示的干扰除去电路动作时流过的信号的一个例子的图。在图6中，特别图示了连续的2个传送符号。
首先，接收向希望波附加了延迟时间td(td＞Tg)的延迟波的接收波(a)，并输入到干扰除去电路。输入的接收波(a)被输入到符号位置检测器150、符号间差信号生成电路570、合成部件540。
符号位置检测器150从输入的接收波(a)中检测出希望波的符号的断点，将该位置信息供给信号选择电路543。
符号间差信号生成电路570通过延迟电路571使接收波(a)只延迟与有效符号期间(从传送符号除去了隔离间隔的期间)相当的时间(有效符号延迟信号(b))，通过减法器572从输入信号减去有效符号延迟信号(b)，将有效符号间差信号(c)供给复制生成部件510。从图6可知，包含在接收波(a)中的希望波的隔离间隔期间、具有与有效符号延迟信号(b)的隔离间隔一样的信号成分的有效符号的后部在时间上是一致的，因此通过减法运算进行除去。对延迟波也一样。在图示时，如有效符号间差信号(c)那样，抵消了的信号成分隔着间隔地表现出来。
复制生成部件510是用一个FIR滤波器表现在实施例1中说明了的复制生成部件110的例子，通过将从复制系数计算部件160供给的滤波系数供给FIR滤波器511，能够从有效符号间差信号(c)生成差信号的复制信号(d)，并供给合成部件540。差信号的复制信号(d)作为FIR滤波器511的输出被取出。在此生成的差信号的复制信号(d)是相当于包含在有效符号间差信号(c)中的延迟波成分的信号。
在合成部件540中，将接收波(a)输入到延迟电路541，延迟电路541使接收波(a)只延迟与有效符号期间相当的时间(延迟信号(e))。加法器542将延迟信号(e)和差信号的复制信号(d)相加，并供给信号选择电路543。信号选择电路543根据符号的位置信息和延迟时间信息，在从FFT期间的前端开始宽度为Te的期间从加法器542输出信号，在除此以外的期间，选择输出来自延迟电路541的信号。可以如选择信号(f)那样表现该选择的情况。在此，宽度Te为在接收波(a)中受到符号间干扰的期间的宽度。如图示那样，在传送符号的后部为FFT期间的情况下，用Te＝td-Tg求出。
即，合成部件540进行动作，在接收波(a)中受到符号间干扰的期间，输出将差信号的复制信号(d)合成了的结果使得除去符号间干扰和载波间干扰，在除此以外的期间，原样地输出接收波(a)。通过该动作，即使在由于噪声或传送路径应答的时间变动而在传送路径应答的推测中产生了推测误差，并在差信号的复制信号(d)中产生了误差的情况下，其影响也只限于合成了的期间，因此在没有合成的期间中不会产生新的妨碍，在合成了的期间内由于误差而干扰没有被完全除去，但干扰成分减少，从而改善接收性能。另外，输出合成了的结果的期间并不只限于上述说明了的宽度Te，与实施例1的说明一样，在前后最大只具有宽度Tg的富余地输出合成结果，当然也能够得到同样的效果。
另外，在本实施例中可以容易地考虑出各种变形，在该情况下，当然也能够得到同样的效果。例如为了容易理解而将延迟电路571和延迟电路541作为分别的结构要素进行了说明，但着眼于2个延迟电路输入相同的信号并可以是相同的延迟时间的情况，也可以用一个延迟电路构成。
(实施例3)
接着，使用图7、图8说明实施例3。
说明改变了复制信号的作成方法和合成方法的其他实施例。在本实施例中，其特征在于在反射波成分生成部件之前设置信号切取器。通过这样构成，能够不需要延迟时间检测电路。
图7是表示本实施例的干扰除去电路的结构的框图。本干扰除去电路适用于图2所示的数字调制信号接收装置20。
干扰除去电路具备：从输入的信号中检测出传送符号的断点的符号位置检测器150；输出所输入的信号与使其只延迟有效符号期间的时间的信号的差(符号间差信号)的符号间差信号生成电路570；根据符号间差信号生成反射波的部分复制信号的复制生成部件710；将反射波的部分复制信号和输入信号合成的合成部件740；根据合成部件740的输出，推测传送路径应答，控制复制生成部件510的特性的系数计算部件160。
复制生成部件710具备：对输入的符号间差信号进行波形均衡的波形均衡部件120；切取出波形均衡部件120的输出信号的一部分的信号切取器711；根据信号切取器711的输出，生成并输出反射波的部分复制信号的反射波成分生成部件130。
合成部件740具备：使输入信号延迟规定时间的延迟电路741；根据符号位置检测器150的检测结果，从反射波的部分复制信号中切取出其一部分的信号切取器742；将延迟电路741的输出和信号切取器742的输出相加并输出的加法器743。
符号位置检测器150、符号间差信号生成电路570、波形均衡部件120、反射波成分生成部件130和系数计算部件160具有与实施例1中的图1或实施例2中的图5所示的附加了相同符号的构成要素相同的结构，可以进行同样的动作，因此省略详细的说明。
接着，使用图8说明本实施例中的图7的动作。图8是说明图7所示的干扰除去电路动作时流过的信号的一个例子的图。在图8中，特别图示了连续的2个传送符号。
首先，接收向希望波附加了延迟时间td(td＞Tg)的延迟波的接收波(a)，并输入到干扰除去电路。输入的接收波(a)被输入到符号位置检测器150、符号间差信号生成电路570和合成部件740。
符号位置检测器150从输入的接收波(a)检测出希望波的符号的断点，将该位置信息供给信号切取器711和信号切取器742。
符号间差信号生成电路570从接收波(a)生成有效符号间差信号(b)，并供给到复制生成部件710。
