CN104702542A - 信号产生装置和数据恢复装置及其方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种信号产生装置、数据恢复装置及其方法。所述信号产生装置包括：奈奎斯特信号产生设备，被配置为基于要发送的用户数据产生奈奎斯特数据信号；合成设备，被配置为基于所述奈奎斯特数据信号和预先存储的OFDM码元训练序列产生合成信号，该合成信号包括至少一个帧，每个帧包括所述OFDM码元训练序列和从所述奈奎斯特数据信号中依序提取的预定长度的数据序列；以及转换设备，被配置为将所述合成信号转换为预定波长的光信号。利用所述装置和方法，能够避免传统奈奎斯特WDM系统中的跳周问题，并且可以与发射机使用的数字调制格式无关地进行数据恢复，从而具有更大的灵活性。

Description

信号产生装置和数据恢复装置及其方法

技术领域

本发明涉及相干光奈奎斯特波分复用（Nyquist-WDM）系统，并且具体涉及一种可以在相干光奈奎斯特WDM系统中使用的信号产生装置、数据恢复装置以及对应的方法。

背景技术

目前，相干光传输系统已成为100G商用系统的标准解决方案。然而，随着各类大带宽数据业务的迅猛发展，传统的50G/100G通道栅格已经不能满足传输系统的需求，因此，提出了基于12.5GHz整数倍的灵活栅格技术。在此背景下，提出了相干光奈奎斯特单载波传输技术以及基于该技术的相干光奈奎斯特WDM系统，与传统单载波传输技术相比，其使用窄带电/光滤波器来压缩信号带宽，以获得更高的频谱效率。

在相干光奈奎斯特WDM系统的接收机中，往往采用基于盲估计的数字信号均衡技术。具体地，接收机主要包括时钟恢复（Clock Recovery）模块、色散补偿（CD compensation）模块、基于横模算法（CMA：Constant ModulusAlgorithm）的解偏振复用模块、载波恢复（Carrier Recovery）模块以及相位噪声恢复（Phase Noise Recovery）模块。由于相干光奈奎斯特WDM系统使用窄带滤波器来压缩信号带宽，因此信号的码间干扰(ISI:Inter-SymbolInterference)变大，使得盲估计的准确性以及解偏振复用模块的性能下降，该性能下降在使用高阶数字调制技术时更为明显。此外，使用盲估计算法会引起90度相位模糊的概率问题，即相位跳周，导致系统出现连续的误码，因此，通常必须配合使用差分编码以避免这一问题。然而，使用差分编码会带来额外的光信号与噪声功率比（OSNR）的代价。此外，在基于盲估计的数字信号均衡技术中，需要根据发射机使用的数字调制格式来调整盲估计算法，因此需要针对每种数字调制格式准备相应的接收机，而不能使用同一个接收机接收所有数字调制格式的奈奎斯特WDM信号。

发明内容

鉴于以上问题，提出了本发明。本发明的一个目的是提供一种能够在相干光奈奎斯特WDM系统中使用的信号产生装置和数据恢复装置以及对应的方法，其能够避免传统奈奎斯特WDM系统中的跳周问题，并且可以与发射机使用的数字调制格式无关地进行数据恢复，从而具有更大的灵活性。

根据本发明的一个方面，提供了一种信号产生装置，包括：奈奎斯特信号产生设备，被配置为基于要发送的用户数据产生奈奎斯特数据信号；合成设备，被配置为基于所述奈奎斯特数据信号和预先存储的OFDM码元训练序列产生合成信号，该合成信号包括至少一个帧，每个帧包括所述OFDM码元训练序列和从所述奈奎斯特数据信号中依序提取的预定长度的数据序列；以及转换设备，被配置为将所述合成信号转换为预定波长的光信号。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于从光信号中恢复用户数据的数据恢复装置，包括：预处理设备，被配置为对所述光信号进行预处理以产生数字信号，该数字信号包括至少一个帧；帧同步设备，被配置为对所述数字信号进行帧同步以确定所述至少一个帧的帧头位置；载波恢复设备，被配置为根据所述帧头位置从所述数字信号中提取OFDM码元训练序列，并且基于所提取的OFDM码元序列对所述数字信号进行载波恢复；信道恢复设备，被配置为基于所提取的OFDM码元训练序列和预先存储的OFDM码元训练序列，对载波恢复后的数字信号进行信道恢复；以及后处理设备，被配置为从信道恢复后的数字信号中恢复用户数据。

根据本发明的另一方面，提供了一种信号产生方法，包括：基于要发送的用户数据产生奈奎斯特数据信号；基于所述奈奎斯特数据信号和预先存储的OFDM码元训练序列产生合成信号，该合成信号包括至少一个帧，每个帧包括所述OFDM码元训练序列和从所述奈奎斯特数据信号中依序提取的预定长度的数据序列；以及将所述合成信号转换为预定波长的光信号。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于从光信号中恢复用户数据的数据恢复方法，包括：对所述光信号进行预处理以产生数字信号，该数字信号包括至少一个帧；对所述数字信号进行帧同步以确定所述至少一个帧的帧头位置；根据所述帧头位置从所述数字信号中提取OFDM码元训练序列，并且基于所提取的OFDM码元序列对所述数字信号进行载波恢复；基于所提取的OFDM码元训练序列和预先存储的OFDM码元训练序列，对载波恢复后的数字信号进行信道恢复；以及从信道恢复后的数字信号中恢复用户数据。

根据本发明的上述方面，在发射机中，可以在发送信号中引入包含OFDM码元训练序列（即，OFDM格式的训练序列）的帧结构，从而有效地避免传统奈奎斯特WDM系统中出现的跳周问题。此外，由于OFDM码元训练序列频谱灵活，并且可以不使用整形滤波器而达到奈奎斯特WDM系统要求的带宽，因此当在接收机中使用该训练序列进行解偏振复用和信道估计时，不会受到整型滤波器畸变的影响。而且，由于基于OFDM码元训练序列进行的信道恢复与发射机使用的数字调制格式无关，因而接收机具有更大的灵活性。

