CN101039291A

CN101039291A - 纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的方法及装置

Info

Publication number: CN101039291A
Application number: CN 200610024765
Authority: CN
Inventors: 翟志刚; 宋一鸣; 周皓; 王克星; 卜智勇
Original assignee: Shanghai Institute of Microsystem and Information Technology of CAS; Shanghai Research Center for Wireless Communications
Current assignee: Shanghai Institute of Microsystem and Information Technology of CAS; Shanghai Research Center for Wireless Communications
Priority date: 2006-03-16
Filing date: 2006-03-16
Publication date: 2007-09-19

Abstract

本发明提供纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的方法及装置。先把OFDM数据符号处各导频子载波处的信道参数与训练符REF2号处各导频子载波处的信道参数分别相比较，检测在导频子载波处数据符号相对于训练符REF2信道参数的变化值。再把这些值分成两路，一路实部和虚部分别求平均；另一路先求模，再对模求平均。然后把第一路的结果除以它本身的模，再乘第二路的结果。最后把该符号内各子载波的值与该值相除，就完成了补偿。该方法易于实现，能纠正影响OFDM数据符号的多种偏差，且只要符号的导频位置具有对称性就可以完全抵消或补偿采样时钟偏差对估计结果造成的影响，因而具有很高的实用价值。

Description

纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的方法及装置

技术领域

本发明属于数字通信领域，特别是指基于IEEE802.11、IEEE802.16等标准的OFDM通信系统领域。

背景技术

OFDM技术的应用已有近40年的历史，刚开始主要用于军用的无线高频通信系统。但是，最初一个OFDM系统的结构非常复杂，从而限制了其进一步推广。直到70年代，人们提出了采用离散傅立叶变换来实现多个载波的调制，简化了系统结构，使得OFDM技术更趋于实用化。八十年代，人们研究如何将OFDM技术应用于高速MODEM。进入九十年代以来，OFDM技术的研究深入到无线调频信道上的宽带数据传输。目前OFDM技术已经被广泛应用于广播式的音频和视频领域和民用通信系统中，主要的应用包括：非对称的数字用户环路(ADSL)、ETSI标准的数字音频广播(DAB)、数字视频广播(DVB)、高清晰度电视(HDTV)、无线局域网(WLAN)、宽带无线接入(WiMAX)等。

OFDM技术具有抗衰落能力强、频谱利用率高、抗码间干扰(ISI)能力强等优点。但它也有对频偏和相位噪声比较敏感，峰均比(PAPR)高等缺点。

一、残余载波频偏、固定相位和幅值偏差产生的原因。

在OFDM帧结构中，通常在帧头有训练符REF1和REF2，其后跟着的是OFDM数据符号。在OFDM数据符号内按照一定的规则插入了导频。通常训练符REF1有良好的互相关性，并具有周期性，可用来做定时同步、粗频率同步；REF2的周期较长，用来做精细频率同步；OFDM数据符号内插入的导频用来做残余载波频偏估计，固定相位和幅值偏差估计，采样频偏估计等。

设发送的信号为s(n)，信道的时域冲击相应为h(n)，则接收到的基带信号为r(n)为：

r (n) = s (n) * h (n) e^{j 2 πn (f_{tx} - f_{rx}) T_{s}} + w (n)

= s (n) * h (n) e^{j 2 πnΔf T_{s}} + w (n) . . . (1)

其中f_tx为发送端载波频率，f_rx为接收端载波频率，n为采样点序号，T_s为采样时钟周期，w(n)为高斯白噪声。利用训练符REF1和REF2的周期性通过一定的算法可以算出载波频偏的估计值

但由(1)式可以看出，接收到的信号r(n)存在高斯白噪声w(n)，因此必然存在残余载波频偏

β = Δf - Δ \hat{f},

不可能得到准确的频率偏差。用

乘(1)式对r(n)进行频偏校正，那么经过频率校正后的信号r_s(n)可以表示为：

r_{s} (n) = s (n) * h (n) e^{j 2 πn (Δf - Δ \hat{f}) T_{s}} + w (n) e^{- j 2 πnΔ \hat{f} T_{s}}