供给到复制生成部件710的有效符号间差信号(b)被输入到波形均衡部件120，波形均衡部件120根据从系数计算部件160供给的滤波系数，对有效符号间差信号(b)进行波形均衡，将均衡信号(c)供给信号切取器711。
信号切取器711根据符号的位置信息，将从均衡信号(c)切取出宽度Ta的期间的信号(部分均衡信号(d))供给反射波成分生成部件130。宽度Ta的期间例如可以将从关注的传送符号的后端只离开Tg的部分作为后端，并设为Ts/2的宽度。在该情况下，对延迟时间小于等于Ts/2的反射波能够得到效果。
反射波成分生成部件130通过将从系数计算部件160供给的滤波系数供给FIR滤波器131，而从部分均衡信号(d)生成部分复制信号1(e)，并供给合成部件740。
在合成部件740中，将接收波(a)输入到延迟电路741，延迟电路741向加法器743供给使接收波(a)只延迟了相当于有效符号期间的时间的信号(延迟信号(g))。另外，将部分复制信号1(e)输入到信号切取器742，信号切取器742将根据符号的位置信息从反射波的部分复制信号1(e)切取出宽度Tb的期间的信号(部分复制信号2(e))供给加法器743。例如，可以是与从延迟信号(g)所对应的传送符号的先头开始宽度为Ts/2的期间相当的期间。
加法器743将输入的延迟信号(g)和部分复制信号2(e)相加。其结果作为合成部件740的输出，得到从接收波(a)除去了载波间干扰成分和符号间干扰成分的干扰除去输出(h)，并作为干扰除去电路的输出供给图2所示的FFT电路21。
即，合成部件740在包含接收波(a)的符号间干扰的期间的期间中，输出合成部分复制信号1(e)并除去了符号间干扰和载波间干扰的结果，在除此以外的期间中，原样地输出接收波(a)。通过该动作，即使在由于噪声或传送路径应答的时间变动而在传送路径应答的推测中产生推测误差，并在差信号的部分复制信号1(e)中产生误差的情况下，其影响只限于合成了的期间，因此在没有合成的期间中不会产生新的妨碍，在合成了的期间内由于误差而干扰没有被完全除去，但干扰成分减少，从而改善接收性能。
另外，在本实施例中也可以容易地考虑出各种变形，在该情况下，当然也能够得到同样的效果。例如为了容易理解而将延迟电路571和延迟电路741作为分别的结构要素进行了说明，但着眼于2个延迟电路输入相同的信号并可以是相同的延迟时间的情况，也可以用一个延迟电路构成。
另外，在上述实施例1、2、3中，为了说明的方便而说明了接收附加了延迟时间td(td＞Tg)的延迟波的接收波的情况，但本发明并不只限于接收这样的超过隔离间隔长度的延迟波的情况。例如可以容易地理解为在传送符号的中央为FFT期间的情况下，由于延迟时间td(td＞Tg/2)的延迟波而FFT期间受到符号间干扰，适用本发明能够取得效果。另外，实施例3可以进行动作使得对延迟时间td(Ts/2＞td＞0)的反射波能够取得效果。进而，如在实施例1中说明的那样，如果使用前馈型的波形均衡器，则即使在希望除去到达时间比希望波还早的反射波的符号间干扰的情况下，适用本发明也能够取得效果。进而并不必须局限于隔离间隔长度，因此在接收没有设置隔离间隔的OFDM信号的情况下，也能够适用本发明，能够容易地理解到能够取得效果。
另外，本发明并不只限于接收OFDM的接收装置，也可以适用于接收其他种类的多载波调制信号的接收装置。根据上述实施例，能够容易地理解到：可以将本发明适用于通过傅立叶变换将接收多载波调制信号而接收到的信号从时间域变换为频率域进行解调的数字调制信号接收装置。即，可以在傅立叶变换之前只在包含进行傅立叶变换的期间中的受到符号间干扰的期间的一部分期间，根据接收信号的传送路径应答对从接收信号生成的干扰除去成分进行合成，在除此以外的期间不进行任何动作。当然也可以不使用专用的硬件而通过软件处理来实施这样的处理，同样能够得到本发明的效果。
本发明示例了以下这样的形式。
(1)一种数字调制信号接收装置，它接收多载波调制信号并通过傅立叶变换将接收信号从时间域变换为频率域进行解调，具备：对上述接收信号进行傅立叶变换的傅立叶变换器；设置在上述傅立叶变换器的前级，降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰的干扰除去电路。
(2)在(1)记载的数字调制信号接收装置中，上述干扰除去电路根据从上述接收信号推测出的传送路径应答，对上述接收信号在时间域中实施信号处理来降低干扰。
(3)在(1)或(2)记载的数字调制信号接收装置中，上述干扰除去电路进行动作使得原样维持上述接收信号的传送路径应答地降低干扰。
(4)一种数字调制信号接收装置，它接收多载波调制信号并通过傅立叶变换将接收信号从时间域变换为频率域进行解调，具备：对上述接收信号进行傅立叶变换的傅立叶变换器；设置在上述傅立叶变换器的前级，降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰的干扰除去电路，其中，上述干扰除去电路在每次傅立叶变换的期间，只在包含受到符号间干扰或载波间干扰的期间的适当期间，根据上述接收信号的传送路径应答对从上述接收信号生成的干扰除去成分进行合成，在除此以外的期间原样地输出接收信号。
(5)在(4)记载的数字调制信号接收装置中，上述干扰除去电路具备：从上述接收信号生成上述干扰除去成分的复制生成部件；对上述干扰除去成分和上述接收信号进行合成的合成部件；从上述接收信号推测上述传送路径应答，控制上述复制生成部件的特性的系数计算部件。
(6)在(5)记载的数字调制信号接收装置中，上述系数计算部件从上述干扰除去电路的输出信号推测传送路径应答。