附图说明

通过结合附图对本发明的实施例进行详细描述，本发明的上述和其它目的、特征、优点将会变得更加清楚，其中：

图1示意性地示出了本发明的实施例的原理；

图2示出了根据本发明实施例的相干光奈奎斯特WDM系统的示意图；

图3示意性地示出了根据本发明实施例的信号产生装置的框图；

图4示意性地示出了根据本发明实施例的x偏振码元训练序列和y偏振码元训练序列的结构；

图5示意性地示出了根据本发明实施例的x偏振帧的结构和y偏振帧的结构；

图6示意性地示出了根据本发明实施例的数据恢复装置的框图；

图7示意性地示出了相干光奈奎斯特WDM系统的光传输信道模型；

图8示意性地示出了信道恢复的原理；

图9示出了根据本发明实施例的信号产生方法的流程图；

图10示出了根据本发明实施例的数据恢复方法的流程图。

具体实施方式

下面将参照附图来描述根据本发明的实施例。在附图中，相同的参考标号自始至终表示相同的元件。

首先，参照图1来简要描述本发明的实施例的原理。在发射机中，如图1所示，首先，与传统奈奎斯特WDM系统相同，对于每个信道（波长），利用窄带滤波器对携带要发送的用户数据的原始单载波信号进行滤波以压缩其带宽，从而产生奈奎斯特单载波信号。然后，可以将根据本发明实施例的OFDM格式的码元训练序列（即，OFDM码元训练序列）与该奈奎斯特单载波信号合成，从而产生具有根据本发明实施例的帧格式的合成信号（即，附加了所述OFDM码元训练序列的奈奎斯特单载波信号），该合成信号在经过一系列处理之后被发送给接收机。然后，接收机可以从所接收的信号中提取所述OFDM码元训练序列，并且基于该训练序列进行载波恢复和信道恢复以及进行其他处理，从而恢复在发射机中发送的用户数据。

接下来，参照图2来描述根据本发明实施例的相干光奈奎斯特WDM系统。如图2所示，该相干光奈奎斯特WDM系统可以包括发射机10、光纤链路20和接收机30。

发射机10可以包括多个信号产生装置11（作为示例，示出4个信号产生装置11-1至11-4）和光复用器12。所述多个信号产生装置11的数量与该奈奎斯特WDM系统中使用的光信号的波长的数量相同。也就是说，所述多个信号产生装置11分别对应不同的波长，并且基于要发送的用户数据产生相应波长的光信号。光复用器12对所述多个信号产生装置11产生的多个光信号进行波分复用，并且将所得到的WDM信号经由光纤链路20发送给接收机30。所述波长可以是光通信系统常用的波长，例如在1530nm和1650nm之间的波长，也可以是其他波长。

接收机30可以包括光解复用器31以及多个数据恢复装置32（作为示例，示出4个数据恢复装置32-1至32-4）。光解复用器31将接收机30接收到的WDM信号解复用为多个不同波长的光信号，并且将所述多个光信号分别输出到对应的数据恢复装置32。所述多个数据恢复装置32分别从所接收的相应波长的光信号恢复在发射机中发送的用户数据。

下面，将参照图3来详细描述所述多个信号产生装置11。由于所述多个信号产生装置11除了产生的光信号的波长不同以外，结构和功能相同，因此在这里只描述一个信号产生装置11，该描述同样适用于其他信号产生装置。

如图3所示，信号产生装置11包括奈奎斯特信号产生设备110、存储器111、合成设备112和转换设备113。

奈奎斯特信号产生设备110可以基于输入到信号产生装置11的要发送的用户数据产生奈奎斯特数据信号。在本实施例中，该奈奎斯特数据信号可以包括与信号产生装置11产生的光信号的第一偏振态（例如x偏振）对应的第一分量数据信号（以下称为x偏振数据信号）、以及与该光信号的第二偏振态（例如与x偏振垂直的y偏振）对应的第二分量数据信号（以下称为y偏振数据信号）。x偏振数据信号和y偏振数据信号是复数信号，从而包括I路分量和Q路分量。因此，奈奎斯特信号产生设备110产生的奈奎斯特数据信号实际上可以包括4个子信号，即x偏振数据信号的I路分量和Q路分量、以及y偏振数据信号的I路分量和Q路分量。x偏振数据信号和y偏振数据信号中的每一个可以具有波特率B GHz（B为正有理数），其码元时间T_s为1/B。

奈奎斯特信号产生设备110可以按照本领域公知的方式产生所述奈奎斯特数据信号。例如，如图3所示，奈奎斯特信号产生设备110可以包括前向纠错（FEC）编码器1101、数字调制器1102和数字滤波器1103。FEC编码器1101可以对用户数据进行FEC编码。数字调制器1102可以对FEC编码后的数据信号进行数字调制，例如4-QAM调制、BPSK调制或者其他方式的调制。数字滤波器1103是窄带电滤波器，其可以对数字调制器1102输出的调制信号进行窄带滤波以压缩其带宽，从而产生所述奈奎斯特数据信号。FEC编码器1101、数字调制器1102和数字滤波器1103可以以本领域公知的方式来进行各自的操作，在这里省略其详细描述。应当认识到，图3所示的奈奎斯特信号产生设备110的具体结构是示例性的，根据奈奎斯特WDM系统的实际需要，可以在奈奎斯特信号产生设备110中增加其他处理单元，或者对图3所示的奈奎斯特信号产生设备110中的各个器件进行调整和/或替换。

存储器111可以是任何形式的非易失性存储器，并且用于存储根据本发明实施例的OFDM码元训练序列，以供合成设备112使用。所述OFDM码元训练序列可以从信号产生设备11外部接收并存储在存储器111中，也可以由设置在信号产生设备11中的训练序列产生器（未示出）产生并且存储在存储器111中。在本实施例中，所述OFDM码元训练序列可以包括与x偏振对应的第一OFDM码元训练序列（以下称为x偏振OFDM码元训练序列）和与y偏振对应的第二OFDM码元训练序列（以下称为y偏振OFDM码元训练序列）。

下面，将描述产生根据本发明实施例的OFDM码元训练序列的示例性方法。

具体地，首先可以产生一组长度（即，码元数量）为2ⁿ的4-QAM调制格式的复数信号TS_f(f)，其中，f是正整数且1≤f≤2ⁿ，并且对于每个f，TS_f(f)可以取数组[1+i，1-i，-1+i，-1-i]中的任意值。然后，可以通过长度为2ⁿ的快速反傅里叶变换器（IDFT），将这组复数信号TS_f(f)转换成时域信号TS_t(t)。接下来，可以使用该时域信号TS_t(t)，如下式1所示产生与x偏振对应的子训练序列（以下称为x偏振子训练序列）TS_tx(m)和与y偏振对应的子训练序列（以下称为y偏振子训练序列）TS_ty(m)，其中，m为正整数且1≤m≤2ⁿ⁺¹：

