KR20140037076A - 저전력 dc 오프셋 시그널링을 사용하는 광학 직교 주파수 분할 멀티플렉싱에서의 심볼 동기화 - Google Patents

Abstract

본 발명은 독립 저전력 레벨 정렬 신호를 가산함으로써 전기적 OFDM 심볼들을 코딩하는 것, 및 인코딩된 신호를 송신을 위해 광학 도메인으로 변환하는 것, 및 수신기에서 수신된 광학 신호를 전기 도메인으로 변환하는 것 및 독립 저전력 레벨 정렬 신호를 사용하여 심볼 정렬 오프셋을 검출하도록 디지털프로세싱하는 것을 통해, 고속 광학 직교 주파수 분할 멀티플레싱 (OOFDM) 송신 시스템들에서의 심볼 동기화를 위한 방법을 개시한다. 본 발명은 포인트 대 포인트 및 포인트 대 다중포인트 OOFDM 네트워크들에 적합하며, 타임슬롯 및 프레임 정렬, 수신기 샘플링 클록 오프셋에 대한 보상 및 물리층 네트워크 보안을 제공하는 것의 추가적인 특징들을 갖는다. 중첩된 트레이닝 신호는 DC 오프셋이며, 그 DC 오프셋의 값은 심볼 천이들에서 변화한다.

Description

저전력 DC 오프셋 시그널링을 사용하는 광학 직교 주파수 분할 멀티플렉싱에서의 심볼 동기화{SYMBOL SYNCHRONIZATION IN OPTICAL ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING USING LOW-POWER DC OFFSET SIGNALING}

본 발명은 고속 광학 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OOFDM) 송신 시스템들에서 심볼 정렬을 가능하게 하고 여분의 물리층 네트워크 보안을 도입하기 위해 심볼 DC 오프셋 시그널링을 사용하는 디지털 신호 프로세싱 (DSP) 알고리즘에 기초한 기법을 개시한다.

예를 들어 Jolley 등 (N.E. Jolley, H. Kee, R. Rchard, J. Tang, K. Cordina, presented at the National Fibre Optical Fibre Engineers Conf., Annaheim, CA, March 11, 2005, Paper OFP3) 에 개시된, 멀티모드 파이버 (multimode fibre: MMF) 송신 링크들에서의 광학 모드 분산 (dispersion) 을 감소시키기 위해 광학 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OOFDM) 변조 기법을 사용하는 것이 알려져 있다. 그것은 또한 색채 분산 손상들에 대한 큰 내성, 채널 스펙트럼 특성들의 효율적인 사용, 성숙한 디지털 신호 프로세싱 (DSP) 의 완전한 사용에 기인한 우수한 비용 효과성, 주파수 및 시간 도메인들 양자 모두에서의 하이브리드 동적 대역폭 할당의 제공, 및 광학 네트워크 복잡성에서의 상당한 감소라는 이점들을 제공한다.

그것은 또한 예를 들어 Lowery 등 (A.J. Lowery, L. Du, J. Armstrong, presented at the National Fibre Optical Fibre Engineers Conf., Annaheim, CA, March 5, 2006, paper PDP39) 에 의해 또는 Djordjevic 과 Vasic (I.B. Djordjevic and B. Vasic, in Opt. express, 14, no. 9,37673775, 2006) 에 의해 기술된 바와 같은 단일 모드 파이버 (SMF) 기반 장거리 송신 시스템들에서의 분산 보상 및 높은 스펙트럼 효율을 위해 이롭게 사용될 수 있다.

OOFDM 의 송신 성능은 예를 들어 Masuda 등 (H. Masuda, E. Yamazaki, A. Sano, T. Yoshimatsu, T. Kobayashi, E. Yoshida, Y. Miyamoto, S. Matsuoka, Y. Takatori, M. Mizoguchi, K. Okada, K. Hagimoto, T. Yamada, and S. Kamei, "13.5-Tb/s (135x111-Gb/s/ch) no-guard-interval coherent OFDM transmission over 6248km using SNR maximized second-order DRA in the extended L-band", Optical Fibre Communication/National Fibre Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPB5) 에서, 또는 Schmidt 등 (B.J.C. Schmidt, Z. Zan, L.B. Du, and A.J. Lowery, "100 Gbit/s transmission using single-band direct-detection optical OFDM," Optical Fibre Communication/National Fibre Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPC3) 에서 기술된 바와 같은 롱홀 (long-haul) 시스템들 또는 예를 들어 Duong 등 (T. Duong, N Genay, P. Chanclou, B. Charbonnier, A. Pizzinat, and R. Brenot, "Experimental demonstration of 10 Gbit/s for upstream transmission by remote modulation of 1 GHz RSOA using Adaptively Modulated Optical OFDM for WDM-PON single fibre architecture,", European Conference on Optical Communication (ECOC), (Brussels, Belgium, 2008), PD paper Th.3.F.1) 에서 또는 Chow 등 (C.W. Chow, C.H. Y도 C.H. Wang, F.Y. Shih, C.L. Pan and S. Chi, "WDM extended reach passive otical networks using OFDM-QAM," Optics Express, 16, 12096-12101, July 2008) 에서 기술된 바와 같은 메트로폴리탄 영역 네트워크들, 또는 예를 들어 Qian 등 (D. Qian, N. Cvijetic, J. Hu and T. Wang, "108 Gb/s OFDMA-PON with polarization multiplexing and direct-detection," Optical Fibre Communication/National Fibre Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPD5) 에서 기술된 바와 같은 액세스 네트워크들 또는 Yang 등 (H. Yang, S.C.J. Lee, E. Tangdiongga, F. Breyer, S. Randel, and A.M.J. Koonen, "40-Gb/s transmission over 100m graded-index plastic optical fibre based on discrete multitone modulation," Optical Fibre Communication/National Fibre Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPD8) 에서 기술된 바와 같은 로컬 영역 네트워크들 (LANs) 을 포함하는 모든 광학 네트워크 시나리오들에 대해 연구되고 보고되었다.

OOFDM 데이터 송신은 데이터를 인코딩된 비트들의 그룹들로서 전송한다: 주파수 도메인에서, 비트들의 각 그룹은 다수의 하모닉적으로 관련된 캐리어 주파수들로 서브 분할 및 변조된다. 시간 도메인에서, 인코딩된 비트들의 각 그룹은 OOFDM 심볼로 지칭되는, 고정된 길이의 실수 또는 복소수 아날로그 신호로 표현된다. 송신 신호는 심볼들 사이에 명확한 구별을 갖지 않는 연속적인 일련의 심볼들로 이루어진다. 각 심볼은 심볼간 간섭을 제거하려고 노력하는데 사용되는 순환 프리픽스를 포함할 수도 있다. 동작하는 송신 시스템의 경우, 수신기는 각 심볼이 연속적인 시간 도메인 신호로부터 추출되고 수신된 데이터를 복구하기 위해 후속적으로 프로세싱될 수 있도록 심볼 경계들을 식별할 수 있어야 한다.

모든 종래 기술의 현존하는 시스템들은 오프 라인 신호 프로세싱에 기초했다: 송신기에서, 일반적으로 오프 라인 신호 프로세싱 발생 파형들을 사용하는 임의의 파형 발생기들 (AWGs) 은 OOFDM 신호들을 생성한다. 수신기에서, 수신된 OOFDM 신호들은 디지털 저장 오실로스코프들 (DSOs) 에 의해 캡쳐되었고, 캡쳐된 OOFDM 은 심볼들은 정교한 파일롯-톤 자기 상관 동기화 접근법에 기초하여 수신된 데이터를 복수하기 위해 오프 라인으로 프로세싱되었다. 이들 오프 라인 신호 프로세싱 접근법들은 실시간 송신을 구현하는데 필요한 실제적인 DSP 하드웨어의 정밀도 및 스피드에 의해 부과된 제한들을 고려하지 않는다.

예를 들어 WO98/19410 또는 EP-A-840485, 또는 US-A-5953311 에 기술된 다른 연구들은 코딩된 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 신호로 수신된 데이터 심볼들의 가드 (guard) 간격들의 경계들을 결정하는 방법을 개시했다. 그 방법에서, 데이터 심볼의 활성 간격에 의해 분리된 시간적 신호들은 쌍으로 연관되었고 상이한 신호들이 획득되었다. 상이한 신호의 제 1 및 제 2 비교 블록들의 분산이 비교되었고, 여기서 제 2 비교 블록은 제 1 비교 블록으로부터 n 개의 샘플들 만큼 변위되었다.

US-A-5555833 에서, 신호들은 심볼 블록들로 포맷되었고, 여기서 각 블록은 중복된 정보를 포함했다. 그것은 또한 심볼 블록들을 지연시키고 상기 지연된 심볼 블록을 대응하는 심볼 블록으로부터 감산하는 수단을 포함했다. 그 후, 차이 신호는 클록 주파수에서 동작하는 국부 발진기를 포함하는 루프를 제어하는데 사용되었다.

GB-A-2353680 에서, 동기화는 OFDM 심볼의 연속적인 복소 샘플들의 절대 값들을 도출하고, 이들 값들과 OFDM 심볼의 유용한 부분을 나타내는 주기만큼 분리된 다른 값들 사이의 차이를 결정하며, 그 차이들을 복수의 심볼들에 걸쳐 적분하고, 상기 적분된 차이 값들이 실질적으로 변화한 포인트의 샘플 포지션을 결정함으로써 발생된 플레임 동기화 펄스를 사용하여 달성되었다.

US2005/0276340 은:

- 와이어 기반 채널을 통해 수신된 트레이닝 신호들의 시리즈를 수신하는 것;

- 이들 시리즈 중 적어도 3 개를 버퍼에 저장하는 것;

- 버퍼에 저장된 연속적인 수신된 트레이닝 신호들의 쌍의 차이 값들을 결정하는 것;

- 차이 값들 중 하나를 선택하는 것;

- 선택된 차이값에 기초하여 수신된 심볼 경계 타이밍을 결정하는 것에 의해 다수 캐리어 시스템의 수신기에서의 심볼 경계 타이밍을 검출했다.