= s (n) * h (n) e^{j 2 πnβ T_{s}} + w (n) e^{- j 2 πnΔ \hat{f} T_{s}} . . . (2)

如前所述，β是由估计误差造成的，其值一般较小，当n也比较小时其影响并不大，甚至可以忽略。但随着时间的推移，n逐渐变大，当n足够大时，接收子载波星座图将发生严重旋转，因而有必要对残余载波频偏进行校正。还可以采用另外一种不完全频偏校正方法进行频率校正，如果令n＝l+mN，其中l为一个符号内的采样点序号，m为OFDM符号序号，N为一个符号内采样点的个数，用

乘(1)式进行频率校正，那么经过频率校正后的信号r_s(n)可表示为：

* h (n) e^{j 2 πl (Δf - Δ \hat{f}) T_{s}} e^{j 2 πmNΔf T_{s}} + w (n) e^{- j 2 π / Δ \hat{f} T_{s}} e^{j 2 πmNΔf T_{s}}

= s (n) * h (n) e^{j 2 πlβ T_{s}} e^{j 2 πmN (β + Δ \hat{f}) T_{s}} + w (n) e^{- j 2 πlΔ \hat{f} T_{s}} e^{j 2 πmN (β + Δ \hat{f}) T_{s}} . . . (3)

其中

包括e^j2πmNβTs(残余载波频偏引起的相位旋转)和

(不完全频偏校正引起的相位旋转)。由于

内不包含变量l，所以其值每个符号内仅变化一次，这个在每个符号内固定的相位偏差可以在频域用导频对其进行估计和校正。对旋转因子e^j2πlβTs而言，由于l和β都较小，对信号的影响很小，一般可忽略。实际应用中，一般优先使用第二种方法，因为第一种方法每个采样点都需要计算

而计算角度通常要消耗大量的资源和功率，第二种方法只需要计算在一个符号内的采样点计算

其它所有数据符号都按此进行校正，故将大大减少运算量。

忽略e^j2πlβTs，对(3)式做定点FFT运算，有

R_{s} (k, m) = 2^{fft_exp onent (m)} S (k, m) H (k) e^{j 2 πmN (β + Δ \hat{f}) T_{s}} + W (k) . . . (4)

其中k为子载波序号，2^{fft_exponent(m)}为第m个符号的倍数，其值随接收到的信号的大小变化。通常2^{fft_exponent(m)}的大小可以由导频估计出，一般不做处理，这样每个符号还相当于有一个幅值偏差。假设信道在一帧时间内不发生变化，则信道参数

可基于训练符REF2估计出。信道参数估计可采用LS算法，如果训练符REF2中并不是每个子载波都有值，则对空子载波处的信道参数可以用插值算法得到。事实上，OFDM系统还存在采样频率偏差，即由收发两端采样时钟不一致引起。采样频偏的影响可近似表示为在每个子载波上乘e^-jkθn，θ_n为每个符号中由采样频偏引起的相位旋转，且θ_n会随着时间的推移逐渐变大。如果考虑采样频偏的影响，并设

q (m) = 2^{fft_exponent (m)} e^{j 2 πmN (β + Δ \hat{f}) T_{s}},

这样(4)式变为

R_{s} (k, m) = S (k, m) H (k) q (m) e^{- jk θ_{n}} + W (k) . . . (5)