(7)在(1)～(6)的任意一个记载的数字调制信号接收装置中，上述傅立叶变换器通过FFT(Fast Fourier Transform)进行傅立叶变换。
(8)在(1)～(7)的任意一个记载的数字调制信号接收装置中，上述多载波调制信号是OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)。
(9)在(6)～(8)的任意一个记载的数字调制信号接收装置或数字调制信号接收方法中，使用直接解法型算法推测上述传送路径应2答。
(10)一种数字调制信号接收方法，它接收多载波调制信号，通过傅立叶变换将接收信号从时间域变换为频率域进行解调，包括：降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰，对降低了上述符号间干扰或载波间干扰的上述接收信号进行傅立叶变换。
(11)在(10)记载的数字调制信号接收方法中，根据从上述接收信号推测出的传送路径应答，对上述接收信号实施时间域处理，来降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰。
(12)在(10)或(11)记载的数字调制信号接收方法中，原样维持上述接收信号的传送路径应答地降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰。
(13)在(10)记载的数字调制信号接收方法中，根据上述接收信号的传送路径应答，从上述接收信号生成干扰除去成分，在包含受到上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰的期间的适当期间中，将上述干扰除去成分与上述接收信号合成，在上述适当期间以外的期间不进行合成。
(14)在(13)记载的数字调制信号接收方法中，根据上述干扰除去后的信号推测上述传送路径应答。
(15)在(10)～(14)的任意一个记载数字调制信号接收方法中，上述傅立叶变换是FFT(Fast Fourier Transform)。
(16)在(10)～(15)的任意一个记载的数字调制信号接收方法中，上述多载波调制信号是OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)。
(17)在(14)～(16)的任意一个记载的数字调制信号接收方法中，使用直接解法型算法推测上述传送路径应答。根据上述(1)、(2)或(10)、(11)，通过在傅立叶变换之前在时间域中进行干扰除去，能够除去符号间干扰和载波间干扰，能够改善接收性能。其结果是能够得到同时提高跟踪性和扩大能够消除的延迟时间的数字调制信号接收装置。
根据(3)或(12)，由于维持接收信号的传送路径应答，所以能够根据出现在傅立叶变换之后的频率域中的传送路径特性计算出解调结果的可靠性，有能够原样地适用计算出其可靠性来改善接收特性那样的现有技术的优点。
根据(4)或(13)，由于维持接收信号的传送路径应答，所以能够根据出现在傅立叶变换之后的频率域中的传送路径特性计算出解调结果的可靠性，有能够原样地适用计算出其可靠性来改善接收特性那样的现有技术的优点。
根据(17)，通过使用直接解法型算法，与逐次修正型算法相比，具有容易地高速跟踪传送路径应答的变动的优点。
本发明可以降低符号间干扰和载波间干扰，改善接收性能。
本发明并不只限于上述说明了的实施例，在不脱离本发明的宗旨的范围内，可以有各种波形，这些各种波形当然也包含在本发明中。

Claims (17)

1.一种数字调制信号接收装置(20)，它接收多载波调制信号，通过傅立叶变换将接收信号从时间域变换为频率域进行解调，其特征在于包括：
对上述接收信号进行傅立叶变换的傅立叶变换器(21)；
设置在上述傅立叶变换器的前级，降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰的干扰除去电路(100)。
2.根据权利要求1所述的数字调制信号接收装置，其特征在于：
上述干扰除去电路(100)根据从上述接收信号推测出的传送路径应答，对上述接收信号在时间域中实施信号处理来降低干扰。
3.根据权利要求1或2所述的数字调制信号接收装置，其特征在于：
上述干扰除去电路(100)进行动作使得原样维持上述接收信号的传送路径应答地降低干扰。
4.一种数字调制信号接收装置(20)，它接收多载波调制信号并通过傅立叶变换将接收信号从时间域变换为频率域进行解调，其特征在于包括：
对上述接收信号进行傅立叶变换的傅立叶变换器(21)；
设置在上述傅立叶变换器的前级，降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰的干扰除去电路(100)，其中
上述干扰除去电路(100)在每次傅立叶变换的期间，只在包含受到符号间干扰或载波间干扰的期间的适当期间，根据上述接收信号的传送路径应答对从上述接收信号生成的干扰除去成分进行合成，在除此以外的期间原样地输出接收信号。
5.根据权利要求4所述的数字调制信号接收装置，其特征在于：
上述干扰除去电路(100)具备：
从上述接收信号生成上述干扰除去成分的复制生成部件(110)；
对上述干扰除去成分和上述接收信号进行合成的合成部件(140)；
从上述接收信号推测上述传送路径应答，控制上述复制生成部件(110)的特性的系数计算部件(160)。
6.根据权利要求5所述的数字调制信号接收装置，其特征在于：