기지의 시스템들은:

- 개선된 시스템 유연성, 성능 강건성 및 송신 용량;

- 송신 링크들의 스펙트럼 특성들의 더 효율적인 사용; 심볼 내의 개개의 서브캐리어들은 주파수 도메인에서 필요에 따라 변경될 수 있다;

- 현존하는 레거시 멀티모드 파이버들 (MMFs) 또는 설치된 단일 모드 파이버 (SMF) 플랜트들의 사용;

- 설치 및 유지보수 비용에서의 추가의 감소

와 같은 추가의 이점들을 제공하는, 적응적으로 변조된 OOFDM (AMOOFDM) 으로 알려진 신호 변조 기법을 도입함으로써 개선되었다.

이들은 예를 들어 Tang 등 (J. Tang, P.M. Lane and K.A. Shore in IEEE Photon. Technol. Lett, 18, no.1, 205-207, 2006 and in J. Lightw. Technol., 24, no.1, 429-441, 2006) 에서 또는 Tang 및 Shore (J. Tang and K.A. Shore, in J. Lightw. Technol., 24, no.6, 2318-2327, 2006) 에서 기술 및 논의되었다. 추가의 양태들, 예를 들어:

- 아날로그 대 디지털 변환 (ADC) 과 관련된 신호 양자화 및 클립핑 효과들의 영향;

- 송신 성능의 최대화

가 또한 Tang 및 Shore (J. Tang and K.A. Shore, in J. Lightw. Technol., 25, no.3, 787-798, 2007) 에서 기술되었다.

OFDM 은 무선 패킷 기반 네트워크들 (예를 들어, WLAN), 무선 브로드캐스트 시스템들 (예를 들어, DAB, DVB-T, DVB-H), 및 와어어라인 네트워크들 (예를 들어, ADSL 및 VDSL) 에서 널리 사용되어 왔다.

연속적인 송신 네트워크들은 각 패킷을 동기화해야 하는 패킷 기반 네트워크들보다 동기화에 대한 더 이완된 타이밍 요건들을 갖는다. 모든 확립된 OFDM 송신 시스템들에서, 심볼 동기화 방법들은 모두 기지의 신호 또는 수신된 신호의 지연된 카피와 수신된 신호의 상관에 기초한다. 수신기 상관 프로세스는 트레이닝 시퀀스들, 프리앰블들 또는 심볼 순환 프리픽스와 같은 송신 신호에 삽입된 패턴들에 의존한다. 그러나, 이들 접근법들은 비광학 OFDM 보다 1000 배 이상 더 높은 매우 높은 비트 레이트들을 갖는 고속 OOFDM 송신 시스템들에 적합하지 않다.

따라서, OOFDM 은 미래의 광학 네트워크들을 위해 경쟁하는 진보된 광학 송신 기술이다. 하나의 중요한 애플리케이션은 수동 광학 네트워크 (passive optical network: PON) 기반 액세스 네트워크들에서이고, 여기서 광섬유들은 텔레콤 오퍼레이터의 중앙 오피스 (CO) 와 말단 사용자들의 프레미스들 (premises) 사이에 설치되며, 통상 FTTH (fibre to the home) 으로 알려져 있다. 따라서, PON 은 포인트 대 다중포인트 네트워크 토폴로지를 형성한다. OOFDM 은 상이한 말단 사용자들 사이에 송신 대역폭이 공유되도록 허용하는 시분할 멀티플렉싱 (TDM) 을 사용함으로써 단일 파장을 갖는 이러한 토폴로지에서 사용될 수 있다. 동작하는 TDM 의 경우, 상이한 말단 사용자들로부터 발원하는 심볼들은 정렬되어야만 한다. 다른 실시형태에서, OOFDM 기판 PON 에서의 대역폭은 상이한 사용자들에게 동일한 심볼 내의 상이한 서브캐리어들을 할당하기 위해 파티셔닝될 수 있다. 이러한 셋업은 또한 상이한 말단 사용자들 사이에 심볼 정렬을 요구한다. 시간 도메인에서 (타임슬롯들) 및/또는 주파수 도메인에서 (서브캐리어들) 파티셔닝을 사용함으로써 대역폭을 동적으로 할당하는 OOFDM 기반 시스템들은 OOFDM 다중 접속 (OOFDMA) 시스템들로서 알려져 있다.

따라서, 심볼 정렬은 OOFDM 송신 시스템들의 모든 애플리케이션들에서 중대한 문제이다.

비용 효율적인 방식으로 실시간 DSP 기반 OOFDM 송수신기들을 구현하기 위해, 낮은 복잡성을 갖는 모든 요구된 진보된 고속 신호 프로세싱 알고리즘들을 개발할 필요는 없다.

본 발명의 목적은 코히어런트 또는 직접 검출을 사용하여 포인트 대 포인트 OOFDM 송신 시스템들에서 심볼 검출 및 정렬을 위한 방법을 제공하는 것이다.

또한, 본 발명의 목적은 코히어런트 또는 직접 검출을 사용하여 OOFDMA 기반 네트워크들과 같은 포인트 대 다중포인트 광학 네트워크들에서 심볼 검출 및 정렬을 위한 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 순환 프리픽스를 사용하지 않는 고용량 OOFDM 송신 시스템들을 위한 고속, 저 복잡도 OOFDM 동기화 기법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 IMDD (intensity modulation and direct direction) 송신 시스템들의 OOFDM 수신기에서 샘플링 클록 오프셋 (SCO) 및 샘플링 시간 오프셋 (STO) 을 보상하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 현존하는 네트워크 트래픽에 대한 임의의 중단 없이 그리고 다중 서비스들 및 온라인 업그레이딩에 적합한 OOFDMA 기반 네트워크들과 같은 포인트 대 포인트 및 포인트 대 멀티포인트 네트워크들에서의 심볼들, 타임슬롯들 및 프레임들의 완전 동기화를 허용하는 것이다.

본 발명이 또 다른 목적은 동기화 달성 불능에 기인하여 비인가된 사용자에 의한 통신들의 수신이 사실상 불가능하게 함으로써 물리층에서 시스템 보안의 추가의 레벨을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 또한 추가의 대역폭을 소비하지 않고 간단하고 빠른 트랙킹 심볼 동기화를 달성하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 단지 낮은 비용의 광학 및 전기 컴포넌트들만을 요구하는 것이다.

본 발명의 목적은 또한 동기화 기법을 갖는 OOFDMA PON 들에 대응하는 매체 액세스 제어 (MAC) 층 네트워크 동기화 프로토콜들을 제안하는 것이다.

본 발명은 네트워크 성능의 모든 다른 양태들의 임의의 열화 없이 간단하고 효과적인 방식으로 상기 목적들 중 임의의 하나 이상을 달성한다.

상기 목적들에 따라, 본 발명은 독립 청구항들에 기재된 바와 같이 수행된다. 바람직한 실시형태들은 종속 청구항들에 기술된다.

도 1a 는 광학 네트워크에서 OOFDM 다운스트림 링크에 대한 시스템 블록도를 나타낸다.
도 1b 는 광학 네트워크에서 OOFDM 업스트림 링크에 대한 시스템 블록도를 나타낸다.
도 2 는 C 개의 샘플들을 갖는 순환 프리픽스 및 N 개의 샘플들을 갖는 데이터 영역을 포함하는 아날로그 OOFDM 신호 내의 심볼들을 나타낸다.
도 3 은 정렬 신호와 결합된 통상의 OOFDM 신호의 신호 파형을 나타낸다.
도 4 는 임의의 오프셋 w 에 대해, 상관 신호의 하나의 사이클에 대한 상관 합의 통상적인 계산을 나타낸다.
도 5 는 INT_v 의 변화를 상관 신호 오프셋 v 의 함수로서 나타낸다.
도 6 은 업스트림 심볼 정렬을 도시하는 기본 PON 아키텍쳐를 나타낸다.
이러한 도면에서, 하나의 심볼은 하나의 타임슬롯으로서 도시된다.

이에 따라, 본 발명은 독립적인 저전력-레벨 정렬 신호를 가산함으로써 전기적 OFDM 심볼들을 코딩하는 것, 및 결합된 신호를 전기 대 광 (E/O) 컨버터를 사용하여 광학 도메인으로 변환하는 것으로 이루어진, 고속 OOFDM 송신 시스템들에서의 심볼 동기화를 위한 방법을 개시한다.

본 방법은 도 1a 및 도 1b 에 완전히 기술된다.

도 1a 는 광학 네트워크에서 OOFDM 다운스트림 링크에 대한 시스템 블록도를 나타낸다. 송신기 (1-9) 내의 디지털 하드웨어는 매체 액세스 제어 (MAC) 층으로부터의 인커밍 이진 페이로드 데이터로부터 샘플링된 디지털 OFDM 신호를 발생시킨다. 직렬 대 병렬 변환 기능 (1) 은 직렬 입력 데이터 스트림(들)을 병렬 출력 데이터로 변환하고 채널 추정에 사용하기 위한 미리 정의된 파일롯 데이터 (2) 를 삽입한다. 인코더들 (3) 은 이진 위상 시프트 키잉 (BPSK), 직교 위상 시프트 키잉 (QPSK), 16 직교 진폭 변조 (16QAM)-256QAM 과 같은 여러 변조 포맷들을 사용하여 인커밍 병렬 이진 데이터를 다수의 복소수 값을 갖는 서브캐리어들에 맵핑한다. 송신을 위한 실수값 출력을 발생시키기 위해, 인코딩된 복소 서브캐리어들은 각각의 연속적인 OFDM 심볼에 대한 시간 도메인 OFDM 신호를 발생시키는 역 고속 푸리에 변환 (IFFT) 기능 (5) 으로 입력 이전에 허미션 (Hermitian) 대칭 (4) 으로 배열된다. 그 후, 심볼 샘플들은 피크 대 평균 전력 비 (peak-to-average power ratio: PAPR) 를 제어하기 위해 클립핑되고 (6), 고정된 수의 양자화 비트들로 양자화된다 (6). 심볼의 앞에 마지막 C 개의 심볼 샘플들을 복제함으로써 심볼에 순환 프리픽스가 부가되며 (7), C 의 값은 시스템에 대해 최적화된다. 그 후, 저 레벨 DC 오프셋이 본 발명에 개시된 절차에 따라 완전한 심볼에 가산된다 (8). 그 후, 병렬 심볼 샘플들은 직렬 샘플들로 변환되고 (9), 아날로그 전기 신호로의 변환을 위해 DAC (10) 로 공급된다. 아날로그 전기 신호는 다중대역 OOFDM 시스템들에서의 사용을 위해 RF 캐리어 상으로 최적으로 변조될 수 있다 (11). 전기 신호는 예를 들어 직접 변조 분배 피드백 레이저 (DFB) 와 같은 적합한 전기 대 광학 변환기에 의해 세기 변조 광학 신호로 변환된다 (12). 광학적 OFDM 신호는 중앙 오피스의 광학 라인 단말기 (OLT) 로부터, 광학 네트워크를 통해 고객 프레미스들에서의 광학 네트워크 유닛 (ONU) 으로 송신된다.

ONU 에서 광학 신호는 PIN 광검출기와 같은 직접 검출 광학 대 전기 변환기 (14) 로 아날로그 전기 신호로 변환된다. RF 변조가 사용된 경우, 신호는 RF 복조된다 (15). ADC (16) 는 아날로그 전기 신호를, 디지털 하드웨어 (17-25) 에 의해 프로세싱하기 위한 샘플링된 디지털 신호로 변환한다. 직렬 대 병렬 컨버터 (17) 는 먼저 ADC 로부터의 직렬 샘플들을 임의의 심볼 정렬을 갖는 하나의 OFDM 심볼 길이에 대응하는 병렬 샘플들로 변환한다. 그 병렬 샘플들은 본 발명에 개시된 절차에 따라 심볼 오프셋을 검출하는 심볼 오프셋 검출 기능 (18) 으로 공급된다. 임의로 정렬된 병렬 심볼 샘플들은 동시에 18 에서 결정된 샘플 오프셋에 따라 심볼 경계에 정렬된 적절한 샘플들을 선택 및 출력하는 심볼 오프셋 기능 (19) 으로 공급된다. 심볼 오프셋 검출 기능 (18) 및 심볼 오프셋 기능 (19) 양자 모두에서, 기능이 동작하는데 충분한 샘플들이 이용가능한 것을 확보하기 위해 버퍼링이 사용될 수도 있다. 순환 프리픽스가 심볼 정렬 샘플들로부터 제거되고 (20), 시간 도메인 신호를 복소 서브캐리어 계수들로 이루어진 이산 주파수 도메인 신호로 변환하는 고속 푸리에 변환 (FFT) 기능 (21) 으로 공급된다. 채널 추정 기능 (22) 은 채널 전달 함수 (CTF) 를 추정하기 위해 FFT 출력에서 파일롯 데이터를 반송하는 서브캐리어들을 검출한다. CTF 는 송신 채널의 위상 및 진폭 응답을 보상하는 등화 기능 (23) 에 의해 사용된다. 등화된 주파수 도메인 서브캐리어들은 그 후 결합된 병렬 이진 데이터가 병렬 대 직렬 변환기 기능 (25) 에 의해 직렬 데이터 스트림(들)로 변환되기 전에 각 서브캐리어 상의 인코딩된 이진 데이터를 복구하도록 디코딩된다 (24). 직렬 이진 데이터 스트림(들)은 그 후 MAC 층으로 출력된다. 파일롯 데이터는 MAC 층 내에서 제거될 수 있거나, 하드웨어 기능이 디코더들 (24) 뒤에 구현되어 MAC 층으로 패싱하기 전에 파일롯 데이터를 제거할 수 있다.

도 1b 는 광학 네트워크에서 OOFDM 업스트림 링크에 대한 시스템 블록도를 나타내며, 여기서 송신기는 고객 프레미스들에서의 ONU 에 위치되고, 수신기는 중앙 오피스의 OLT 에 위치되어 있다. 시스템은 심볼 오프셋 기능 (19) 이 고객 프레미스들 ONU 내의 송신기 하드웨어에 위치되고 OLT 내의 수신기 하드웨어에 위치되지 않는다는 것을 제외하고 다운스트림 링크와 동일하다. 심볼 오프셋 기능을 송신기에 위치시키는 것은 모든 ONU 들이 OLT 에서의 OFDM 심볼 정렬을 달성하는 것을 허용하기 위해 필요하다. 심볼 오프셋 검출 기능 (18) 은 OLT 수신기에 위치되고, 검출된 심볼 오프셋은 그 후 ONU 로의 다운스트림 제어 채널을 통한 송신을 위해 MAC 층으로 전송된다. ONU 송신기 내의 심볼 오프셋 기능 (19) 은 제어 채널을 통해 수신된 심볼 오프셋 값을 갖는 MAC 층을 통해 조정된다.

다운스트림 및 업스트림 링트들 양자 모두의 경우, 시스템 클록킹 (clocking) 은 WO2011/141540 에 개시된 동기 클로킹 기법을 사용하여 달성될 수 있다.

동기화 신호는 예를 들어 다중포인트 PON 시스템에 새로운 광학 네트워크 유닛 (ONU) 을 부가하는 경우, 필요한 경우 OOFDM 신호 없이 사용될 수도 있다.

추가적인 심볼 정렬 신호가 저전력 레벨로 송신되어 OOFDM 신호에 무시할만한 열화를 도입하도록 한다.

심볼 정렬 신호들은 또한 개개의 OOFDM 송수신기들에 고유하게 만들어져, 다중포인트 네트워크 토폴로지에서 제한된 수의 OOFDM 송수신기들이 상이한 심볼 정렬 신호들 사이에 크로스-토크 또는 간섭을 발생시키지 않고 그들 자신의 심볼 동기화 신호들을 동시에 송신할 수 있도록 할 수 있다.

전용 심볼 정렬 신호의 사용은, 상당히 더 많은 프로세싱 자원들을 요구하며 전용 정렬 신호를 프로세싱하는 것에 비해 상대적으로 느린 트랙킹 속도들을 겪는, 심볼 정렬 목적으로 노이즈형 시간 도메인 OOFDM 신호를 프로세싱할 필요를 회피한다.

본 발명에 따른 제 1 실시형태에서, 심볼 정렬은 포인트 대 포인트 OOFDM 링크에서 수행된다. 동일한 동작 원리들이 또한 포인트 대 다중포인트들 경우에 유지된다.

하나의 OOFDM 심볼의 시간 지속기간에 대한 효과적으로 낮은 DC 신호 레벨은 OOFDM 심볼의 서브캐리어들에서 인코딩된 송신된 데이터의 검출에 영향을 주지 않는다는 것이 당업자에게 알려져 있다. 현재의 시스템에서, 고속 푸리에 변환 (FFT) 은 신호를 시간 도메인에서 주파수 도메인으로 변환하기 위해 수신기에 의해 사용된다. 제로 주파수에서의 FFT 출력 (DC) 은 시간 도메인에서의 DC 레벨에 의존한다. 종래의 시스템들에서, 이러한 정보는 그러나 인코딩된 데이터를 복구할 때 수신기에 의해 폐기된다. 심볼 주기 내의 임의의 DC 레벨이 충분히 낮은 경우, 이것은 시스템의 성능에 무시할만한 영향을 줄 것이다.

다음의 논의들에서, 고려된 모든 신호들은 이산 시간 디지털 신호들이며, 이것은 그들이 단지 동일하게 이격된 이산 샘플링 포인트들에 대응하는 값들만을 갖는 것을 의미한다. 그 디지털 신호들은 OOFDM 송신 전에 아날로그 신호들로 변환되고 송신 후에 디지털 신호들로 다시 변환된다. 이러한 변환은 본 발명의 동작에 중요하지 않다.

샘플링 간격은 ΔT_I 로서 정의되며, OOFDM 심볼 주기 (순환 프리픽스가 없는 FFT 윈도우), T_FFT 의 데이터 영역에 관련된다. OOFDM 송신기에서, 역 FFT (IFFT) 는 주파수 도메인 서브캐리어들로부터 시간 도메인 신호를 발생시키는데 사용된다. N 포인트 IFFT 가 사용되는 경우, N 개의 시간 도메인 샘플들이 발생될 것이다. 따라서, ΔT_I 는 T_FFT/N 과 동일하며, 즉 OOFDM 심볼 주기의 데이터 영역은 N 개의 샘플들 길이이다.

길이 C 개의 샘플들의 순환 프리픽스가 사용되는 경우, 총 심볼 길이는 N+C 이다. 모든 시간 간격들은 ΔT_I 의 배수들로서 또는 간단히 정수 배수의 샘플들로서, 예를 들어 32·ΔT_I 또는 32 샘플들로서 정의된다.

송신된 아날로그 신호의 샘플링 레이트가 ΔT_I 의 샘플링 간격으로 달성된 샘플링 레이트보다 높도록 업 샘플링 및 다운 샘플링이 사용될 수도 있다는 것을 주의해야 한다.

본 발명은 또한 송신기에서보다 수신기에서 더 높은 샘플 레이트들로 동작할 수 있지만, 이것은 임의의 기지의 이점을 주지 않는다. 도 2 는 아날로그 OOFDM 신호 내의 심볼들을 도시한다.

본 발명은:

a) 인커밍 이진 데이터 시퀀스를 상이한 신호 변조 포맷들을 사용하여 직렬 복소수들로 인코딩하는 단계;

b) 인코딩된 복소 데이터 시퀀스를 심볼들의 시퀀스 (S1, S2,...Sn,.., 여기서 Sn 은 제 n 심볼임) 인 다수의 동일하게 이간된 협대역 데이터로 트렁케이트하는 단계;

c) OOFDM 심볼들을 형성하는 병렬 복소 또는 실수 값 시간 도메인 샘플들을 발생시키기 위한 IFFT 와 같은 역 시간 대 주파수 도메인 변환을 적용하는 단계;

d) 각 심볼 앞에 순환 프리픽스 (C) 를 선택적으로 삽입하는 단계;

e) 각 심볼에 OOFDM 신호에 정렬되는 DC 오프셋 (X) 을 가산하는 단계로서, p1 은 p2 와 동일하지 않다는 제약으로 X 는 n 이 홀수인 경우 p1 과 동일하고 X 는 n 이 짝수인 경우 p2 와 동일한, DC 오프셋 (X) 을 가산하는 단계. 대안적으로, X 는 고정된 길이의 미리 정의된 그러나 p1 및 p2 임의의 반복하는 시퀀스일 수 있으며, 이것은 코딩된 정렬 신호로서 정의된다.

f) 병렬 샘플들을 긴 디지털 시퀀스로 직렬화하는 단계;

g) 디지털 시퀀스를 아날로그 전기 신호로 변환하기 위해 디지털 대 아날로그 변환기를 적용하는 단계;

h) 광학 신호를 발생시키기 위해 전기 대 광학 변환기 (E/O) 를 적용하는 단계;

i) 광학 신호를 단일 모드 파이버 (SMF) 또는 멀티모드 파이버 (MMF) 또는 폴리머 광학 파이버 (POF) 링크에 커플링하는 단계

를 포함하는, 송신기로부터 신호를 송신하는 방법을 개시한다.

역 절차가 수신기에서 신호를 검출 및 디코딩하기 의해 사용되며, 그 절차는:

a) 광학 대 전기 (O/E) 변환기로 송신된 OOFDM 신호들을 수신하는 단계;

b) 아날로그 전기 신호를 샘플들의 디지털 시퀀스로 변환하기 위해 아날로그 대 디지털 변환기를 적용하는 단계;

c) 긴 직렬 시퀀스를 병렬 데이터로 변환하기 위해 직렬 대 병렬 변환기를 적용하는 단계;

d) 심볼 정렬 오프셋을 검출하고 선택된 병렬 데이터를 심볼 경계들에 정렬하기 위해 정렬 신호를 프로세싱하는 단계;

e) 순환 프리픽스를 제거하는 단계;

f) 직접 시간 대 주파수 도메인 변환을 적용하는 단계;

g) 복소값 서브 캐리어들의 병렬 변조를 수행하는 단계를 포함한다.

OOFDM 송신기는 심볼들의 시퀀스 (S₁, S₂,...S_n, S_{n +1},..S_∞) 를 송신하고, 여기서 Sn 은 제 n 심볼이다. 송신기는 다음의 규칙들:

X = n 이 홀수인 경우 p1

X = n 이 짝수인 경우 p2

|p1-p2| ≥ 1 양자화 레벨

에 따라 각 심볼에 정렬된 DC 오프셋 (X) 을 가산한다.

가산된 DC 오프셋들 (p1 및 p2) 은 시스템 성능을 열화시키지 않도록 OOFDM 신호에 비해 매우 작은 진폭들이다. Y 가 OOFDM 신호의 피크 진폭인 경우, X 는 X << Y 이도록 선택된다. X 는 바람직하게는 <Y/20 이고, 더욱 바람직하게는 <Y/100 이며, 그것은 이상적으로 1 양자화 레벨만큼 작다.

바람직하게는 X 는 모든 홀수 심볼들에 대해 p1 의 값으로 동일하고, 모든 짝수 심볼들에 대해 값 p2 로 동일하다. 더욱 바람직하게는, p2 = -p1 이고 적어도 1 양자화 레벨과 동일한 사이즈를 갖는다. p1 또는 p2 중 어느 하나가 제로와 동일하고, 다른 것이 p 와 동일한 것도 가능하다. 그 후, 효과적인 정렬 신호는 모든 심볼들에 걸쳐 1/2·p 의 고정된 오프셋을 갖고 ±1/2·p 의 연속적인 심볼들 사이에 변화하는 오프셋을 갖는다.

따라서, OOFDM 신호에 가산된 DC 오프셋 신호는 피크 투 피크 진폭 (p1+p2) 및 존재하는 경우, 순환 프리픽스 (C) 를 포함하는 2 개의 OOFDM 심볼들의 총 주기인, 2(N+C) 샘플들과 동일한 주기의 사각파이다. 따라서, 이러한 사각파의 주파수는 심볼 레이트의 반 (half) 이다. 심볼 레이트는 통상적으로 수백 MHz 정도로 일반적으로 높기 때문에, 사각파의 주파수는 그것이 AC 커플링될지라도 시스템을 통과하기에 충분하다. 이러한 추가적인 신호는 심볼 정렬 오프셋을 검출하기 위해 수신기에서 사용된다. 본 설명에 전체에 걸쳐, 그것은 "정렬 신호" 로서 지칭된다. 도 3 은 결합된 OOFDM 신호 및 정렬 신호의 예를 도시하며, 여기서 정렬 신호의 진폭은 용이한 관찰을 위해 과장된다.

수신기에서, 정렬 신호는 이것이 데이터 복구 프로세스에 영향을 주지 않기 때문에 수신된 신호로부터 제거될 필요가 없다. 수신기는 바람직하게는 심볼 주기 및 신호 샘플링 주파수가 송신기 및 수신기에서 근접 내지 동일하도록 클록킹된다. 그러나, 그 기법은 송신기와 수신기 클록들 사이의 작은 오프셋을 허용한다. 이후에 논의되는 바와 같이, 정렬 신호는 또한 비동기 수신기 클록을 보상하는데 사용될 수 있다.

수신기에서, 임의의 시작 포지션이 수신된 심볼에 대해 가정된다. 이것은 도 4 에 도시된 바와 같이 시작 포지션과 실제의 심볼 포지션 사이의 w₀ 샘플들의 초기 심볼 오프셋을 결정한다. 이 도면에서, w₀ 는 수신된 신호의 가정된 시작 포인트로부터 그의 실제의 시작 포인트까지의 샘플들의 수로서 정의되며: 그것은 포지티브이거나 네거티브일 수 있다. 포지티브 값은 가정된 심볼 시작 포지션이 실제의 심볼 시작 포진션 위에 지체되는 것을 나타내고, 역으로 네거티브 값은 가정된 심볼 시작 포지션이 실제의 심볼 시작 포지션을 리드하는 것을 나타낸다.

오프셋은 필연적으로 하나의 이산 시간 간격 ΔT_I 의 정확도로 결정된다. 또한, 초기 오프셋은 단지 Z = N+C 개의 가능한 값들을 취할 수 있을 뿐이다. 따라서, w₀ 는 0 과 Z-1 사이의 범위에 있는 정수이다.

심볼 오프셋을 결정하기 위해, 수신기는 q1+q2 의 피크 투 피크 진폭, (q1+q2)/2 의 DC 레벨 및 2(N+C) 개의 샘플들과 동일한 주기를 갖는, 정렬 신호와 유사한 신호를 발생시킨다. 본 상세한 설명 전체에 걸쳐, 이러한 신호는 "상관 신호" 로 불린다. 바람직하게는, DC 레벨이 제로이도록 q2 = -q1 이다.

수신된 정렬 신호와 상관 신호 사이의 상관은 오프셋 w 의 모든 가능한 값들에 대해 결정되며, 여기서 w 는 상관 신호의 시프트된 인스턴스와 정렬 신호 사이의 오프셋으로서 정의된다. 가장 높은 포지티브 상관 피크는 상관 신호와 정렬 신호가 완전히 정렬된 때인, w 가 제로 샘플들과 동일한 경우에 발생한다. 유사하게 가장 낮은 네거티브 상관 피크는 상관 신호와 정렬 신호가 완전히 이상 (out of phase) 인 때인, w = (N+C) 샘플들인 경우에 발생한다.

따라서, 이들 2 개의 상관 피크들은 초기 상관 신호 포지션에 대한 그들의 연관된 상관 신호에서의 시프트에 기초하여 심볼 정렬을 결정하는데 사용된다.

초기의 임의의 심볼 포지션에 대한 초기 심볼 오프셋 (w₀) 을 컴퓨팅하는데 사용되는 알고리즘은:

1. 상관 신호를 임의의 초기의 심볼 포지션에 정렬하는 단계로서, 실제의 심볼 포지션에 대한 미지의 오프셋은 w₀ 인, 상기 정렬하는 단계.

2. 도 4 에 도시된 바와 같이, 정렬 신호로 오프셋 w 를 변화시키기 위해 v 샘플들의 증분적 오프셋을 가산함으로써 초기 상관 신호를 변경하는 단계.

3. 2.M.Z 개의 샘플들의 주기에 대해 프로세싱하는 단계:

수신된 OOFDM 신호 D₁, D₂,...., D_2MZ

수신된 정렬 신호: A₁, A₂,...., A_2MZ

상관 신호: C_{1 +v}, C_{2 +v},...., C_{2MZ +v},

여기서 M 은 큰 정수이고, 바람직하게는 ≤2000 이거나 더욱 바람직하게는 ≤1000 이며 v 는 상관 신호에 가산되는 오프셋이고, 초기 값 0 의 정수이다.

4. k = 1 내지 2·M·Z 에 대해, 수신된 신호 샘플들 D_k+A_k 에 2M 심볼 주기들에 대해 대응하는 상관 신호 샘플들 C_{k +v} 를 곱하고, 그의 초기 포지션에서의 상관 신호로 시작하는 것인, 0 으로 설정된 v 로 시작하고, 결과적인 상관 값 COR_k = (D_k+A_k)·C_{k +v} 를 발생시키는 단계.

5. 식

에 따라 2M 개의 심볼들의 주기에 대해 모든 COR_k 샘플들의 총합으로서 정의된 COR_2M 을 계산하는 단계.

6. COR_2M 의 절대값으로서 INT_v,

v 의 상관 신호 오프셋 값과 연관된

를 도출하는 단계. INT_v 는 상관 프로파일로서 지칭된다. 임의의 시작 포지션 w₀ 의 각각의 값은 고유의 프로파일을 발생시킨다.

7. 단계 4 내지 단계 9 을 반복하고 0 과 Z-1 사이의 범위에 있는 v 의 모든 값들에 대해 INT_v 를 계산하여 정렬 신호와 상관 신호의 Z 개의 오프셋 버전들 사이에 수행된 Z 개의 상관들에 대한 결과들을 획득하는 단계.

8. INT_k 의 Z 개의 값들의 그룹으로부터 가장 포지티브인 값을 선택하는 단계로서, k 는 0 에서 Z-1 까지의 범위에 있는, 상기 선택하는 단계.

9. INT_v 의 최대값이 발생하는 v 의 값과 동일한 상관 신호의 초기 포지션과 실제의 심볼 포지션들 사이의, 오프셋 w₀, 즉:

w₀ = max[INT_v] 에서의 v (0 과 Z-1 사이의 범위에 있는 v 에 대해)

를 결정하는 단계를 포함한다.

일단 초기 오프셋 (w₀) 이 결정되면, OOFDM 신호는 송신기 또는 수신기 중 어느 하나에서, w₀ 샘플들만큼 지연되어, 수신된 OOFDM 신호를 초기에 가정된 심볼 포지션들과 정렬하여, 수신기에서의 데이터 복구를 위해 추출된 Z 개의 샘플들의 그룹들이 동일한 심볼로부터 발원하도록 한다.

본 발명의 배후의 메커니즘의 이해는 INT_v 가

로서 다시 쓰여지는 경우 얻어질 수 있다.

상기 식의 좌측 상의 제 1 항, D_k+C_{k +V} 는 OOFDM 데이터 신호와 상관 신호의 곱이며, 이들 양자 모두는 제로 평균 값를 갖고 상관되지 않는다. 따라서, 그들의 곱은 또한 충분히 긴 주기에 대해 계산되는 경우 제로 평균 값을 갖는다. 따라서, M 이 충분히 큰 경우, 상기 식의 우측의 제 1 합은 제로가 되는 경향이 있고, INT_v 는

로 감축된다.

도 4 는 2 개의 심볼들의 주기에 대한 INT_v 의 계산을 도시하며, 여기서 상관 신호와 정렬 신호 사이의 오프셋은 w 개의 샘플들이며, 여기서 w 는 포지티브 또는 네거티브이다. M = 1 에 대해, INT_v 가 값 |2·p·q·Z - 4·p·q·|w|| 를 갖고, 2M 개의 심볼들에 대해 계산되는 경우, 이것은:

INT_v = |2·M·p·q·Z - 4·M·p·q·|w||

이 된다.

상관 신호 오프셋 v 가 증분적으로 변화됨에 따라, 오프셋 w 는 또한 변화하여 도 5 에 도시된 바와 같이 v 에 따라 INT_v 에서의 순환적 변동을 유발한다. w 는 그것이 순환적이고 INT_v 가 w 의 크기에만 의존하기 때문에 ±Z 사이의 값들만을 가질 수 있다. INT_v 는 w=0 에서, 즉 v=w₀ 에서 그리고 w=±Z 에서, 즉 v=w₀±Z 에서 피크 값들을 갖는다. v 를 0 에서 Z-1 까지 변화시킴으로써, 피크는 w₀ 의 포지티브 값들에 대해 v=w₀ 에서 또는 w₀ 의 네거티브 값들에 대해 v=w₀+Z 에서 검출될 것이다. v 의 함수로서 INT_v 의 그래프에서의 피크의 포지션은 가정된 초기 심볼 포지션과 실제의 심볼 포지션 사이의 오프셋에 대응하는 v 의 값을 정의한다. 따라서, 심볼 로케이션은 가정된 초기 포지션에 대해 결정된다.

도 5 는 또한 COR_2M 이 상관 신호 오프셋 v 에 따라 변화하는 방법을 보여준다. 정렬 신호 및 상관 신호가 2Z 의 주기를 갖기 때문에, COR_2M 의 주기는 또한 2Z 이고 그것에 2Z 개의 가능한 값들을 제공한다. 그러나, 단지 Z 개의 가능한 오프셋 값들만이 존재한다. COR_2M 은 v=w₀ 일 때, 즉 정렬 및 상관 신호들이 동위상일 때 그의 포지티브 피크를 가지며, v=w₀±Z 일 때, 즉 정렬 및 상관 신호들이 역위상일 때 그의 네거티브 피크를 갖는다. 이들 피크들 양자 모두는 Z 개의 샘플들의 오프셋이 심볼 정렬을 변경하지 않기 때문에 타당하다. 따라서, INT_v 를 계산하고 단일의 포지티브 피크를 검출하는 대신, COR_2M 이 v=0 내지 Z-1 에 대해 계산될 수 있고, 포지티브 또는 네거티브 피크가 검출될 수 있다. INT_v 를 사용하는 것은 피크가 항상 포지티브이기 때문에 피크를 검출하는 더 간단한 방법을 제공한다.

다음의 포인트들이 그 기법의 구현에 관련하여 강조되어야 한다.

- 기법은 선택된 순환 프리픽스 길이에 대해 완전히 독립적이고, 0 개의 샘플들을 포함하여 순환 프리픽스의 임의의 길이를 허용한다. 유일한 제한은 정렬 신호가 총 심볼 주기에 대해 일정한 값을 가져야 한다는 것이다.

- 송신된 정렬 신호가 제로 DC 레벨을 갖지 않는 경우, 즉 |p1| 및 |p2| 가 임의의 상이한 값들을 갖는 경우, 이것은 동작에 영향을 주지 않고, 제약은 DC 레벨이 OOFDM 신호 왜곡을 방지하기에 충분히 낮다는 것이다. 광학 신호는 광학 전력이 단지 포지티브일 수 있기 때문에 DC 바이어스 레벨을 가진다는 것과, 따라서 정렬 신호에 존재하는 임의의 DC 오프셋은 DC 바이어스 레벨로부터 구별될 수 없다는 것을 주의해야 한다. 또, DC 레벨은 그것이 상관 결과에 영향을 주지 않기 때문에 수신기에서 제거될 필요가 없다: 정말로 임의의 심볼 오프셋에 대해 상관 신호와 DC 레벨 사이의 상관이 존재하지 않는다.

- 디지털 도메인에서, 아날로그 광학 신호로의 변환 전에, 정렬 신호에 대한 가장 작은 진폭은 ±O.5 양자화 레벨들이다. 이것은 예를 들어 짝수 심볼들 동안에는 1 양자화 레벨로 그리고 홀수 심볼들 동안에는 0 양자화 레벨들로 오프셋을 설정함으로써 달성될 수 있다. 이것은 또한 진폭 ±O.5 양자화 레벨들의 정렬 신호에 0.5 양자화 레벨들의 고정된 오프셋을 가산한다. 그러나, 이러한 고정된 오프셋은 동작들에 영향을 주지 않는다.

- 가장 간단한 방법에서, 상관 프로파일의 피크는 최대값으로서 선택된다. 대안적으로 그리고 피크를 더 정확하게 검출하기 위해, 특히 프로파일이 노이즈를 갖는 경우, 그것은 프로파일이 순환적이고 따라서 피크에 대해 대칭이라는 사실을 이용함으로써 더 프로세싱될 수 있다.

본 발명은 송신기 샘플링 클록 주파수와 수신기 샘플링 클록 주파수 사이의차이인 샘플링 클록 오프셋 (SCO) 을 보상함으로써 비동기적으로 클록킹된 OOFDM 수신기들을 달성하는데 사용될 수 있다. SCO 는 수신된 OOFDM 신호의 불완전한 샘플링에 기인하여 시스템의 성능을 열화시킨다. SCO 의 소정의 양은 심볼 정렬이 유지되기 때문에 허용될 수 있다. 자동 심볼 정렬이 존재하지 않는 경우, SCO 는 심볼 정렬 오프셋으로 하여금 SCO 에 비례적인 오프셋 드리프트의 스피드를 시간의 경과에 따라 증가시키게 한다.

수신기가 심볼 정렬 오프셋이 연속적으로 트랙킹되고 그것이 ±n 개의 샘플들 만큼 드리프트할 때 정정되도록 구현되는 경우, 이것은 심볼 정렬을 ±n 개의 샘플들의 정확도로 유지한다. 순환 프리픽스가 충분히 길고 데이터를 복구하기 위해 사용되는 심볼의 부분인 FFT 윈도우가 적절하게 포지셔닝된 경우, 수신기는 ±m 개의 샘플들의 심볼 정렬에서의 변동을 허용할 수 있으며, 여기서 m 은 성능에 있어서 열화가 없는 정수이다.

순환 프리픽스의 적절한 길이를 선택하고 최대 예상 심볼간 간섭 (ISI) 을 허용함으로써, m 은 ±1 이상이도록 설정될 수 있다. 이상적으로, m 은 매우 짧은 순환 프리픽스를 선택함으로써 네트 데이터 레이트를 최대화하기 위해 ±1 이다.

ISI 를 회피하기 위해, n 은 ≤m 이어야 하고, n 은 1 샘플의 레졸루션까지의 오프셋이 검출될 수 있기 때문에 현재의 심볼 정렬 기법으로 1 만큼 낮을 수 있다. 심볼 재정렬 전에, 심볼 오프셋은 0 과 ±1 샘플 사이에서 드리프트하기 때문에, 서브캐리어들에 도입된 효과적인 위상 시프트는 채널 유도 위상 시프트와 구별될 수 없다. 따라서, 그것은 OOFDM 수신기의 채널 추정 및 등화 기능에 의해 보상된다.

본 기법은 OOFDM 신호의 프로세싱에 의해, 그것이 전기 도메인으로 변환되고 디지털 샘플들로 양자화된 후에 구현된다. 바람직하게는, 샘플들은 최대 8 비트들의 레졸루션을 갖는다. 디지털 신호 프로세싱 (DSP) 으로서 알려진 샘플링된 디지털 신호들의 프로세싱은 마이크로프로세서 및 메모리를 사용하여 소프트웨어 기반일 수 있거나, FPGA 또는 ASIC 와 같은 하드웨어 기반 로직일 수 있거나 소프트웨어 및 하드웨어 양자의 조합일 수 있다. 본 발명이 수 GS/s 정도의 샘플 레이트들을 갖는 고속 광학 신호들에 적용되기 때문에 그리고 고속 프로세싱이 요구되기 때문에, 하드웨어 기반 접근이 바람직하다. 그러나, 고속 마이크로프로세서들은 단독으로 또는 하드웨어와 조합하여 사용될 수 있다.

포인트 1 내지 9 에서 상술된 알고리즘은 시스템의 복잡도, 스피드 및 메모리 요건들에 따라 수개의 상이한 방식들로 구현될 수 있다. 예를 들어 다음의 접근법들을 사용할 수도 있다.

- 직렬 프로세싱:

각 샘플은 직렬 방식으로 하나씩 프로세싱되다. 각 수신된 샘플은 대응하는 상관 신호 샘플에 의해 곱해지고 그의 값은 테스트된 오프셋 v 에 대응하는 값 COR_2M 을 생성하기 위해 요구되는 2M 개의 심볼들에 대해 모든 곱들을 합산하는 누산기로 보내진다. INT_v 값들 및 w₀ 의 계산은 샘플 레이트에 의존하지 않는다. 이러한 접근법은 그것이 단지 한번에 하나의 샘플만을 저장하기 때문에 매우 낮은 메모리를 요구한다. 그러나, 샘플들은 샘플 레이트에서 프로세싱되어야 한다.

- 언더 샘플링된 직렬 프로세싱:

직렬 프로세싱 접근법에 요구되는 프로세싱 스피드를 감소시키기 위해, 프로세싱을 위해 캡쳐된 직렬 샘플들은 상이한 심볼들로부터 취해질 수 있다. 캡쳐된 샘플들 사이의 지연은 (μ·2·Z)+1 샘플들이어야 하며, 여기서 μ 는 정수값이다. 이것은 정렬 신호가 2·Z 의 주기로 주기적이기 때문에 달성될 수 있다. 이러한 접근법의 경우, 이전의 접근법에 대해 한번에 하나의 샘플이 저장되고, 샘플들은 심볼 레이트의 1/(2·μ) 배의 레이트로 프로세싱되며, 여기서 μ 는 1 만큼 작을 수 있거나 1000 이상만큼 클 수 있다. μ 의 큰 값들은 요구된 프로세싱 스피드를 감소시키지만 더 긴 동기화 시간들을 초래할 것이다.

- 병렬 프로세싱:

2M 개의 심볼들이 각각의 테스트된 상관 신호 오프셋에 대해 프로세싱되고, 따라서, 모든 2MZ 샘플들이 캡쳐되고, 메모리에 저장되며, 후속적으로 프로세싱될 수 있다. 상관 신호 샘플들에 의한 곱셈은 2MZ 개의 승산기들을 사용하여 병렬로 수행될 수 있고, 합산 기능은 발생된 병렬 값들에 대해 동작될 수 있다. 이러한 접근법은 모든 2MZ 개의 샘플들을 저장하기 위해 대량의 메모리를 필요로 한다. M 은 바람직하게는 매우 크며, 적어도 1000 이고, 따라서 큰 메모리가 요구되지만, 샘플 프로세싱 스피드는 각 병렬 샘플이 심볼 레이트의 1/(2M) 배의 레이트로 프로세싱되기 때문에 감소된다. 2MZ 개의 저장된 샘플들은 또한 직렬 프로세싱 접근법에서와 같이 하나씩 프로세싱될 수 있다. 각 그룹을 프로세싱하는데 이용가능한 프로세싱 시간을 증가시키기 위해, 2 개의 심볼들의 임의의 배수인, 2MZ 개의 샘플들의 캡쳐된 그룹들 사이에 지연이 있을 수 있다.

- 세미-병렬 프로세싱:

대안적인 접근법은 병렬로 길이 α 심볼들의 순차적인 그룹으로부터 샘플들을 캡쳐하는 것이며, 여기서 α 는 짝수 정수이며, 바람직하게는 <100 이다. 각 샘플은 병렬로 프로세싱되고 합산은 병렬로 수행된다. 합산은 (2·M)/α 샘플 그룹들에 대해 반복되며, 그 결과는 2·M·Z 개의 샘플들에 대한 합산을 생성하기 위해 누산기로 공급된다. 다시, 지연이 캡쳐된 샘플 그룹들 사이에 도입될 수 있고, 상기 지연은 2 심볼들의 임의의 배수이다. 또한, 각 캡쳐된 샘플 그룹에서의 샘플들은 하나씩 프로세싱될 수 있다. 이러한 접근법의 경우, α·Z 개의 샘플들은 동시에 저장되어야 한다: 이것은 메모리 요건이 α 의 값에 의해 제어되는 것을 허용한다. 샘플 그룹 캡쳐들 사이의 지연이 없이, 병렬 샘플들은 심볼 레이트의 α/(2·M) 배의 레이트로 프로세싱되어야 한다. 따라서, α는 프로세싱 스피드에 대해 메모리 요건을 프레이드 오프하기 위해 사용된다.

알고리즘 내의 동작들의 순서는 또한 예를 들어 컴퓨팅된 값들을 저장하는데 요구되는 더 적은 비트들에 기인하여 메모리 요건들을 완화하고 감소된 복잡성을 제공하기 위해 변경될 수 있다. 상술된 상이한 접근법들에서, 캡쳐된 샘플들은 먼저 합산이 수행되기 전에 곱셈을 겪는다. 그러나, 합산은 병렬 합산이 수행되는 경우 곱셈 전에 수행될 수 있다. 수신된 신호에서 2 개의 심볼들 떨어져 위치된 샘플들은 동일한 상관 신호 샘플에 의해 곱해져야 하며, 따라서 이들 샘플들은 먼저 합산될 수 있고, 그 결과가 상관 신호 샘플에 의해 곱해질 수 있다. 이러한 방법에서, ε개의 샘플들이 프로세싱되어야 하는 경우, 곱셈들의 수는 ε 에서 1 로 감소되며, 합산 기능으로 입력된 값들은 사이즈에서 더 작아서 더 적은 저장 비트들을 요구한다. 이러한 곱셈이 후속되는 합산의 접근법은 상관을 수행하기 전에 OOFDM 신호를 제거하고 정렬 신호를 증폭하기 위해 2 개의 심볼들 떨어져 이격된 수신된 신호 샘플들의 평균화로서 고려될 수 있다.

본 발명에 따른 다른 실시형태에서, 심볼 정렬은 포인트 대 다중포인트 OOFDM 링크들에서 사용된다.

본 실시형태는 간단한 단일 파장 OFDMA-PON 을 나타내는 도 6 에 도시된다. 업스트림 트래픽이 사용자 프레미스들, 즉 광학 네트워크 유닛 (ONU) 단말기들의 다수의 송수신기들로부터 네트워크 오퍼레이터의 중앙 오피스, 즉 광학 라인 단말기 (OLT) 의 단일의 송수신기로 가고 있다.

다운스트림 방향에서, OLT 는 정렬된 OOFDM 심볼들을 발생시키고, 모든 ONU 들은 모든 OOFDM 심볼들을 수신한다. 따라서, 각 ONU 는 포인트 대 포인트 링크의 경우에서 행해진 바와 같이 정확하게 OFDM 심볼들의 로케이션을 검출한다.

업스트림 방향의 경우, 각 ONU 로부터의 심볼들의 타이밍은 그들 모두가 전력 분할 포인트에서 그리고 따라서 OLT 에서 심볼 정렬을 달성하도록 조정되어야 한다. 타임슬롯들 및 서브캐리어들은 또한, 상이한 ONU 들의 데이터 사이에 송신 충돌들을 방지하기 위해, 즉 단 하나의 ONU 만이 각 OOFDM 심볼 내의 소정 수의 서브캐리어들 상에서 송신하는 것을 보장하기 위해, 모든 ONU 들에 할당되어야 한다.

업스트림 OOFDMA-PON 심볼 정렬을 구현하기 위해, 다음의 기본 기준이 가정된다.

- 타임 슬롯의 길이는 심볼 주기들의 임의의 배수일 수 있다. 최소 길이는 하나의 심볼이고 최대 길이는 동기화 기법에 의해 제한되지 않는다.

- OOFDMA 프레임은 고정 길이의 타임슬롯들의 그룹이고, 타임슬롯들은 공통 타임슬롯들 포지션들이 ONU 들 사이에 식별될 수 있도록 순차적으로 넘버링된다.

- ONU 들 사이의 대역폭의 할당은 시간 도메인에서는 단지 타임슬롯들로서, 또는 주파수 도메인에서는 단지 서브캐리어들로서 또는 양자의 조합으로서 선택될 수 있다.

- 솔루션은 또한 각 파장이 가상의 포인트 대 포인트 링크들을 제공하는 파장 분할 멀티플레싱 (WDM)- 기반 PON 들 및 하나 이상의 파장들이 포인트 대 다중포인트 토폴로지에서 다수의 ONU 들에 의해 공유되는 WDM-OOFDMA 기반 PON 들에 적용가능하다.

- WDM 을 사용하는 OOFDMA-PON 들의 경우, 심볼 정렬은 동일한 파장을 공유하는 ONU 들 사이에 요구된다. 각 ONU 가 전용 파장을 갖는 경우, ONU 들 사이의 심볼 정렬은 요구되지 않는다.

- 업스트림 및 다운스트림 송신은 예를 들어 개별의 파이버들에 의해 또는 단일 파이버에서의 양방향 송신을 위한 임의의 방법에 의해 달성될 수 있다.

- ONU 송신기에서의 DAC 레졸루션은 통상 적어도 8 비트들이고, 바람직하게는 12 비트들 이하이다. 이것은 다음의 예에 의해 예시되는 바와 같이 ONU 들의 정렬 신호에 실제적인 영향을 준다. 1 양자화 레벨에 대응하는, 정렬 신호의 가장 작은 진폭은 (1/255)·A 이며, 여기서 A 는 8 비트 DAC 를 위한 최대 송신기 피크 투 피크 (PTP) 출력이다. 예를 들어 32 개의 ONU 들을 갖는 PON 에 대한 동일한 분배 파이버 손실들을 가정하면, OLT 에 의해 수신된 결합된 정렬 신호들은 A·L/8 의 최대 PTP 값을 가지며, 여기서 L 은 ONU 로부터 OLT 까지의 총 파이버 감쇠의 절대값이다 (예를 들어, 90% 손실에 대해 L = 0.1). 따라서, A·L 은 OLT 에서 수신되는 경우, 임의의 ONU 로부터의 신호의 최대 PTP 값이다. 결합된 정렬 신호의 이러한 최대 레벨은 명확히 너무 높고 OOFDM 신호들과 심각하게 간섭할 것이다. 결론적으로, 단지 하나의 ONU 만이 임의의 시간에 정렬 신호를 송실할 수 있다.

- OLT 가 각 ONU 내의 파라미터들을 제어하는 것을 허용하기 위해 OLT 로부터 ONU 들로의 데이터 스트림에 임베딩된 제어 채널이 존재한다. 따라서, 각 ONU 는 고유의 ID 를 갖거나 그것이 네트워크 상의 다른 ONU 들과 구별될 수 있도록 어드레싱하여야 한다. 각 ONU 로부터 OLT 로의 제어 채널이 존재할 수도 있다. 심볼 동기화 방법의 경우, 단지 다운링크 제어 채널만이 요구된다. 제어 채널은 ONU 들에서 심볼 정렬 오프셋을 제어하는데 사용될 수 있지만, 또한 각 ONU 에 타임슬롯들 및 서브캐리어들을 동적으로 할당함으로써 동적 대역폭 할당 (DBA) 과 같은 기능들을 위해 PON 들에서 필수적이다.

OOFDMA-PON 을 위한 업스크림 방향에서의 심볼 정렬은 포인트 대 포인트 솔루션의 원리에 기초한다. 그러나, OLT 는 모든 ONU 들이 심볼 정렬 신호를 동시에 송신하는 것을 방지하기 위해 정렬 시퀀스를 제어한다.

포인트 대 다중포인트 PON 의 심볼 정렬을 달성하는데 사용되는 기본 프로토콜은 이하와 같이 정의된다.

1. OLT 는 정렬 신호를 연속적으로 송신하고, 각 ONU 는 초기화 때 수신된 심볼 포지션들에 정렬하다.

2. 그 후, ONU 는 OLT 가, 다운스트림 제어 채널을 통해, 정렬 신호를 송신하라는 명령을 대기한다. 명령을 받는 경우, ONU 는 정렬 신호를 송신한다.

3. OLT 는 요구된 심볼 정렬로부터의 오프셋을 검출하고 ONU 에게 그의 송신된 심볼 포지션을 이에 따라 오프셋하여 그것을 OLT 들에 의해 요구된 수신된 심볼 포지션들에 정렬하도록 명령한다.

4. OLT 는 수신된 심볼들의 정렬을 확인하고 ONU 에게 정렬 신호를 턴 오프하라고 명령하다.

5. OLT 는 PON 에 연결된 각 ONU 의 어드레스를 알고 있어야 하고 단계 2 내지 단계 4 를 사용하여 차례로 각 ONU 의 심볼들을 동기화해야 한다.

6. 모든 ONU 가 심볼 정렬되어 있는 경우, OLT 는 반복적으로 각 ONU 의 정렬을 차례로 체크하고 필요한 경우 ONU 에게 그의 심볼 오프셋을 조정하도록 명령할 것이다.

이러한 정렬 프로토콜은 또한 새로운 ONU 들이 동작 PON 에 전개됨에 따라 그들의 심볼 동기화를 달성하도록 사용될 수 있다. OLT 는 동기화 스케줄링에 새로운 ONU 를 포함시키도록 수동으로 구성된다.

OLT 는 또한 ONU 들 사이에서 대역폭을 공유하도록 각 ONU 에 타임슬롯들 및/또는 서브캐리어들을 할당해야 한다. ONU 프레임들은 상이한 ONU 들로부터의 타임슬롯들이 OLT 에서 충돌하는 것을 피하기 위해 OLT 에서 정렬되어야 한다. ONU 는 단지 임의의 주어진 타임슬롯을 식별할 수 있도록 프레임에 정렬할 필요가 있다. 프레임 정렬을 달성하기 위해, OLT 는 먼저 ONU 에게 단순한 사각파 정렬 신호를 송신하고, 심볼 오프셋을 검출 및 보상함으로써 심볼 정렬을 달성하도록 명령한다. 그 후, OLT 는 ONU 에게 이제 L 개의 심볼들의 프레임 길이와 동일한 주기를 갖는 정렬 신호를 송신하도록 명령하며, 여기서 L 은 정수이다. 심볼 오프셋들의 시퀀스는 예를 들어 p2 의 오프셋을 갖는 L_POS 개의 심볼들이 후속하는 p1 의 오프셋을 갖는 L_NEG 개의 심볼들일 수 있다. 정렬 신호의 주기가 L 개의 심볼들이 되게 하기 위해, L_NEG + L_POS = L 이 만족되어야 한다. p1 및 p2 의 다른 오프셋 시퀀스들은 주기가 L 개의 심볼들인 경우 사용될 수 있다. 그 후, OLT 는 심볼 정렬 오프셋 검출과 유사한 방식으로, 심볼 단위로, 프레임 오프셋을 검출한다. 프레임 정렬의 경우, 단지 하나의 샘플이 L 개의 심볼들의 주기에 대해 각각의 연속적인 심볼로부터 취해질 필요가 있으며, 그 후 L 개의 샘플들의 이러한 시퀀스는 심볼 정렬에 대해 사용된 것과 유사한 방식으로 상관 프로세스를 위해 사용된다. 적분 기능이 R 개의 프레임들, 또는 R·L 개의 심볼들과 등가인 총 신호 주기에 대해 수행되어야 하며, 여기서 R 은 정수이고, 다른 ONU 들로부터의 OOFDM 신호들이 제로로 적분될 정도로 충분히 크며, R 은 바람직하게는 ≤5000 이고, 더욱 바람직하게는 ≤1000 이다. 심볼 당 하나의 샘플을 갖는 매칭 상관 신호가 초기에 프레임에 정렬되는 OLT 에서 발생되고, 상관 신호 오프셋은 한 번에 하나의 심볼만큼 증분되고, 대응하는 상관 프로파일은 0 부터 L-1 까지의 L 개의 가능한 심볼들 오프셋들의 범위에 대해 발생된다. 상관 프로파일에서의 피크는 ONU 에 의해 초기에 가정된 프레임과 OLT 에서 요구된 프레임 정렬 사이의 오프셋을 나타낼 것이다. 그 후, OLT 는 ONU 에게 프레임 정렬 신호의 송신을 중단하라고 명령하고 검출된 프레임 오프셋을 전송하여 ONU 가 프레임의 시작 그리고 따라서 모든 타임슬롯 로케이션들을 식별할 수 있도록 한다.

OLT 로부터의 정렬 신호를 코딩함으로써, 정렬 신호 코드를 알고 있는 ONU 들만이 심볼, 타임슬롯 및 프레임 동기화를 달성하도록 허용하기 위해 네트워크로 보안의 레벨을 도입하는 것 또한 가능하다.

송신된 데이터에 액세스를 시도하는 임의의 비인가된 ONU 는 동기화를 달성하기 위해 코드를 알고 있어야 하고, 또한 동기화가 달성되는 때를 검출할 수 있어야 한다.

정렬 신호는 주기 T_CODE = 2M/β 심볼들을 갖는 p1 또는 p2 의 값들을 갖는 심볼 오프셋들의 코딩된 시퀀스일 수 있고, 여기서 β 는 정수이며, 바람직하게는 25 에서 75 까지의 범위이다. 심볼 정렬 원리는 단순한 온-오프 시퀀스에 대해서와 코딩된 시퀀스에 대해서 정확히 동일하다. 그러나, 2M 개의 심볼들의 상관 주기 (β=1) 내에서 주기적이지 않은 시퀀스를 사용하는 것은 곱셈 기능들 이전에 합산 기능들을 수행하는 가능성을 제한한다.

코드 길이, T_CODE 가 충분히 긴 경우, 바람직하게는 적어도 30 심볼들, 더욱 바람직하게는 적어도 40 심볼들인 경우, 코드 길이, 코드 시퀀스 및 가능한 오프셋의 모든 가능한 퍼뮤테이션들을 테스트함으로써, 요구된 샘플들의 양에 기초하여, 코드를 결정하는데 잠재적인 위반자에 의해 걸리는 시간은 매우 클 것이다.

현재의 기법은 이하에 요약되는 수개의 이점들에 의해 특징지워진다:

간단성 및 높은 정확도. 그 기법은 임의의 추가적인 하드웨어, 큰 FPGA 로직 사용, 여분의 송신 대역폭, 또는 고가의 광학/전기 컴포넌트들을 요구하지 않는다. SCO 및 STO 효과들 양자 모두를 보상하는 능력은 그 기법의 높은 성능 정확도를 보장한다.

높은 동작 스피드들. 그 기법은 임의의 임의적인 비트 레이트에서 OOFDM 광학 송신 시스템들에 적합하다.

넓은 유연성. 그 기법은 포인트 대 포인트 및 포인트 대 다중포인트 OOFDM 송신 시스템들 양자 모두에서 구현될 수 있다.

부가된 물리층 네트워크 보안. 그 기법은 비인가된 사용자에 의한 통신들을 실제적으로 불가능하게 하는 효과적인 수단을 제공한다.

현존하는 네트워크 아키텍쳐들 및 서비스들과의 우수한 호환가능성.

현존하는 네크워크 아키텍쳐들 및 서비스들에 대한 임의의 중단을 도입하지 않는 라이브 (live) 업그레이딩 능력.

Claims (14)

1. 독립적인 저전력 레벨 정렬 신호를 가산함으로써 전기적 OFDM 심볼들을 코딩하는 것, 및 코딩된 OFDM 신호를 E/O 컨버터들을 통해 광학 도메인으로 변환하는 것을 통해, 고속 광학 직교 주파수 분할 멀티플레싱 (OOFDM) 송신 시스템들에서의 심볼 동기화를 위한 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 OFDM 신호 및 상기 독립적인 저전력 레벨 정렬 신호는:
   a) 인커밍 이진 데이터 시퀀스를 동일하거나 상이한 신호 변조 포맷들을 사용하여 직렬 복소수들로 인코딩하는 단계;
   b) 인코딩된 복소 데이터 시퀀스를 다수의 동일하게 이간된 협대역 병렬 서브캐리어들로 트렁케이트하는 단계로서, 상이한 서브캐리어들은 동일하거나 상이한 전력들을 가질 수도 있는, 상기 트렁케이트하는 단계;
   c) OOFDM 심볼들 (심볼들 S1, S2,..., Sn,.., 여기서 Sn 은 제 n 심볼임) 을 형성하는 병렬 복소 또는 실수 값 시간 도메인 샘플들을 발생시키기 위한 역 고속 푸리에 변환 (IFFT) 과 같은 역 시간 대 주파수 도메인 변환 (inverse time to frequency domain transform) 을 적용하는 단계;
   d) 각 심볼 앞에, 길이 C 샘플들의 순환 프리픽스를 선택적으로 삽입하는 단계;
   e) 각 심볼에 상기 OFDM 심볼에 정렬되는 DC 오프셋 (X) 인 정렬 신호를 가산하는 단계로서, p1 은 p2 와 동일하지 않다는 제약으로, X 는 n 이 홀수인 경우 p1 과 동일하고, X 는 n 이 짝수인 경우 p2 와 동일한, 상기 정렬 신호를 가산하는 단계;
   f) 병렬 심볼들을 긴 디지털 시퀀스로 직렬화하는 단계;
   g) 상기 디지털 시퀀스를 아날로그 파형들로 변환하기 위해 디지털 대 아날로그 변환기를 적용하는 단계;
   h) 광학 파형을 발생시키기 위해 전기 대 광학 변환기 (E/O) 를 적용하는 단계;
   i) 광학 신호를 단일 모드 파이버 (SMF) 또는 멀티모드 파이버 (MMF) 또는 폴리머 광학 파이버 (POF) 링크에 커플링하는 단계
   에 의해 송신기로부터 발생되고 송신되는, 심볼 동기화를 위한 방법.
3. 제 2 항에 있어서,
   단계 e) 에서, X 는 미리 정의되지만, 고정된 길이의 p1 및 p2 의 임의의 반복하는 시퀀스이고, 이것은 코딩된 정렬 신호로서 정의되는, 심볼 동기화를 위한 방법.
4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
   송신기에서, OOFDM 신호와 함께 송신되고 상기 OOFDM 신호에 정렬되는 상기 저전력 레벨 신호는 DC 오프셋들 (X) 이고, 여기서 X 는 2 개의 연속적인 OOFDM 심볼들에 대해 상이하고, 2 개의 연속적인 DC 신호들 (X) 사이의 차이는 적어도 1 양자화 레벨인, 심볼 동기화를 위한 방법.
5. 제 2 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
   X 는 모든 짝수로 넘버링된 심볼들에 대해 동일한 +p 이고, 모든 홀수로 넘버링된 심볼들에 대해 동일한 -p 이며, 여기서 p 는 최대 Y/20 이고, Y 는 OOFDM 신호의 피크 진폭인, 심볼 동기화를 위한 방법.
6. 제 5 항에 있어서,
   p 는 최대 Y/100 인, 심볼 동기화를 위한 방법.
7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 정렬 신호는 네트워크로 물리층 보안의 여분의 레벨을 도입하기 위해 코딩된 패턴을 갖는, 심볼 동기화를 위한 방법.
8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
   수신기에서,
   a) 광학 대 전기 변환기 (O/E) 를 사용하여 송신된 OOFDM 신호들을 수신하는 단계;
   b) 아날로그 파형을 샘플들의 디지털 시퀀스로 변환하기 위해 아날로그 대 디지털 변환기를 적용하는 단계;
   c) 긴 직렬 시퀀스를 병렬 데이터로 변환하기 위해 직렬 대 병렬 변환기를 적용하는 단계;
   d) 심볼 정렬 오프셋을 검출하고 선택된 데이터를 심볼 경계들에 정렬하기 위해 수신기에 의해 발생된 결합된 OFDM 신호 및 정렬 신호를 프로세싱하는 단계;
   e) 존재하는 경우 순환 프리픽스를 제거하는 단계;
   f) 직접 시간 대 주파수 도메인 변환을 적용하는 단계;
   g) 복소값 서브 캐리어들의 병렬 복조를 수행하는 단계에 의해, 신호가 수신 및 디코딩되는, 심볼 동기화를 위한 방법.
9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 정렬 신호는:
   a) 상기 정렬 신호와 유사한 상관 신호를 발생시키는 단계;
   b) 상기 상관 신호를 임의의 초기의 심볼 포지션에 정렬하는 단계로서, 실제의 심볼 포지션에 대한 미지의 오프셋은 w₀ 인, 상기 정렬하는 단계;
   c) v 샘플들의 증분적 오프셋을 가산함으로써 상기 초기 상관 신호를 변경하는 단계;
   d) 2.M.Z 개의 샘플들의 주기에 대해 프로세싱하는 단계:
   수신된 OOFDM 신호 D₁, D₂,...., D_2MZ
   수신된 정렬 신호: A₁, A₂,...., A_2MZ
   상기 상관 신호: C_{1 +v}, C_{2 +v},...., C_{2MZ +v},
   여기서 M 은 바람직하게는 최대 2000 인 큰 정수이고, v 는 상기 상관 신호에 가산되는 오프셋이고, 초기 값 0 의 정수이다.
   e) k = 1 내지 2·M·Z 에 대해, 수신된 신호 샘플들 D_k+A_k 에 2M 심볼 주기들에 대해 대응하는 상관 신호 샘플들 C_{k +v} 를 곱하고, 0 으로 설정된 v 로 시작하여, 상관 값 COR_k = (D_k+A_k)·C_{k +v} 를 발생시키는 단계;
   f) 식
   

   

   
   에 따라 2M 개의 심볼들의 주기에 대해 모든 COR_k 샘플들의 총합으로서 정의된 COR_2M 을 계산하는 단계;
   g) COR_2M 의 절대값으로서 INT_v,
   v 의 상관 신호 오프셋 값과 연관된

   

   
   를 도출하는 단계;
   h) 단계 d) 내지 단계 g) 를 반복하고 0 과 Z-1 사이의 범위에 있는 v 의 모든 값들에 대해 INT_v 를 계산하는 단계;
   i) INT_k 의 Z 개의 값들의 그룹으로부터 가장 포지티브인 값을 선택하는 단계로서, k 는 0 에서 Z-1 까지의 범위에 있는, 상기 선택하는 단계;
   j) 실제의 심볼 포지션들과 상기 상관 신호의 초기 포지션 사이의 오프셋 w₀ 를 w₀ = max[INT_v] 에서의 v (0 과 Z-1 사이의 범위에 있는 v 에 대해) 로서 결정하는 단계에 의해 수신기에서 프로세싱되는, 심볼 동기화를 위한 방법.
10. 제 9 항에 있어서,
    상기 알고리즘은 직렬 프로세싱, 언더 샘플링 직렬 프로세싱, 병렬 프로세싱 또는 세미 병렬 프로세싱 중 임의의 프로세싱에서 구현될 수 있는, 심볼 동기화를 위한 방법.
11. 비동기적으로 클로킹된 OOFDM 수신기들에서 샘플링 클록 오프셋을 보상하기 위해 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 따른 사용.
12. 포인트 대 다중포인트 OOFDM 링크들에서 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 따른 사용.
13. 물리층 네트워크 보안을 달성하는 것에 있어서 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 따른 사용.
14. 포인트 대 다중포인트 PON 들에서의 심볼 정렬을 달성하는 매체 액세스 제어층 프로토콜로서,
    a) OLT 가 정렬 신호를 연속적으로 송신하고, 각 ONU 가 초기화 때 수신된 심볼 포지션들에 정렬하는 것;
    b) 그 후, ONU 가 OLT 에 대하여, 다운스트림 제어 채널을 통해, 정렬 신호를 송신하라는 명령을 대기하고, 명령을 받는 경우, ONU 가 상기 정렬 신호를 송신하는 것;
    c) OLT 는 요구된 심볼 정렬로부터의 오프셋을 검출하고, 상기 ONU 에게 그의 송신된 심볼 포지션을 이에 따라 오프셋하여 그것을 OLT 들에 의해 요구된 수신된 심볼 포지션들에 정렬하도록 명령하는 것;
    d) 상기 OLT 가 수신된 심볼들의 정렬을 확인하고 ONU 에게 정렬 신호를 턴 오프하라고 명령하는 것;
    e) OLT 가 PON 에 연결된 각 ONU 의 어드레스를 알고 있고, 단계 b) 내지 단계 d) 를 사용하여 차례로 각 ONU 의 심볼들을 동기화하는 것;
    f) 모든 ONU 가 심볼 정렬되어 있는 경우, OLT 가 반복적으로 각 ONU 의 정렬을 차례로 체크하고 필요한 경우 ONU 에게 그의 심볼 오프셋을 조정하도록 명령하는 것;
    g) 동작 PON 에서 선택적으로 전개된 새로운 ONU 들의 심볼 동기화를 달성하기 위해 상기 정렬 프로토콜을 사용하는 것으로서, 상기 OLT 는 동기화 스케줄링에 새로운 ONU 를 포함시키도록 수동으로 구성되는, 상기 정렬 프로토콜을 사용하는 것을 포함하는, 매체 액세스 제어층 프로토콜.

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