应当首先估计出q(m)，才能估计出θ_n。现在我们要解决的问题就是在不知道θ_n的情况下，估计出q(m)。θ_n估计方法不在本专利讨论范围。

现有的已公开的方法或只是用某种方法纠正了残余载波频偏，或未能考虑到采样频偏的存在导致估计结果发生偏差。一个比较相近的方法是这样的：先把OFDM数据符号处各导频子载波处的信道参数与训练符REF2号处各导频子载波处的信道参数分别相比较，算出数据符号相对于训练符REF2在导频子载波处信道参数的变化值，再把这些值实部和虚部分别求平均，得到的结果即为

把它取共轭，与经过信道补偿后的数据相乘完成补偿。由于该方法未考虑采样频偏对估计结果的影响，当采样频偏较大时，估计结果出现偏差，解调出的接收信号子载波星座图将发生错乱。

发明内容

本发明针对OFDM系统对频偏和相位噪声比较敏感的问题提供了一种解决方案，可以在一定程度上减轻频偏和相位噪声对OFDM系统性能的影响。

为达上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的方法，假设一个OFDM帧头有训练符REF2，可用来进行信道估计，其后跟着一串OFDM数据符号，且插入了导频，导频的位置具有对称性；包括以下步骤：

1)基于训练符REF2计算信道参数估计值；

2)估计出当前OFDM数据符号的导频子载波处的信道参数C_d(k_p)；

3)各导频子载波的信道参数C_d(k_p)与基于训练符REF2算出的各导频子载波处的信道参数C(k_p)相除；算出当前OFDM符号相对于训练符REF2在导频子载波处信道参数的改变量E(k_p)；

4)把算出的各导频子载波处信道参数的改变量的实部和虚部分别求平均；

5)把算出的各导频子载波处信道参数的改变量分别求模，再对模求平均；

6)把E_mean(k_p)乘E_{abs_mean}(k_p)再除E_mean(k_p)的模，得到当前OFDM符号的包含残余载波频偏引起的相位旋转、不完全载波频率校正引起的相位旋转及定点FFT运算引起的各符号幅值偏差等信息的补偿因子q(n)；

7)把算出的补偿因子q(n)与基于训练符REF2算出的各子载波的信道参数相乘，再去除当前接收到的OFDM符号的各子载波，完成信道及残余载波频偏，符号整体幅值和相位补偿。

作为作发明的一种优选方式，所述步骤1)具体包括以下步骤：

(1)接收到的时域信号在进行定时同步、频率同步和去CP等处理后，进行FFT变换得到Y(k，n)；

(2)当n＝0时，则接收到的是训练符REF2；否则接收到的是OFDM数据符号，跳转到步骤2)；基于训练符REF2计算信道参数估计值，得到偶数子载波位置处信道参数C(k_even)；

(3)根据C(k_even)，算出奇数子载波位置处信道参数C(k_odd)。

作为作发明的另一优选方式，所述C(k_odd)采用线性插值算法计算，即

C (k_{odd}) = \frac{1}{2} C (k_{odd} - 1) + \frac{1}{2} C (k_{odd} + 1),

其中C(k_odd-1)和C(k_odd+1)可在C(k_even)中得到。

作为作发明的再一优选方式，所述步骤2)具体包括以下步骤：当前接收到的符号是OFDM数据符号时，即n≠0时，从OFDM数据符号中提取出导频Y(k_p，n)，同时按发送时相同的规则生成导频序列X(k_p，n)，并用LS算法估计出当前OFDM数据符号的导频子载波处的信道参数C_d(k_p)，可表示为

C_{d} (k_{p}) = \frac{Y (k_{p}, n)}{X (k_{p}, n)}

(其中n≠0)。

一种纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的装置，包括去CP及时间窗调整模块(130)和采样频偏估计和补偿模块(180)，还包括：