上述系数计算部件(160)从上述干扰除去电路(100)的输出信号推测传送路径应答。
7.根据权利要求1、2、4～6的任意一个所述的数字调制信号接收装置，其特征在于：
上述傅立叶变换器(21)通过FFT进行傅立叶变换。
8.根据权利要求1、2、4～6的任意一个所述的数字调制信号接收装置，其特征在于：
上述多载波调制信号是OFDM。
9.根据权利要求6所述的数字调制信号接收装置，其特征在于：使用直接解法型算法推测上述传送路径应答。
10.一种数字调制信号接收方法，它接收多载波调制信号，通过傅立叶变换将接收信号从时间域变换为频率域进行解调，其特征在于包括：
降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰，
对降低了上述符号间干扰或载波间干扰的上述接收信号进行傅立叶变换。
11.根据权利要求10所述的数字调制信号接收方法，其特征在于：
根据从上述接收信号推测出的传送路径应答，对上述接收信号实施时间域处理，来降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰。
12.根据权利要求10或11所述的数字调制信号接收方法，其特征在于：
原样维持上述接收信号的传送路径应答地降低上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰。
13.根据权利要求10所述的数字调制信号接收方法，其特征在于：
对于上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰，
根据上述接收信号的传送路径应答，从上述接收信号生成干扰除去成分，
在包含受到上述接收信号的符号间干扰或载波间干扰的期间的适当期间中，将上述干扰除去成分与上述接收信号合成，
在上述适当期间以外的期间不进行合成。
14.根据权利要求13所述的数字调制信号接收方法，其特征在于：
根据上述干扰除去后的信号推测上述传送路径应答。
15.根据权利要求10、11、13和14的任意一个所述的数字调制信号接收方法，其特征在于：
通过FFT进行上述傅立叶变换。
16.根据权利要求10、11、13和14的任意一个所述的数字调制信号接收方法，其特征在于：
上述多载波调制信号是OFDM。
17.根据权利要求14所述的数字调制信号接收方法，其特征在于：
使用直接解法型算法推测上述传送路径应答。
CN2006100932406A 2005-06-23 2006-06-23 数字调制信号接收装置及其接收方法 Active CN1885840B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005183007A JP5072199B2 (ja) 2005-06-23 2005-06-23 デジタル変調信号受信装置及びその受信方法
JP2005-183007 2005-06-23
JP2005183007 2005-06-23

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1885840A true CN1885840A (zh) 2006-12-27
CN1885840B CN1885840B (zh) 2012-03-21

Family

ID=37075208

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2006100932406A Active CN1885840B (zh) 2005-06-23 2006-06-23 数字调制信号接收装置及其接收方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8345802B2 (zh)
EP (1) EP1737177A3 (zh)
JP (1) JP5072199B2 (zh)
CN (1) CN1885840B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109328434A (zh) * 2016-06-24 2019-02-12 株式会社索思未来 均衡电路、接收电路以及集成电路装置

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7844018B2 (en) * 2007-01-02 2010-11-30 Qualcomm Incorporated Methods and apparatuses for reducing inter-carrier interference in an OFDM system
JP5242924B2 (ja) * 2007-02-26 2013-07-24 Ｎｅｃディスプレイソリューションズ株式会社 映像表示システム、映像信号送出機および映像表示装置
US8428187B2 (en) 2007-06-19 2013-04-23 Sharp Kabushiki Kaisha Reception device and reception method
CN101689954A (zh) * 2007-06-26 2010-03-31 夏普株式会社 接收机以及接收方法
EP2204933A4 (en) * 2007-09-05 2013-12-18 Sharp Kk RECEIVING DEVICE AND RECEIVING METHOD