$\mathrm{TS}\_\mathrm{tx}\left(m\right)=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{TS}\_t\left(m\right)& m<2^n\\ -\mathrm{TS}\_t(m-2^n)& m>2^n\end{array}\right.$     式1

$\mathrm{TS}\_\mathrm{ty}\left(m\right)=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{TS}\_t\left(m\right)& m<2^n\\ \mathrm{TS}\_t(m-2^n)& m>2^n\end{array}\right.$

最后，可以将x偏振子训练序列TS_tx复制M/2次，并且将这M/2个x偏振子训练序列TS_tx级联，从而产生x偏振训练序列，其长度L_T为M·2ⁿ，其中M为能被4整除的正数。此外，可以将y偏振子训练序列TS_ty复制M/2次，并且将这M/2个y偏振子训练序列TS_ty级联，从而产生y偏振训练序列，其长度与x偏振训练序列相等，为M·2ⁿ。图4示意性地示出了x偏振训练序列和y偏振训练序列的结构。

应当认识到，上文描述的OFDM码元训练序列的产生方法是示例性的，而不是限制性的，根据系统的实际情况，也可以对上述方法进行各种调整或者采用其他的产生方法。例如，尽管在上文中提到产生4-QAM调制格式的复数信号TS_f(f)，但是代替4-QAM，也可以产生其他调制格式（例如BPSK等）的复数信号，相应地，该复数信号的取值也可以根据所使用的调制格式变化。

返回图3，合成设备112可以基于所述奈奎斯特数据信号和预先存储在存储器111中的OFDM码元训练序列产生合成信号，该合成信号包括至少一个帧，每个帧包括所述OFDM码元训练序列和从所述奈奎斯特数据信号中依序提取的预定长度的数据序列。

具体地，在本发明的实施例中，引入了专门的帧以用于所述合成信号。所述帧可以分为包括x偏振对应的第一类型的帧（以下称为x偏振帧）和与y偏振对应的第二类型的帧（以下称为y偏振帧），这两种帧具有不同的结构。图5示意性地示出了这两种帧的结构。如图5所示，x偏振帧包括所述长度为L_T的x偏振训练序列、以及从x偏振数据信号提取的长度为L_S的数据序列，y偏振帧包括所述长度为L_T的y偏振训练序列、以及从y偏振数据信号提取的长度为L_S的数据序列。因此，每个帧的长度为N=L_T+L_S，其对应N·T_s的帧长时间。在本实施例中，所述训练序列可以位于帧的前部，所述数据序列可以位于帧的后部。在其他实施例中，所述训练序列可以位于帧的后部，所述数据序列可以位于帧的前部。

当产生所述合成信号时，对于该合成信号的每个帧，合成设备112可以选择预先存储的OFDM码元训练序列作为前L_T个码元，并且从奈奎斯特信号产生设备110输出的数据信号中依序提取L_S个数据码元作为后L_S个码元，从而实现OFDM码元训练序列与数据信号的合成。因此，可以使用选择器来实现所述合成设备112。

具体地，所述合成信号可以包括与x偏振对应的第一合成信号（以下称为x偏振合成信号）和与y偏振对应的第二合成信号（以下称为y偏振合成信号）。相应地，对于x偏振合成信号中的每个x偏振帧，合成设备112可以选择预先存储的x偏振训练序列作为前L_T个码元，并且从所述x偏振数据信号中依序提取L_S个数据码元作为后L_S个码元。对于y偏振合成信号中的每个y偏振帧，合成设备112可以选择预先存储的y偏振训练序列作为前L_T个码元，并且从所述y偏振数据信号中依序提取L_S个数据码元作为后L_S个码元。

转换设备113可以将合成设备112输出的合成信号转换为预定波长的光信号。所述预定波长是与信号产生装置11对应的波长，例如在1530nm和1650nm之间的波长或者其他波长。具体地，如图3所示，转换设备113可以包括4个数模转换器1131-1至1131-4、激光器1132和双偏振I/Q调制器1133。所述4个数模转换器分别将合成设备112输出的x偏振合成信号的I路分量和Q路分量以及y偏振合成信号的I路分量和Q路分量转换为模拟信号，并且将它们输出到双偏振I/Q调制器1133。激光器1132产生所述预定波长的光载波（激光），并且将其输出到双偏振I/Q调制器1133。双偏振I/Q调制器1133分别利用数模转换器输出的4个模拟信号调制该光载波，从而将其转换为预定波长的光信号。应当认识到，图3所示的转换设备113的具体结构是示例性的，根据奈奎斯特WDM系统的实际需要，可以在转换设备113中增加其他处理单元，或者对图3所示的转换设备113中的各个器件进行调整和/或替换。

这样，通过根据本发明实施例的信号产生装置，可以将用户数据转换为预定波长的光信号。该光信号可以与发射机中的其他信号产生装置产生的光信号被复用为WDM信号以发送给接收机30。

如上文所述，接收机30中的光解复用器31将接收机30接收到的WDM信号解复用为多个不同波长的光信号，并且将每个光信号输出到对应的数据恢复装置32，以便从该光信号恢复发射机发送的用户数据。

下面，将参照图6来描述根据本发明实施例的接收机30中的数据恢复装置32。由于各个数据恢复装置32除了处理的光信号的波长不同以外，结构和功能相同，因此在这里只描述一个数据恢复装置32，该描述同样适用于其他数据恢复装置。

如图6所示，数据恢复装置32可以包括预处理设备321、帧同步设备322、载波恢复设备323、信道恢复设备324和后处理设备325。

预处理设备321可以对从光解复用器31接收的光信号进行预处理，以产生数字信号，该数字信号可以包括至少一个帧。具体地，该数字信号可以包括与x偏振对应的第一分量数字信号（以下称为x偏振数字信号）和与y偏振对应的第二分量数字信号（以下称为y偏振数字信号）。所述第一和第二分量数字信号是复数信号，并且分别包括I路分量和Q路分量。在这里，为了便于描述，将x偏振数字信号及其I路分量和Q路分量分别表示为R_x、R_xI和R_xQ，并且将y偏振数字信号及其I路分量和Q路分量分别表示为R_y、R_yI和R_yQ。