FFT模块(140)，用于把时域离散信号变换到频域，完成OFDM解调；

载波残余频偏和相位估计模块(150)，用于利用数据符号的导频和导频子载波信道处的信道参数算出载波残余频偏和相位偏差；

信道参数估计模块(170)，用于利用训练符REF2估计出各子载波的信道参数；

信道和相位补偿模块(160)，利用信道参数估计模块(170)算出的信道参数计参与载波频偏和相位估计模块(150)算出的相位偏差对信道和相位进行补偿。

作为作发明的一种优选方式，所述载波残余频偏和相位估计模块(150)包括以下模块：

导频提取模块300，接收经FFT变换后的频域信号；从OFDM数据符号取出导频子载波；

导频信道参数提取模块390，接收信道参数估计模块(170)基于训练符REF2估计出的信道参数；从信道参数中取出导频信道参数；

导频序列发生器(310)，用于按照一定的规则生成与发送端一致的导频序列；

最小二乘算法模块(320)，根据导频提取模块(300)从OFDM符号中提取出的导频信号及导频发生器(310)生成的导频序列采用LS算法计算出当前OFDM符号导频子载波处的信道参数；

复数除法器(400)，把LS算法模块(320)计算出所述信道参数与导频信道参数提取模块输出所述信道参数相除，计算出当前OFDM符号导频子载波处的信道参数相对于训练符REF2导频子载波处信道参数的改变量；

求模运算模块(340)，计算复数除法器(330)输出的各导频子载波处的信道改变量的模；

累加器(350)，把求模运算模块(340)输出的各导频子载波处的信道改变量的模相加；

除法器(360)，把累加器(350)求得的各导频子载波处的信道改变量的模的累加值除以导频的个数，即求得各导频子载波处的信道改变量的模平均值；

累加器(410)，把复数除法器(330)输出的各导频子载波处的信道改变量的实部和虚部分别做累加运算；

除法器(420)，把累加器(410)输出的结果的实部和虚部分别除以导频的个数；

乘法器(370)，把除法器(360)和除法器(420)输出的结果相乘；

求模运算模块(430)，计算除法器(420)输出结果的模；

除法器(380)，把乘法器(370)输出的结果除以求模运算器的输出结果，除法器380的输出结果传送至所述信道和相位补偿模块。

作为作发明的又一优选方式，所述信道和相位补偿模块包括：

复数乘法器(500)，用于将信道参数估计模块(170)算出的信道参数和残余载波频偏和相位估计模块输出的包含相位和幅度等信息的补偿因子相乘；

复数除法器(510)，将FFT模块(140)输出的一个OFDM符号各子载波与复数乘法器(500)输出的经相位和幅度补偿后的对应子载波的信道参数相除，完成信道补偿、残余载波频偏引起的相位旋转校正、不完全载波频率校正引起的相位旋转校正、定点FFT运算引起的各符号幅值偏差校正。

本发明用来在OFDM系统中进行残余载波频偏引起的相位旋转、不完全载波频率校正引起的相位旋转及定点FFT运算引起的各符号幅值偏差估计和校正。已有的方法未考虑采样频偏对估计结果的影响，当采样频偏较大时，估计结果将发生严重偏差，导致接受信号的星座图将发生错乱。而用本发明提供的方法，可以抵消和补偿采样频偏的影响，得到准确的估计结果。本发明只可应用在信道估计基于帧头训练符进行的，并且在OFDM数据符号中插入的导频具有对称性(正负导频子载波相对于零载波位置相同)的系统中。事实上，大多数OFDM系统都具有这样的特征。本发明可直接应用在基于IEEE802.11、IEEE802.16等标准的OFDM通信系统中。

附图说明

图1一个典型的OFDM系统接收机组成原理图；

图2残余载波频偏和相位估计模块；

图3信道和相位补偿模块原理框图；

具体实施方式

以下结合附图及实施例详细说明本发明。

一种纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的方法，假设一个OFDM帧头有训练符REF2，可用来进行信道估计，其后跟着一串OFDM数据符号，且插入了导频，导频的位置具有对称性，即正负子载波相对位置相同。

设Y(k，n)为接收到的时域信号经FFT变换后得到的第n个符号的第k个子载波，X(k，n)为发送出的第n个符号的第k个子载波，C(k)为基于训练符REF2算出的信道参数估计值，C_d(k_p)为基于OFDM数据符号的导频算出的信道参数，k_p为导频子载波序号，n为0时的符号为训练符REF2，并且假设这里的训练符REF2内奇数子载波位置为空载波，偶数子载波位置有值。下面介绍实现本发明的具体步骤：

1、收到的时域信号在进行定时同步、频率同步和去CP等处理后，进行FFT变换得到Y(k，n)。

2、当n＝0时，说明接收到的是训练符REF2；否则接收到的是OFDM数据符号，跳转到步骤4。此时应基于训练符REF2计算信道参数估计值，为简便起见，这里信道估计算法

用LS(最小二乘)算法，这样偶数子载波位置处信道参数C(k_even)采用最小二乘算法，即

C (k_{even}) = \frac{Y (k_{even}, 0)}{X (k_{even}, 0)},

3、根据估计出的偶数子载波位置处的信道参数C(k_even)，可用线性插值算法算出奇数子载波位置处信道参数C(k_odd)为

C (k_{odd}) = \frac{1}{2} C (k_{odd} - 1) + \frac{1}{2} C (k_{odd} + 1),

其中C(k_odd-1)和C(k_odd+1)可在C(k_even)中找到。

4、此时n≠0，即当前接收到的符号是OFDM数据符号。从OFDM数据符号中提取出导频Y(k_p，n)，同时按发送时相同的规则生成导频序列X(k_p，n)，并用LS算法估计出当前OFDM数据符号的导频子载波处的信道参数C_d(k_p)，可表示为

C_{d} (k_{p}) = \frac{Y (k_{p}, n)}{X (k_{p}, n)}

(其中n≠0)

5、从信道参数C(k)中取出导频信道参数C(k_p)，并把基于OFDM数据符号内的导频算出的各导频子载波的信道参数C_d(k_p)与基于训练符REF2算出的各导频子载波处的信道参数C(k_p)相除，算出当前OFDM符号相对于训练符REF2在导频子载波处信道参数的改变量E(k_p)为

E (k_{p}) = \frac{C_{d} (k_{p})}{C (k_{p})},

6、把算出的各导频子载波处信道参数的改变量的实部和虚部分别求平均，即

E_{mean} (k_{p}) = [\underset{k_{p}}{Σ} Re (E (k_{p})) + j \underset{k_{p}}{Σ} Im (E (k_{p}))] / num_of_pilot

其中num_of_pilot为该符号内插入的导频个数；

7、把算出的各导频子载波处信道参数的改变量分别求模，再对模求平均，即

E_{abs_mean} (k_{p}) = [\underset{k_{p}}{Σ} | E (k_{p}) |] / num_of_pilot

8、把E_mean(k_p)乘E_{abs_mean}(k_p)再除E_mean(k_p)的模，就可得到当前OFDM符号的包含残余载波频偏引起的相位旋转、不完全载波频率校正引起的相位旋转及定点FFT运算引起的各符号幅值偏差等信息的补偿因子为

q (n) = E_{mean} (k_{p}) \frac{E_{abs_mean} (k_{p})}{| E_{mean} (k_{p}) |}

9、把算出的补偿因子q(n)与基于训练符REF2算出的各子载波的信道参数相乘，再去除当前接收到的OFDM符号的各子载波，就完成了信道及前述的残余载波频偏，符号整体幅值和相位补偿，即

\hat{X} (k, n) = \frac{Y (k, n)}{C (k) q (n)} .

一种纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的装置，

为能更好的理解本发明在OFDM通信系统中所起的作用，图1给出了一个比较典型的OFDM系统接收机组成原理图，虚线框内的是与本发明相关的部分。为使描述更加明了，增加了该装置与上述方法实施例各步骤的描述。具体描述如下：

A/D模块100把从射频接收电路解调出的模拟基带信号变换成数字信号，以便能用数字信号处理的方法对接收到的基带信号进行处理。

定时同步模块110可以利用训练符REF1良好的互相关特性把接收到的数字基带信号与训练符REF1进行互相关运算，通过捕获相关峰来确定帧起始位置。

频率同步模块120利用短训符和训练符REF2的周期性进行互相关运算，算出频率偏差，补偿本地和远端载波频率偏差。前面已经讨论过，由于存在噪音，不可能准确估计出载波频偏，经过频率补偿后还存在残余载波频偏，它对信号的影响随着时间的推移而增加。另外，如果采用前述的不完全频偏补偿方法进行补偿，每个OFDM符号还会存在一个固定的相位偏差。这正是本发明所要解决的问题。

去CP及时间窗调整模块130去掉OFDM符号的CP(循环前缀)部分，并根据采样频偏估计模块190给出的状态改变符号的时间窗位置。

FFT模块140把时域离散信号变换到频域，完成OFDM解调。

信道参数估计模块170利用训练符REF2估计出各子载波的信道参数。

信道和相位补偿模块160利用信道参数估计模块170算出的信道参数计参与载波频偏和相位估计模块150算出的相位偏差对信道和相位进行补偿。

载波残余频偏和相位估计模块150利用数据符号的导频和导频子载波信道处的信道参数算出载波残余频偏和相位偏差。这是本发明的内容，下面会详细介绍。

采样频偏估计和补偿模块180采用某种算法算出采样频偏引起的相位旋转，并在必要时给出反馈信息到去CP和时间窗调整模块130，进行时间窗调整。

Demapping及解码模块190对子载波进行解映射和解码处理，恢复出远端发送的数据流。

图2是残余载波频偏和相位估计模块内部框图，它画出了本发明技术方案中描述的步骤4到步骤5的实现。

输入到导频提取模块300的是经FFT变换后的频域信号(对应于步骤1)。

输入到导频信道参数提取模块390的是信道参数估计模块170基于训练符REF2估计出的信道参数(对应于步骤2和3)。

导频提取模块300从OFDM数据符号取出导频子载波(对应于步骤4中提到的导频提取)。

导频信道参数提取模块390从信道参数中取出导频信道参数(对应于步骤5中提到的导频信道参数提取)。

导频序列发生器310按照一定的规则生成与发送端一致的导频序列。通常导频序列由一组伪随机序列产生，导频的排列应具有对称性，即正负子载波位置相同(对应于步骤5中提到的导频序列生成)。

LS(最小二乘)算法模块320根据导频提取模块300从OFDM符号中提取出的导频信号及导频发生器310生成的导频序列采用LS算法计算出当前OFDM符号导频子载波处的信道参数(对应步骤4中提到的LS算法)。

复数除法器330把LS算法模块320计算出的当前OFDM符号导频子载波处的信道参数与导频信道参数提取模块输出的训练符REF2导频子载波处的信道参数相除，计算出当前OFDM符号导频子载波处的信道参数相对于训练符REF2导频子载波处信道参数的改变量。因为信道参数是个复数，故此处用的是复数除法器(对应于步骤5中提到的除法运算)。

求模运算模块340计算复数除法器330输出的各导频子载波处的信道改变量的模。由于这是一个复数，所以需要先将实部和虚部分别求平方，再相加和开根号(对应于步骤7提到的求模运算)。

累加器350把求模运算模块340输出的各导频子载波处的信道改变量的模相加(对应于步骤7提到的累加运算)。

除法器360把累加器350求得的各导频子载波处的信道改变量的模的累加值除以导频的个数，即求得各导频子载波处的信道改变量的模平均值。通常，导频的个数是二的指数倍，因而这个除法运算只需简单的移位运算即可完成(对应于步骤7提到的除法运算)。

累加器410把复数除法器330输出的各导频子载波处的信道改变量的实部和虚部分别做累加运算(对应于步骤6提到的累加运算)。

除法器420把累加器410输出的结果的实部和虚部分别除以导频的个数(对应于步骤6提到的除法运算)。

乘法器370把除法器360和除法器420输出的结果相乘。(对应于步骤8提到的乘法运算)求模运算模块430计算除法器420输出结果的模(对应于步骤8提到的求模运算)。

除法器380把乘法器370输出的结果除以求模运算器的输出结果。除法器380的输出结果就包含了残余载波频偏引起的相位旋转，频偏的不完全校正引起的相位旋转及幅值偏差等信息。它被送往信道和相位补偿模块(对应于步骤8提到的除法运算)。

上述残余载波频偏和相位估计模块内部的乘法器，除法器，求模运算等，而信道估计参数模块，信道和相位补偿模块也用到了类似的运算模块，通常这些模块要占用较多逻辑资源，但可以利用多路复用器分时复用这些运算模块，故实际上只需增加少许控制单元即可实现上述运算。

图3是信道和相位补偿模块原理框图，它画出的是本发明方法中描述的步骤9的实现。

复数乘法器500将信道参数估计模块170算出的信道参数和残余载波频偏和相位估计模块输出的包含相位和幅度等信息的补偿因子相乘(对应于步骤9中提到的复数乘法运算)。

复数除法器510将FFT模块140输出的一个OFDM符号各子载波与复数乘法器500输出的经相位和幅度补偿后的对应子载波的信道参数相除，即完成了信道补偿、残余载波频偏引起的相位旋转校正、不完全载波频率校正引起的相位旋转校正、定点FFT运算引起的各符号幅值偏差校正(对应于步骤9中描述的复数除法运算)。

Claims

1、一种纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的方法，假设一个OFDM帧头有训练符REF2，可用来进行信道估计，其后跟着一串OFDM数据符号，且插入了导频，导频的位置具有对称性；其特征在于包括以下步骤：

1)基于训练符REF2计算信道参数估计值；

2、根据权利要求1所述的纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的方法，其特征在于：所述步骤1)具体包括以下步骤：

(3)根据C(k_even)，算出奇数子载波位置处信道参数C(k_odd)。

3、根据权利要求2所述的纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的方法，其特征在于：所述步骤(2)中C(k_even)的计算采用最小二乘算法，得到

C (K_{even}) = \frac{Y (k_{even}, 0)}{X (k_{even}, 0)} .

4、根据权利要求3所述的纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的方法，其特征在于：所述C(k_odd)采用线性插值算法计算，即

C (k_{odd}) = \frac{1}{2} C (k_{odd} - 1) + \frac{1}{2} C (k_{odd} + 1),

其中C(k_odd-1)和C(k_odd+1)可在C(k_even)中得到。

5、根据权利要求2或3所述的纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的方法，其特征在于：所述步骤2)具体包括以下步骤：当前接收到的符号是OFDM数据符号时，即n≠0时，从OFDM数据符号中提取出导频Y(k_p，n)，同时按发送时相同的规则生成导频序列X(k_p，n)，并用LS算法估计出当前OFDM数据符号的导频子载波处的信道参数C_d(k_p)，可表示为

C_{d} (k_{p}) = \frac{Y (k_{p}, n)}{X (k_{p}, n)}

(其中n≠0)。

6、一种纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的装置，包括去CP及时间窗调整模块(130)和采样频偏估计和补偿模块(180)，其特征在于：还包括：

7、据权利要求6所述的纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的装置，其特征在于：所述载波残余频偏和相位估计模块(150)包括以下模块：

乘法器(370)，把除法器(360)和除法器(420)输出的结果相乘；

求模运算模块(430)，计算除法器(420)输出结果的模；

8、据权利要求6或7所述的纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的装置，其特征在于：

所述信道和相位补偿模块包括：