US8571136B1 (en) * 2007-11-21 2013-10-29 University Of South Florida Adaptive symbol transition method for OFDM-based cognitive radio systems
US8139664B2 (en) 2007-11-28 2012-03-20 Sony Corporation Reception apparatus, reception method and program
JP2009186241A (ja) * 2008-02-04 2009-08-20 Sumitomo Electric Ind Ltd 受信装置、測距システム、測位システム、コンピュータプログラム及び受信時点特定方法
EP2249497B1 (en) 2008-02-27 2019-04-03 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Reception device, integrated circuit, and reception method
KR101138602B1 (ko) * 2008-04-17 2012-04-26 주식회사 코아로직 직교 주파수 분할 다중화（ｏｆｄｍ）수신장치 및 그수신장치를 이용한 심볼간섭 최소화 방법
JP4569695B2 (ja) * 2008-09-19 2010-10-27 ソニー株式会社 等化器、等化方法、プログラム、受信装置
JP5644475B2 (ja) 2010-02-18 2014-12-24 富士通株式会社 受信装置
US8655282B2 (en) * 2010-10-29 2014-02-18 Qualcomm Incorporated Multiple signal transformation in wireless receivers
JP2012204941A (ja) * 2011-03-24 2012-10-22 Toshiba Corp 受信装置および受信方法
US20120295565A1 (en) * 2011-05-16 2012-11-22 Raytheon Company System and method for analog interference suppression in pulsed signal processing
US8614940B1 (en) 2012-11-14 2013-12-24 The Aerospace Corporation Systems and methods for reducing narrow bandwidth interference contained in broad bandwidth signals
US9628122B1 (en) 2016-07-25 2017-04-18 The Aerospace Corporation Circuits and methods for reducing interference that spectrally overlaps a desired signal based on dynamic gain control and/or equalization
US10056675B1 (en) 2017-08-10 2018-08-21 The Aerospace Corporation Systems and methods for reducing directional interference based on adaptive excision and beam repositioning
US11212015B2 (en) 2020-05-19 2021-12-28 The Aerospace Corporation Interference suppression using machine learning

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2934225B1 (ja) 1998-04-06 1999-08-16 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 Ｏｆｄｍ復調装置
JP3084368B1 (ja) * 1999-03-30 2000-09-04 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 Ｏｆｄｍ用受信装置
JP4113651B2 (ja) * 2000-04-10 2008-07-09 日本放送協会 デジタル放送受信装置
US7012968B2 (en) * 2000-11-30 2006-03-14 Lg Electronics, Inc. Apparatus for detecting and adjusting transmission power of CDMA system
JP2003051802A (ja) * 2001-08-06 2003-02-21 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> デジタル受信方式
WO2003021833A1 (fr) 2001-08-28 2003-03-13 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Appareil et procede pour eliminer les perturbations dues a la propagation par trajets multiples