具体地，如图6所示，预处理设备321可以包括激光器3211、相干光接收机3212、4个模数转换器（ADC）3213-1至3213-4、色散补偿单元3214和时钟恢复单元3215。激光器3211用于产生与所接收的光信号相同波长的本地光载波（激光），并且将其提供给相干光接收机3212。相干光接收机3212是双偏振相干光接收机，其可以将所述光信号转换为电信号，并且利用所述本地光载波将该电信号解调为与x偏振对应的第一电信号（以下称为x偏振电信号）和与y偏振对应的第二电信号（以下称为y偏振电信号），每个电信号可以包括I路分量和Q路分量。4个ADC3213-1至3213-4可以将x偏振电信号的I路分量和Q路分量以及y偏振电信号的I路分量和Q路分量分别转换为数字信号，并且将其提供给色散补偿单元3214。色散补偿单元3214可以对这4个数字信号进行色散补偿。然后，时钟恢复单元3215可以分别对进行了色散补偿的4个数字信号进行时钟恢复，并且输出由此获得的x偏振数字信号R_x和y偏振数字信号R_y。相干光接收机3212、ADC3213-1至3213-4、色散补偿单元3214和时钟恢复单元3215可以分别按照本领域公知的方式进行上述操作，在这里省略其详细描述。应当认识到，图6所示的预处理设备321是示例性的，根据奈奎斯特WDM系统的实际需要，也可以在该预处理设备321中增加其他的处理单元，或者对图6所示的预处理设备321中的各个器件进行调整和/或替换。

帧同步设备322可以对预处理设备321输出的数字信号进行帧同步，以确定该数字信号包含的至少一个帧中的每个帧的帧头位置。

在本实施例中，由于在WDM信号传输过程中将引入光噪声，导致在确定帧头位置时不可避免地出现误差，因此如果使用x偏振数字信号R_x和y偏振数字信号R_y二者来分别确定帧头位置，会出现所确定的两个帧头位置不同的情况，从而影响后续处理。为了避免这种情况，可以使用x偏振数字信号R_x和y偏振数字信号R_y之一来确定帧头位置，然后以此帧头位置作为x偏振数字信号R_x和y偏振数字信号R_y二者的帧头位置。

具体地，可以使用x偏振数字信号R_x和y偏振数字信号R_y中的一个数字信号的自相关值来确定这个数字信号的帧的帧头位置。例如，在使用x偏振数字信号R_x来确定帧头位置的情况下，由于帧的长度N和帧中OFDM码元训练序列的长度L_T是已知的，因此，对于x偏振数字信号中的任意N个连续的码元，可以计算下式2表示的P_x(n₁)：

$P\_x\left(n_1\right)=\frac{|\underset{i=0}{\overset{i=L\_T/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}R\_x(n_1+i)R\_x^{*}(n_1+L\_T/2+i)|}{\underset{i=0}{\overset{i=L\_T/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}|R\_x(n_1+i)|}$       式2

其中，n₁是这N个码元中的每个码元的序号，且1≤n₁≤N，“*”表示复数的共轭。然后，找出使P_x(n₁)最大的n₁，并且将该n₁指示的码元作为帧头位置。类似地，在使用y偏振数字信号R_y来确定帧头位置的情况下，对于y偏振数字信号中的任意N个连续的码元，可以计算下式3表示的P_y(n₁)：

$P\_y\left(n_1\right)=\frac{|\underset{i=0}{\overset{i=L\_T/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}R\_x(n_1+i)R\_x^{*}(n_1+L\_T/2+i)|}{\underset{i=0}{\overset{i=L\_T/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}|R\_x(n_1+i)|}$       式3

然后，可以找出使P_y(n₁)最大的n₁，并且将该n₁指示的码元作为帧头位置。

继续参照图6，载波恢复设备323可以根据帧同步设备333确定的帧头位置，从预处理设备321输出的数字信号（包括R_x和R_y）中提取OFDM码元训练序列，并且基于所提取的OFDM码元序列对该数字信号进行载波恢复。载波恢复设备323可以包括频率偏移估计单元3231和载波恢复单元3232。

频率偏移估计单元3231用于估计从预处理设备321输出的数字信号相对于发射机10发射的信号的频率偏移。

具体地，在确定帧头位置之后，频率偏移估计单元3231可以通过将从该帧头位置起的连续N个码元确定为一个帧，来确定x偏振数字信号R_x和y偏振数字信号R_y中的每个帧。由于每个帧包含的OFDM码元训练序列和所述数据序列的相对位置以及它们各自的长度（L_T=M·2ⁿ和L_S=N-L_T）是已知的，因此，频率偏移估计单元3231可以从所述数字信号的帧中提取L_T个码元作为OFDM码元训练序列。例如，频率偏移估计单元3231可以在x偏振数字信号R_x中从帧头位置起提取L_T个码元作为x偏振训练序列（以下表示为TS_rx），并且在y偏振数字信号R_y中从帧头位置起提取L_T个码元作为y偏振训练序列（以下表示为TS_ry）。可以将x偏振训练序列TS_rx和y偏振训练序列TS_ry分别均等地分为M个子训练序列，每个子序列的长度L_ts为2ⁿ。

然后，频率偏移估计单元3231可以使用所提取的OFDM码元训练序列来估计频率偏移。在本实施例中，可以使用x偏振训练序列TS_rx和y偏振训练序列TS_ry之一来估计频率偏移。在使用x偏振训练序列TS_rx的情况下，频率偏移估计单元3231可以利用x偏振训练序列TS_rx的自相关值来估计频率偏移。例如，可以利用下式4来估计频率偏移（表示为）：

${\hat{f}}_{\mathrm{off}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\tan }^{-1}\left\{\frac{\underset{l=1}{\overset{L\_\mathrm{ts}}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=2}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{Im}(\mathrm{TS}\_\mathrm{rx}(l+L\_\mathrm{ts}/\left(M(k-1)\right))\mathrm{TS}\_{\mathrm{rx}}^{*}(l+L\_\mathrm{ts}/(M\&CenterDot;k)))}{\underset{l=1}{\overset{L\_\mathrm{ts}}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=2}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{Re}(\mathrm{TS}\_\mathrm{rx}(l+L\_\mathrm{ts}/\left(M(k-1)\right))\mathrm{TS}\_{\mathrm{rx}}^{*}(l+L\_\mathrm{ts}/(M\&CenterDot;k)))}\right\}$    式4

如上所述，L_ts是每个子训练序列的长度，M是子训练序列的数量。在使用y偏振训练序列TS_ry的情况下，频率偏移估计单元3231可以利用y偏振训练序列TS_ry的自相关值来估计频率偏移。例如，可以利用下式5来估计频率偏移

${\hat{f}}_{\mathrm{off}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\tan }^{-1}\left\{\frac{\underset{l=1}{\overset{L\_\mathrm{ts}}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=2}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{Im}(\mathrm{TS}\_\mathrm{ry}(l+L\_\mathrm{ts}/\left(M(k-1)\right))\mathrm{TS}\_{\mathrm{ry}}^{*}(l+L\_\mathrm{ts}/(M\&CenterDot;k)))}{\underset{l=1}{\overset{L\_\mathrm{ts}}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=2}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{Re}(\mathrm{TS}\_\mathrm{ry}(l+L\_\mathrm{ts}/\left(M(k-1)\right))\mathrm{TS}\_{\mathrm{ry}}^{*}(l+L\_\mathrm{ts}/(M\&CenterDot;k)))}\right\}$    式5

在上式4和5中，为了避免由于帧同步不够准确导致数据信号进入帧头，从而影响频率偏移估计的精度，分别丢弃了x偏振训练序列TS_rx以及y偏振训练序列TS_ry中的第一个子训练序列和最后一个子训练序列。

载波恢复单元3232可以利用所述频率偏移来进行载波恢复。具体地，可以产生一组正弦信号dc_sin(j)和一组余弦信号dc_cos(j)，其中j为正整数且1≤j≤N。例如，所述正弦信号dc_sin(j)和余弦信号dc_cos(j)可以如下式6所示：

$\mathrm{dc}\_\sin \left(j\right)=\sin (2\mathrm{\&pi;j}\&CenterDot;{\hat{f}}_{\mathrm{off}})$

$\mathrm{dc}\_\cos \left(j\right)=\cos (2\mathrm{\&pi;j}\&CenterDot;{\hat{f}}_{\mathrm{off}})$      式6

然后，载波恢复单元3232可以将所述正弦信号和余弦信号分别与x偏振数字信号R_x和y偏振数字信号R_y进行复数乘法运算，如下式7所示，从而进行频率偏移校正，即载波恢复，由此获得载波恢复后的数字信号）R_x’和R_y’：

R_x'(j)=R_x(j)·(dc_cos(j)+i·dc_sin(j))

R_y'(j)=R_y(j)·(dc_cos(j)+i·dc_sin(j))      式7

继续参照图6，载波恢复设备323将载波恢复后的数字信号R_x’和R_y’提供给信道恢复设备324。

信道恢复设备324可以基于频偏估计单元3231提取的OFDM码元训练序列TS_rx和TS_ry以及预先存储的OFDM码元训练序列，对所述载波恢复之后的数字信号R_x’和R_y’进行信道恢复。该预先存储的OFDM码元训练序列可以存储在存储器（未示出）中，并且与在发射机10中使用的OFDM码元训练序列相同，在这里将其表示为TS_tx和TS_ty，并且省略对其的描述。如图6所示，信道恢复设备324可以包括信道估计单元3241和信道恢复单元3242。信道估计单元3241可以基于OFDM码元训练序列TS_rx和TS_ry以及预先存储的OFDM码元训练序列TS_tx和TS_ty确定发射机与接收机之间的信道的信道传输矩阵。然后，信道恢复单元3242可以基于该信道传输矩阵来进行信道恢复。

具体地，如图7所示，接收机接收的信号x偏振复数信号和y偏振复数信号Rx和Ry（接收信号）与发射机发送的x偏振复数信号和y偏振复数信号信号Tx和Ty（发送信号）在频域的关系可以表示为：

$\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Hxx}& \mathrm{Hyx}\\ \mathrm{Hxy}& \mathrm{Hyy}\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}\mathrm{Tx}\\ \mathrm{Ty}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Rx}\\ \mathrm{Ry}\end{array}\right]$    式8

其中， $\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Hxx}& \mathrm{Hyx}\\ \mathrm{Hxy}& \mathrm{Hyy}\end{array}\right]$ 是所述信道传输矩阵。为了求出该信道传输矩阵，需要使用两组发送信号与接收信号。在本实施例中，可以使用提取的OFDM码元训练序列TS_rx和TS_ry来充当接收信号，可以使用预先存储的OFDM码元训练序列TS_tx和TS_ty充当发送信号。具体地，可以将提取的OFDM码元训练序列TS_rx和TS_ry分别均等地分成M个长度为2ⁿ的子训练序列TS_rx_t(i)和TS_ry_t(i)，其中i为正整数且1≤i≤M，然后使用长度为2ⁿ的快速傅立叶变换器将各个子训练序列分别转换至频域子训练序列TS_rx_f(i)与TS_ry_f(i)。此外，如上文所述，预先存储的OFDM码元训练序列TS_tx可以均等地分为M/2组子训练序列，每组子训练序列包括TS_t和-TS_t，预先存储的OFDM码元训练序列TS_ty可以均等地分为M/2组子训练序列，每组子训练序列包括TS_t和TS_t，并且每个子训练序列的长度为2ⁿ。可以使用长度为2ⁿ的快速傅立叶变换器将各个子训练序列分别转换至频域子训练序列TS_f和-TS_f。然后，可以利用 $\left[\begin{array}{cc}\mathrm{TS}\_f& -\mathrm{TS}\_f\\ \mathrm{TS}\_f& \mathrm{TS}\_f\end{array}\right]$ 进行M/2次信道估计的运算。对于每次信道估计的运算，可以求解下式9：

$\left[\begin{array}{cccc}\mathrm{Hxx}\left(h\right)& \mathrm{Hyx}\left(h\right)& 0& 0\\ \mathrm{Hxy}\left(h\right)& \mathrm{Hyy}\left(h\right)& 0& 0\\ 0& 0& \mathrm{Hxx}\left(h\right)& \mathrm{Hyx}\left(h\right)\\ 0& 0& \mathrm{Hxy}\left(h\right)& \mathrm{Hyy}\left(h\right)\end{array}\right]\&CenterDot;\left[\begin{array}{c}\mathrm{TS}\_f\\ \mathrm{TS}\_f\\ -\mathrm{TS}\_f\\ \mathrm{TS}\_f\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\mathrm{TS}\_\mathrm{rx}\_f(2h-1)\\ \mathrm{TS}\_\mathrm{ry}\_f(2h-1)\\ \mathrm{TS}\_\mathrm{rx}\_f\left(2h\right)\\ \mathrm{TS}\_\mathrm{ry}\_f\left(2h\right)\end{array}\right]$    式9

从而获得Hxx(h)、Hyx(h)、Hxy(h)以及Hyy(h)，其中，h为正整数且1≤h≤M/2。然后，可以使用所述M/2次运算获得的Hxx(h)、Hyx(h)、Hxy(h)以及Hyy(h)的平均值作为最后获得的信道传输矩阵，如下式10所示：

$\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Hxx}& \mathrm{Hyx}\\ \mathrm{Hxy}& \mathrm{Hyy}\end{array}\right]=\frac{2}{M}\left[\begin{array}{cc}\underset{h=1}{\overset{M/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{Hxx}\left(h\right)& \underset{h=1}{\overset{M/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{Hyx}\left(h\right)\\ \underset{h=1}{\overset{M/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{Hxy}\left(h\right);& \underset{h=1}{\overset{M/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{Hyy}\left(h\right)\end{array}\right]$    式10

信道恢复单元3242可以利用该信道传输矩阵来进行信道恢复。具体地，首先，信道恢复单元3242可以计算该信道传输矩阵的逆矩阵，如式11所示：

$\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{Hxx}}^{\&prime;}& {\mathrm{Hyx}}^{\&prime;}\\ {\mathrm{Hxy}}^{\&prime;}& {\mathrm{Hyy}}^{\&prime;}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Hxx}& \mathrm{Hyx}\\ \mathrm{Hxy}& \mathrm{Hyy}\end{array}\right]}^{-1}$    式11

由于发射机发送的单载波调制信号是类周期性信号，需要在时域上进行信道恢复，因此，信道恢复单元3242可以将上述逆矩阵（频域）进行IFFT变换，以将其变换为时域的信道冲激响应，如下式12所示：

$\left[\begin{array}{cc}\mathrm{hxx}& \mathrm{hyx}\\ \mathrm{hxy}& \mathrm{hyy}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{ifft}\left({\mathrm{Hxx}}^{\&prime;}\right)& \mathrm{ifft}\left({\mathrm{Hyx}}^{\&prime;}\right)\\ \mathrm{ifft}\left({\mathrm{Hxy}}^{\&prime;}\right)& \mathrm{ifft}\left({\mathrm{Hyy}}^{\&prime;}\right)\end{array}\right]$    式12

然后，信道恢复单元3242可以使用该信道冲激响应作为长度为2ⁿ的有限冲激响应滤波器（FIR）的系数来进行信道恢复。图8示意性地示出了该信道恢复的原理。具体地，对于载波恢复后的信号R_x’和R_y’，可以利用下式13计算信道恢复之后的信号R_x’’和R_y’’：

R_x’’=hxx*R_x’+hyx*R_y’

R_y’’=hxy*R_x’+hyy*R_y’  式13

其中，“*”表示卷积。

返回图6，信道恢复设备324将信道恢复后的数字信号R_x’’和R_y’’输出到后处理设备325。后处理设备325从该信道恢复后的数字信号中恢复在发射机中发送的用户数据。具体地，后处理设备325可以包括相位恢复单元3251和FEC解码单元3252。相位恢复单元3251可以对信道恢复后的数字信号进行相位恢复。FEC解码单元3252可以对相位恢复后的数字信号进行FEC解码，从而恢复在发射机中发送的用户数据。相位恢复单元3251和FEC解码单元3252可以按照本领域公知的方式进行相位恢复和FEC解码，在这里省略其描述。

可以看到，在本发明的实施例中，通过在所发送的信号中引入包含OFDM码元训练序列的帧结构，可以有效地避免传统奈奎斯特WDM系统中出现的跳周问题。此外，由于OFDM码元训练序列频谱灵活，并且可以不使用整形滤波器就达到奈奎斯特WDM系统要求的带宽，因此当在接收端使用该训练序列进行解偏振复用和信道估计时，可以不受整型滤波器畸变的影响。而且，由于基于OFDM码元训练序列的信号恢复与发射机使用的数字调制格式无关，因而接收机的灵活性更高。

下面，参照图9来描述根据本发明实施例的信号产生方法。该方法可以由上述信号产生装置执行。由于该方法的具体细节与在上文中针对信号产生装置描述的细节相同，因此在这里只对所述方法进行简要的描述，而省略对相同细节的描述。

如图9所示，在步骤S901中，基于要发送的用户数据产生奈奎斯特数据信号。在本实施例中，该奈奎斯特数据信号可以上述x偏振数据信号以及y偏振数据信号。x偏振数据信号和y偏振数据信号是复数信号，从而包括I路分量和Q路分量。因此，所产生的奈奎斯特数据信号实际上可以包括4个子信号，即x偏振数据信号的I路分量和Q路分量、以及y偏振数据信号的I路分量和Q路分量。在这里，如上文所述，可以按照本领域公知的方式产生所述奈奎斯特数据信号，因此省略其详细描述。

接下来，在步骤S902中，可以基于所述奈奎斯特数据信号和预先存储的OFDM码元训练序列产生合成信号，该合成信号包括至少一个帧，每个帧包括所述OFDM码元训练序列和从所述奈奎斯特数据信号中依序提取的预定长度的数据序列。

所述预先存储的OFDM码元训练序列可以包括长度为L_T的x偏振训练序列和长度为L_T的y偏振训练序列，它们与在上文中针对图3描述的训练序列相同，在这里不再赘述。此外，如上文所述，在本发明的实施例中，引入了专门的帧以用于所述合成信号。所述帧可以分为包括x偏振帧和y偏振帧，这两种帧具有不同的结构，如图5所示。具体地，x偏振帧包括长度为L_T的x偏振训练序列以及从x偏振数据信号提取的长度为L_S的数据序列，y偏振帧包括所述长度为L_T的y偏振训练序列以及从y偏振数据信号提取的长度为L_S的数据序列。因此，每个帧的长度为N=L_T+L_S。在本实施例中，所述训练序列可以位于帧的前部，所述数据序列可以位于帧的后部。在其他实施例中，所述训练序列可以位于帧的后部，所述数据序列可以位于帧的前部。

当产生所述合成信号时，对于该合成信号的每个帧，可以选择预先存储的OFDM码元训练序列作为前L_T个码元，并且从步骤S901产生的数据信号中依序提取L_S个数据码元作为后L_S个码元，从而实现OFDM码元训练序列与数据信号的合成。具体地，所述合成信号可以包括x偏振合成信号和y偏振合成信号。对于x偏振合成信号中的每个x偏振帧，可以选择预先存储的x偏振训练序列作为前L_T个码元，并且从所述x偏振数据信号中依序提取L_S个数据码元作为后L_S个码元。对于y偏振合成信号中的每个y偏振帧，可以选择预先存储的y偏振训练序列作为前L_T个码元，并且从所述y偏振数据信号中依序提取L_S个数据码元作为后L_S个码元。

然后，在步骤S903中，可以将所述合成信号转换为预定波长的光信号。所述预定波长是例如在1530nm和1650nm之间的波长或者其他波长。可以按照在上文中针对图3描述的方式来进行这一转换，在这里不再赘述。

这样，通过根据本发明实施例的信号产生方法，可以将要发送的用户数据转换为预定波长的光信号。该光信号可以与按照相同方式产生的其他不同波长的光信号一起被复用为WDM信号，并且发送给接收端。

在接收端，可以将所述WDM信号解复用为多个不同波长的光信号，然后从该每个光信号恢复所发送的对应用户数据。

下面，将参照图10来描述根据本发明实施例的数据恢复方法。该方法可以由上述数据恢复装置执行。由于该方法的具体细节与在上文中针对数据恢复装置描述的细节相同，因此在这里只对所述方法进行简要的描述，而省略对相同细节的描述。

如图10所示，在步骤S1001中，可以对光信号进行预处理，以产生数字信号，该数字信号可以包括至少一个帧。具体地，该数字信号可以包括上述x偏振数字信号R_x和y偏振数字信号R_y，它们是复数信号，并且分别包括I路分量和Q路分量。在这里，可以按照在上文中针对预处理设备321描述的方法来进行所述预处理，在这里不再赘述。

在步骤S1002中，可以对在步骤S1001中产生的数字信号进行帧同步，以确定该数字信号包含的至少一个帧中的每个帧的帧头位置。如上文所述，可以使用x偏振数字信号R_x和y偏振数字信号R_y之一来确定帧头位置，然后以此帧头位置作为x偏振数字信号R_x和y偏振数字信号R_y二者的帧头位置。具体地，可以使用x偏振数字信号R_x和y偏振数字信号R_y中的一个数字信号的自相关值来确定这个数字信号的帧的帧头位置。例如，可以按照上文所述的方式，使用上式2或3来确定所述帧头位置。

然后，在步骤S1003中，可以根据所确定的帧头位置，从在步骤S1001中产生的数字信号（包括R_x和R_y）中提取OFDM码元训练序列，并且基于所提取的OFDM码元序列对该数字信号进行载波恢复。

具体地，在确定帧头位置之后，频率偏移估计单元3231可以通过将从该帧头位置起的连续N个码元确定为一个帧，来确定x偏振数字信号R_x和y偏振数字信号R_y中的每个帧。然后，可以从所述帧中提取L_T个码元作为OFDM码元训练序列。例如，可以在x偏振数字信号R_x中从帧头位置起提取L_T个码元作为x偏振训练序列（以下表示为TS_rx），并且在y偏振数字信号R_y中从帧头位置起提取L_T个码元作为y偏振训练序列（以下表示为TS_ry）。可以将x偏振训练序列TS_rx和y偏振训练序列TS_ry分别均等地分为M个子训练序列，每个子序列的长度L_ts为2ⁿ。

然后，可以使用所提取的OFDM码元训练序列来估计频率偏移。在本实施例中，可以使用x偏振训练序列TS_rx和y偏振训练序列TS_ry之一来估计频率偏移。在使用x偏振训练序列TS_rx的情况下，可以利用x偏振训练序列TS_rx的自相关值，例如通过上式4来估计频率偏移。在使用y偏振训练序列TS_ry的情况下，频率偏移估计单元3231可以利用y偏振训练序列TS_ry的自相关值，例如通过上式5来估计频率偏移。

然后，可以按照在上文中描述的方式，利用所述频率偏移来进行载波恢复，从而获得载波恢复后的数字信号）R_x’和R_y’，如上式7所示。

接下来，在步骤S1004中，可以基于在步骤S1003提取的OFDM码元训练序列TS_rx和TS_ry以及预先存储的OFDM码元训练序列，对所述载波恢复之后的数字信号R_x’和R_y’进行信道恢复。该预先存储的OFDM码元训练序列与在发送端中使用的OFDM码元训练序列相同，在这里将其表示为TS_tx和TS_ty，并且省略对其的描述。

具体地，可以基于OFDM码元训练序列TS_rx和TS_ry以及预先存储的OFDM码元训练序列TS_tx和TS_ty确定发射机与接收机之间的信道的信道传输矩阵，然后基于该信道传输矩阵来进行信道恢复。可以按照在上文中针对信道恢复设备描述的方法来确定所述信道传播矩阵和进行信道恢复，从而获得信道恢复后的信号R_x’’和R_y’’，在这里不再赘述。

接下来，在步骤S1005中，可以从该信道恢复后的数字信号中恢复在发射机中发送的用户数据。可以按照在上文中针对后处理设备描述的方法来恢复在发射机中发送的用户数据，在这里不再赘述。

利用根据本发明实施例的上述方法，通过引入包含OFDM码元训练序列的帧结构，可以有效地避免传统奈奎斯特WDM系统中出现的跳周问题。此外，由于OFDM码元训练序列频谱灵活，并且可以不使用整形滤波器就达到奈奎斯特WDM系统要求的带宽，因此当在接收端使用该训练序列进行解偏振复用和信道估计时，可以不受整型滤波器畸变的影响。而且，由于基于OFDM码元训练序列的信号恢复与发送端使用的数字调制格式无关，因而接收端的灵活性更高。

尽管已经示出和描述了本发明的示例实施例，本领域技术人员应当理解，在不背离权利要求及其等价物中限定的本发明的范围和精神的情况下，可以对这些示例实施例做出各种形式和细节上的变化。

Claims (18)

1.一种信号产生装置，包括：

奈奎斯特信号产生设备，被配置为基于要发送的用户数据产生奈奎斯特数据信号；

合成设备，被配置为基于所述奈奎斯特数据信号和预先存储的OFDM码元训练序列产生合成信号，该合成信号包括至少一个帧，每个帧包括所述OFDM码元训练序列和从所述奈奎斯特数据信号中依序提取的预定长度的数据序列；以及

转换设备，被配置为将所述合成信号转换为预定波长的光信号。

2.如权利要求1所述的信号产生装置，其中，该奈奎斯特数据信号包括分别与光信号的第一偏振态和第二偏振态对应的第一分量数据信号和第二分量数据信号，所述OFDM码元训练序列包括与所述第一偏振态对应的第一OFDM码元训练序列和与所述第二偏振态对应的第二OFDM码元训练序列，并且所述合成信号包括第一合成信号和第二合成信号，第一合成信号包括至少一个帧，每个帧包括所述第一OFDM码元训练序列和从所述第一分量数据信号中依序提取的预定长度的数据序列，第二合成信号包括至少一个帧，每个帧包括所述第二OFDM码元训练序列和从所述第二分量数据信号中依序提取的预定长度的数据序列。

3.一种用于从光信号中恢复用户数据的数据恢复装置，包括：

预处理设备，被配置为对所述光信号进行预处理以产生数字信号，该数字信号包括至少一个帧；

帧同步设备，被配置为对所述数字信号进行帧同步以确定所述至少一个帧的帧头位置；

载波恢复设备，被配置为根据所述帧头位置从所述数字信号中提取OFDM码元训练序列，并且基于所提取的OFDM码元序列对所述数字信号进行载波恢复；

信道恢复设备，被配置为基于所提取的OFDM码元训练序列和预先存储的OFDM码元训练序列，对载波恢复后的数字信号进行信道恢复；以及

后处理设备，被配置为从信道恢复后的数字信号中恢复用户数据。

4.如权利要求3所述的数据恢复装置，其中，所述数字信号包括分别与光信号的第一偏振态和第二偏振态对应的第一分量数字信号和第二分量数字信号，所述第一分量数字信号和第二分量数字信号中的每一个包含至少一个帧。

5.如权利要求4所述的数据恢复装置，其中，所述帧同步设备对所述第一分量数字信号和所述第二分量数字信号中的一个分量数字信号进行帧同步以确定该分量数字信号中的至少一个帧的帧头位置，作为所述第一分量数字信号和所述第二分量数字信号二者中的所述至少一个帧的帧头位置。

6.如权利要求5所述的数据恢复装置，其中，所述帧同步设备根据所述一个分量数字信号的自相关值来确定该分量数字信号中的至少一个帧的帧头位置。

7.如权利要求4所述的数据恢复装置，其中，所述载波恢复设备根据所述帧头位置从所述第一分量数字信号和所述第二分量数字信号中的一个分量数字信号提取所述OFDM码元训练序列，并且基于所提取的OFDM码元序列对所述第一分量数字信号和所述第二分量数字信号二者进行载波恢复。

8.如权利要求7所述的数据恢复装置，其中，所述载波恢复设备利用所提取的OFDM码元序列的自相关值来确定所述一个分量数字信号的频率偏移，并且基于该频率偏移对所述第一分量数字信号和所述第二分量数字信号二者进行载波恢复。

9.如权利要求4所述的数据恢复装置，其中，所述信道恢复设备使用所提取的OFDM码元训练序列和预先存储的OFDM码元训练序列计算信道传播矩阵，并且基于该信道传播矩阵对载波恢复后的数字信号进行信道恢复。

10.一种信号产生方法，包括：

基于要发送的用户数据产生奈奎斯特数据信号；

基于所述奈奎斯特数据信号和预先存储的OFDM码元训练序列产生合成信号，该合成信号包括至少一个帧，每个帧包括所述OFDM码元训练序列和从所述奈奎斯特数据信号中依序提取的预定长度的数据序列；以及

将所述合成信号转换为预定波长的光信号。

11.如权利要求10所述的信号产生方法，其中，该奈奎斯特数据信号包括分别与光信号的第一偏振态和第二偏振态对应的第一分量数据信号和第二分量数据信号，所述OFDM码元训练序列包括与所述第一偏振态对应的第一OFDM码元训练序列和与所述第二偏振态对应的第二OFDM码元训练序列，并且所述合成信号包括第一合成信号和第二合成信号，第一合成信号包括至少一个帧，每个帧包括所述第一OFDM码元训练序列和从所述第一分量数据信号中依序提取的预定长度的数据序列，第二合成信号包括至少一个帧，每个帧包括所述第二OFDM码元训练序列和从所述第二分量数据信号中依序提取的预定长度的数据序列。

12.一种用于从光信号中恢复用户数据的数据恢复方法，包括：

对所述光信号进行预处理以产生数字信号，该数字信号包括至少一个帧；

对所述数字信号进行帧同步以确定所述至少一个帧的帧头位置；

根据所述帧头位置从所述数字信号中提取OFDM码元训练序列，并且基于所提取的OFDM码元序列对所述数字信号进行载波恢复；

基于所提取的OFDM码元训练序列和预先存储的OFDM码元训练序列，对载波恢复后的数字信号进行信道恢复；以及

从信道恢复后的数字信号中恢复用户数据。

13.如权利要求12所述的数据恢复方法，其中，所述数字信号包括分别与光信号的第一偏振态和第二偏振态对应的第一分量数字信号和第二分量数字信号，所述第一分量数字信号和第二分量数字信号中的每一个包含至少一个帧。

14.如权利要求13所述的数据恢复方法，其中，对所述数字信号进行帧同步以确定所述至少一个帧的帧头位置包括：

对所述第一分量数字信号和所述第二分量数字信号中的一个分量数字信号进行帧同步以确定该分量数字信号中的至少一个帧的帧头位置，作为所述第一分量数字信号和所述第二分量数字信号二者中的所述至少一个帧的帧头位置。

15.如权利要求14所述的数据恢复方法，其中，根据所述一个分量数字信号的自相关值来确定该分量数字信号中的至少一个帧的帧头位置。

16.如权利要求13所述的数据恢复方法，其中，根据所述帧头位置从所述数字信号中提取OFDM码元训练序列，并且基于所提取的OFDM码元序列对所述数字信号进行载波恢复包括：

根据所述帧头位置从所述第一分量数字信号和所述第二分量数字信号中的一个分量数字信号提取所述OFDM码元训练序列，并且基于所提取的OFDM码元序列对所述第一分量数字信号和所述第二分量数字信号二者进行载波恢复。

17.如权利要求16所述的数据恢复方法，其中，利用所提取的OFDM码元序列的自相关值来确定所述一个分量数字信号的频率偏移，并且基于该频率偏移对所述第一分量数字信号和所述第二分量数字信号二者进行载波恢复。

18.如权利要求13所述的数据恢复方法，其中，基于所提取的OFDM码元训练序列和预先存储的OFDM码元训练序列，对载波恢复后的数字信号进行信道恢复包括：

使用所提取的OFDM码元训练序列和预先存储的OFDM码元训练序列计算信道传播矩阵，并且基于该信道传播矩阵对载波恢复后的数字信号进行信道恢复。