US7221958B2 (en) * 2001-12-12 2007-05-22 Ericsson Inc. Received signal filtering for enhanced selectivity
JP4298320B2 (ja) * 2002-11-08 2009-07-15 富士通株式会社 Ｏｆｄｍ伝送方式における受信装置
JP4090331B2 (ja) * 2002-11-20 2008-05-28 三洋電機株式会社 受信方法と装置
US20050002474A1 (en) * 2003-01-27 2005-01-06 Limberg Allen Leroy PAM radio signal receiver with phase-tracker succeeding adaptive FIR filtering and preceding adaptive IIR filtering
US7209716B2 (en) * 2003-02-27 2007-04-24 Ntt Docomo, Inc. Radio communication system, radio station, and radio communication method
JP2005260337A (ja) * 2004-03-09 2005-09-22 Renesas Technology Corp 復調回路および無線通信システム
JP4421416B2 (ja) * 2004-08-04 2010-02-24 富士通株式会社 Ｏｆｄｍ方式の受信装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109328434A (zh) * 2016-06-24 2019-02-12 株式会社索思未来 均衡电路、接收电路以及集成电路装置
CN109328434B (zh) * 2016-06-24 2021-07-30 株式会社索思未来 均衡电路、接收电路以及集成电路装置

Also Published As

Publication number Publication date
EP1737177A3 (en) 2013-10-23
JP2007006067A (ja) 2007-01-11
EP1737177A2 (en) 2006-12-27
US20060291375A1 (en) 2006-12-28
JP5072199B2 (ja) 2012-11-14
CN1885840B (zh) 2012-03-21
US8345802B2 (en) 2013-01-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1885840A (zh) 数字调制信号接收装置及其接收方法
CN1160921C (zh) 多载波系统的帧结构及帧同步
CN1236610C (zh) 正交频分复用传输方式及其发送装置和接收装置
CN1533110A (zh) 正交分频多任务信号的信道估测方法、接收方法及接收器
CN1222130C (zh) Ofdm通信装置及检波方法
CN1120602C (zh) 多载波解调系统中精细频率同步化的方法及装置
CN1210899C (zh) 干涉致干扰波消除器
CN1585396A (zh) 多载波调制信号的脉冲噪声降低的方法及其装置
CN1187919C (zh) 正交频分复用通信装置及传播路径估计方法
CN1848834A (zh) 在接收器中增进通道估算并补偿剩余频率偏移的均衡电路
JP4832450B2 (ja) 無線通信基地局装置およびパイロット送信方法
CN1613218A (zh) Ofdm系统中的导频复用方法和ofdm接收方法
CN1642159A (zh) 在通信系统中估计干扰和噪声的装置和方法
CN1838656A (zh) 上行链路载波频率同步和天线加权向量估计的装置和方法
CN1658532A (zh) 无线中继系统、无线中继装置及无线中继方法
CN1703036A (zh) 发送装置和接收装置
CN101039291A (zh) 纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的方法及装置
CN1117460C (zh) 多载波解调系统中的回波相位偏移校正
CN1961548A (zh) 一种ofdm系统中的信号处理方法和信号处理器
CN1574715A (zh) 正交分频多任务接收器及接收方法
CN1540946A (zh) 正交分频多任务信号传输模式的侦测方法、接收方法、传输模式侦测器及接收器
TW200849903A (en) Apparatus and methods accounting for automatic gain control in a multi carrier system
CN100347962C (zh) 时域同步正交频分复用接收机去除相位噪声的方法及系统
CN1826785A (zh) 用于估计多载波信号传播信道的方法和装置
CN1174592C (zh) 基于正交频分多址的数据通信设备和方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant