CN102387110B - 用于生成导频序列的设备和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种用于生成导频序列的设备，包括：映射信息确定单元，确定导频序列在子载波上的周期性映射信息；以及导频序列生成单元，使用周期性映射信息计算将要生成的导频序列的相位信息，从而生成导频序列。本发明还提出了一种用于估计信道信息的设备和一种用于估计信道信息的设备。

Description

用于生成导频序列的设备和方法

技术领域

本发明涉及无线通信领域，具体涉及一种用于生成导频序列的设备和方法。

背景技术

在单频网络(SFN)中，多个发送端利用相同的时、频资源向同一个接收端传输相同的信息。例如，基于正交频分复用调制的单频网络在数字音频广播(DAB)和路基数字视频广播(DVB-T)系统中得到了广泛的应用。

频域正交放置的导频序列是最普遍的正交导频放置方法。基于这种导频放置策略，接收端可以使用一组频域滤波器来有效地识别并解调不同发送端发送的导频序列。除了频域正交外，其他正交策略，比如时域正交，也被经常采用。

为了提高系统在对抗多径接收方面的可靠性，单频网络要求接收端能够实现高精度、高可靠性的同步功能。在基于正交频分复用调制的单频网络中，载波频偏(CFO)的存在将导致系统解调性能的下降。在单频网络中，为了提高接收性能，系统要求接收端能够获知信道状态信息(CSI)。

在现有技术中，基于频域滤波器的算法被广泛采用。在接收端，频域滤波器被用来检测和识别各个发送端传输的导频。然而，传统的导频设计并不考虑导频子载波映射信息，也就是说，导频的内容是独立于导频子载波映射信息的。在这种情况下，当遭遇到比较大的载波频偏(CFO)时，传统的基于频域滤波器的算法有可能因为导频位置的偏移而不能正确地识别并解调出导频序列。

换句话说，传统的导频序列的设计是独立于导频子载波映射信息的。通常，系统首先生成导频序列，然后这些生成的导频序列组被映射到预留的导频子载波上(这组预留的导频子载波是系统预先设定的，各个发送端和接收端都知道该导频位置信息)。然而，由于传统的导频序列不含有子载波映射信息，因此当系统中存在较大的载波频偏时，由于接收端的导频子载波位置已经不同于系统中缺省的导频子载波位置，因此导频序列的解调性能(基于频域滤波器)受到载波频偏的影响较大，甚至可能导致解调的失败。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提出了一种可靠的导频序列生成设备和方法。使用本发明，可以避免因为系统中存在较大的载波频偏而导致的导频序列检测失败。在多点到点的传输环境中(例如单频网络)，这种可靠性显得尤为重要。在本发明中，无论系统中存在的载波频偏有多大，每个发送端发送的导频序列始终可以在接收端被成功地识别和解调。另外，本发明还提供了一种高精度的载波频偏以及信道估计方法。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于生成导频序列的设备，包括：映射信息确定单元，确定导频序列在子载波上的周期性映射信息；以及导频序列生成单元，使用周期性映射信息计算将要生成的导频序列的相位信息，从而生成导频序列。

优选地，导频序列生成单元把导频序列的编号与周期性映射信息相乘，并使用相乘的结果计算将要生成的导频序列的相位信息，从而生成导频序列。

优选地，导频序列生成单元把导频序列的编号与周期性映射信息的乘积与预定因子相乘，并根据相乘的结果计算将要生成的导频序列的相位信息，从而生成导频序列，其中，预定因子是不大于子载波总数同时不小于预定信道长度的任意素数。

优选地，导频序列生成单元生成的导频序列具有恒定模值。

本发明的另一方面提供了一种用于估计载波频偏的设备，包括：导频序列检测单元，从接收的信号中检测导频序列，导频序列的相位信息包含导频序列在子载波上的周期性映射信息；相位旋转向量估计单元，从检测的导频序列中估计由于载波频偏而导致的相位旋转向量；以及载波频偏估计单元，根据估计得到的相位旋转向量，估计载波频偏。

优选地，相位旋转信息估计单元生成与导频序列相关的矩阵，对接收的信号进行矩阵运算以滤除干扰和噪声并保留与导频序列有关的有效信息，从而生成所述相位旋转向量。

优选地，载波频偏估计单元包括用于接收信道信息的输入端，其中，载波频偏估计单元根据估计得到的相位旋转向量以及输入端上接收的信道信息来估计载波频偏。

本发明的另一方面提供了一种用于估计信道信息的设备，包括：导频序列检测单元，从接收的信号中检测导频序列，导频序列的相位信息包含导频序列在子载波上的周期性映射信息；以及信道信息估计单元，采用最小二乘法从检测到的导频序列中估计信道信息。

优选地，信道信息估计单元包括用于接收载波频偏的输入端，其中，信道信息估计单元利用所述输入端上接收的载波频偏，采用最小二乘法从检测到的导频序列中估计信道信息。

本发明的另一方面提供了一种用于生成导频序列的方法，包括：确定导频序列在子载波上的周期性映射信息；以及使用周期性映射信息计算将要生成的导频序列的相位信息，从而生成导频序列。

优选地，把导频序列的编号与周期性映射信息相乘，并使用相乘的结果计算将要生成的导频序列的相位信息，从而生成导频序列。

优选地，把导频序列的编号与周期性映射信息的乘积与预定因子相乘，并根据相乘的结果计算将要生成的导频序列的相位信息，从而生成导频序列，其中，预定因子是不大于子载波总数同时不小于预定信道长度的任意素数。

优选地，所生成的导频序列具有恒定模值。

本发明的另一方面提供了一种用于估计载波频偏和信道信息的方法，包括：导频序列检测步骤，从接收的信号中检测导频序列，导频序列的相位信息包含导频序列的子载波的周期性映射信息；载波频偏初步估计步骤，从检测的导频序列中估计载波频偏；信道信息估计步骤，利用估计的载波频偏，采用最小二乘法并从检测到的导频序列中估计信道信息；以及载波频偏估计步骤，利用估计的信道信息，从检测的导频序列中估计由于载波频偏而导致的相位旋转向量，并根据估计得到的相位旋转向量来估计载波频偏。

优选地，信道信息估计步骤和载波频偏估计步骤循环执行至少两次。

使用本发明的导频序列，当多点到点传输系统中存在较大的载波频偏时，接收端也总能够避免现有技术中由于载波频偏的存在所导致的导频序列检测失效。此外，相比于现有技术中基于频域滤波器的导频检测，本发明的导频序列检测过程能够避免由于载波频偏的存在而导致的有效能量损失，因而新的导频能够提高载波频偏的估计精度。

本发明的导频序列在导频识别性能上是非常鲁棒的，而且导频的检测性能独立于系统中的载波频偏，因此可以有效地应用于多点到点传输环境中，比如单频网络、OFDMA系统，等等。

附图说明

通过下文结合附图的详细描述，本发明的上述和其它特征将会变得更加明显，其中：

图1示出了根据本发明一个实施例的无线网络系统的示意图；

图2示出了根据本发明一个实施例的用于生成导频序列的设备的框图；

图3示出了根据本发明一个实施例的导频序列生成的示意图；

图4示出了根据本发明另一个实施例的导频序列生成的示意图；

图5示出了根据本发明一个实施例的用于估计载波频偏的设备的框图；

图6示出了根据本发明一个实施例的用于估计信道信息的设备的框图；

图7示出了根据本发明一个实施例的用于生成导频序列的方法的流程图；

图8示出了根据本发明一个实施例的用于估计载波频偏的方法的流程图；

图9示出了根据本发明一个实施例的用于估计信道信息的方法的流程图；

图10示出了根据本发明一个实施例的用于估计载波频偏和信道信息的方法的流程图；

图11示出了根据本发明一个实施例的用于估计载波频偏和信道信息的过程原理图；

图12示出了根据本发明一个实施例的载波频偏估计性能的图表；

图13示出了根据本发明一个实施例的信道估计性能的图表；以及

图14示出了根据本发明一个实施例的误比特率性能的图表。

具体实施方式

下面，通过结合附图对本发明的具体实施例的描述，本发明的原理和实现将会变得明显。应当注意的是，本发明不应局限于下文所述的具体实施例。另外，为了简便起见，省略了对公知元件的描述。

在下面的一个具体实施例中，以基于正交频分复用调制的单频网络来描述本发明的导频序列。然而可以理解的是，本发明并不限于正交频分复用调制的单频网络。本发明同样可以应用于其他无线网络中，例如采用正交时分复用调制的无线网络，等等。

图1示出了根据本发明一个实施例的基于正交频分复用调制的单频网络收发系统。如图1所示，若干个发送端101共享相同的时、频资源，并向同一个接收端102发送相同的信息。由于多个发送端通过无线信道向同一个接收端发送相同的信息，并且多个发送端使用相同的时、频资源进行发送，因此在接收端中，导频识别性能尤为重要。

图2示出了根据本发明一个实施例的用于生成导频序列的设备1的框图。如图2所示，用于生成导频序列的设备1包括映射信息确定单元100和导频序列生成单元110。映射信息确定单元100确定导频序列在子载波上的映射信息(即，导频子载波的位置)。导频序列生成单元110使用设备1自身的编号(或由设备1发送的导频序列的编号)以及映射信息确定单元100所确定的导频的映射信息，计算将要生成的导频序列的相位信息，从而生成该导频序列。也就是说，导频的映射信息已经被反映在导频序列的内容当中(具体地，反映在导频序列的相位信息中)。

图3示出了根据本发明一个实施例的导频序列生成的示意图，以图3所示的映射方式生成的导频序列特别有利于接收端进行载波频偏估计，这将在下文详细描述。

如图3所示，导频序列在频域子载波上的映射是周期性的。假设每个导频序列长度为N_p，任意两个相邻的导频子载波间的距离为N/N_p，其中N表示系统中总的子载波数量，即DFT长度。N_p不能大于N(通常N_p小于N)。另外，假设导频子载波位置为其中导频序列生成单元110可以使用下面的公式(1)来生成导频序列：

${\hat{x}}_k^p\left[{\mathrm{\θ}}_{k,i}\right]=\sqrt{\frac{E_p}{{\mathrm{MN}}_p}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\θ}}_{k,i}{\mathrm{\θ}}_k}{N}}$

s.t.1≤k≤M≤N；1≤t≤N_p≤N；

${({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)}_N=\·\·\·={({\mathrm{\θ}}_{N_p}-{\mathrm{\θ}}_{N_p-1})}_N={({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_{N_p})}_N---\left(1\right)$

其中，E_p表示总导频功率，(x)_N表示x模N的余数。

导频序列的生成应该考虑到信道信息。在频率选择性衰落信道下，导频序列不是恒模的。然而，当知道信道信息时，导频序列生成单元110所生成的导频序列乘以信道衰落因子后所形成的有效导频序列是恒模的，其模值为其中M表示发送端的总数。表1示出了在图3所示的实施例中生成两个导频序列的例子，产生用于频偏估计的最优导频，其中N＝32，

表1

图4示出了根据本发明另一个实施例的导频序列生成的示意图。以图4所示的映射方式生成的导频序列特别有利于接收端进行信道估计，这将在下文详细描述。

如图4所示，导频子载波映射仍然是频域周期性的。假设导频序列长度为N_p，相邻导频子载波间隔为N/N_p，其中N表示DFT长度。N_p不大于N，一般情况下小于N。在此示例中，用于信道估计的最优导频序列是恒模的。具体地，在本示例中，导频序列生成单元110使用下面的等式(2)来生成导频序列：

${\left[X_k^p\right]}_{{\mathrm{\θ}}_{k,i}{\mathrm{\θ}}_{k,i}}=\sqrt{\frac{E_p}{{\mathrm{MN}}_p}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\θ}}_{k,i}{J}_{p(k-1)}}{N}}$

s.t.1≤k≤M≤N；1≤i≤N_p≤N；

${\mathrm{ML}}_{\max }\≤N_p\≤N,{\mathrm{MN}}_p\≤N,\frac{N}{N_p}=\mathrm{integer};$

$J_p\≥L_{\max },\frac{{\mathrm{\θ}}_i{J}_p(k-k)}{N}\≠\mathrm{integer},1\≤k\≠k^{\′}\≤M\≤N;$

${({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)}_N=\·\·\·={({\mathrm{\θ}}_{N_p}-{\mathrm{\θ}}_{N_p-1})}_N={({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_{N_p})}_N---\left(2\right)$

假定给定的信道长度L_max，则M×L_max不能大于N_p，其中M表示发送端的总数。注意，对于N_p个导频子载波必须满足如下条件：

$\frac{{\mathrm{\θ}}_i{J}_p(k-k)}{N}\≠\mathrm{integer},$

其中J_p为质数并且小于N。上述条件的内在含义是：保证了每个导频序列具有N_p个不同的导频值，因此任意两组导频序列之间的正交性得以满足。

表2示出了在图4所示的实施例中生成两个导频序列的例子，产生用于信道估计的最优导频，其中N＝32，M＝2，L_max＝4，N_p＝8，

表2

图5示出了根据本发明一个实施例的用于估计载波频偏的设备2的框图。如图5所示，用于估计载波频偏的设备2包括导频序列检测单元200、相位旋转向量估计单元210和载波频偏估计单元220。导频序列检测单元200从接收的信号中检测导频序列，该导频序列的相位信息包含导频序列在子载波上的周期性映射信息。相位旋转向量估计单元210从检测的导频序列中估计由于载波频偏而导致的相位旋转向量。载波频偏估计单元220根据估计得到的相位旋转向量，估计载波频偏。下面，对用于估计载波频偏的设备2的操作进行详细描述。

由于系统中载波频偏的存在，导致了每个发送端相对于接收端都会产生相位旋转向量，即在该向量中，ε_k表示第k个发送端相对于接收端的载波频偏。因此，相位旋转向量估计单元210按照下面的等式(3)来估计该相位旋转向量ν_k：

其中，表示IDFT矩阵的第k列向量，表示第k个传输端传输的导频向量，y表示接收向量。

接下来，载波频偏估计单元220估计得到的相位旋转向量按照下面的等式(4)来估计载波频偏：

$\widehat{{\mathrm{\ϵ}}_k}=\frac{N\×\arg \left\{\widehat{v_k}\right[{\mathrm{\θ}}_k]\}}{2{\mathrm{\π\θ}}_k}---\left(4\right)$

其中θ_k表示向量中的非0因子的位置(通过使用该导频序列，相位旋转向量的估计向量中仅有1个非0值。)

具体地，由于载波频偏的存在而导致的相位旋转信息首先可通过与该导频序列相匹配的估计器来进行估计。对于不同的导频序列来说，由于导频序列相互正交，该估计器估计出的结果(即：对应于目标用户的载波频偏导致的相位旋转信息)也是相互正交的。每个导频序列所对应的相位旋转估计向量只包含1个非0元素，而不同的导频序列所对应的非0元素的位置是不同的。这种特性保证了不同的导频序列对应的输出相位旋转向量也是相互正交的。

因此，利用每个导频序列对应的相位旋转向量的非0元素来估计出系统的载波频偏。由于每个相位旋转向量的估计向量中只有1个非0值，其他0值位置上相应的数据只能是干扰和噪声。只要接收器确定了目标导频序列，也就能够确定出相位旋转向量的估计向量中的非0值位置。在有效地滤除其他0值位置上的干扰和噪声之后，接收器可以利用相位旋转向量的非0估计值非常容易的估计出系统的载波频偏，例如按照上文描述的公式(4)来估计。

因此，相比较于传统的估计而言，本实施例中的用于估计载波频偏的设备2有效地抑制了接收端的干扰和噪声，从而有效地提高了载波频偏的估计精度和接收端的SINR。另外，不同发送端的导频总能被接收端识别并解调，无论系统中的载波频偏有多大。

图6示出了根据本发明一个实施例的用于估计信道信息的设备3的框图。如图6所示，用于估计信道信息的设备3包括导频序列检测单元300和信道信息估计单元310。导频序列检测单元300从接收的信号中检测导频序列，该导频序列的相位信息包含导频序列在子载波上的周期性映射信息。信道信息估计单元310采用最小二乘法从检测到的导频序列中估计信道信息。下面，对用于估计信道信息的设备3的操作进行详细描述。

信道信息估计单元310使用最小二乘(LS)信道估计来估计信道信息，参考下面的等式(5)：

其中，F表示DFT矩阵。矩阵P定义如下：P＝[P₁，…，P_M]，其中表示矩阵P的伪逆，定义为

表示F矩阵的前L_max行所形成的新矩阵，

因此，在本实施例的用于估计信道信息的设备3中，即使当系统中存在载波频偏时，也能够有效地识别导频序列。此外，在本实施例中，用于信道估计的导频序列是恒模的。

另外，尽管在图5和图6中未示出，然而根据本发明的用于估计载波频偏的设备2和根据本发明的用于估计信道信息的设备3还可以分别包括用于接收信道估计的输入端和用于接收载波频偏的输入端。基于额外的输入端上提供的信息，能够更好地进行载波频偏估计和信道信息估计这是因为信道状态信息可以被用来对载波频偏估计进行优化，同时由于载波频偏估计结果可以用来提高信道估计性能。与此有关的详细内容请参见下文的描述。

图7示出了根据本发明一个实施例的用于生成导频序列的方法10的流程图。

如图7所示，方法10从步骤S1000处开始执行。首先，在步骤S1100处，确定导频序列在子载波上的映射信息，即导频序列子载波的位置信息。具体地，该导频序列在频域子载波上的映射是周期性的。

在步骤S1200处，根据所确定的映射信息，计算将要生成的导频序列的相位信息。之后，在步骤S1300处，根据计算得到的相位信息，生成相应的导频序列。例如，可按照上文描述的公式(1)或公式(2)来产生导频序列。

最后，方法10在步骤S1400处结束。

图8示出了根据本发明一个实施例的用于估计载波频偏的方法20的流程图。

如图8所示，方法20从步骤S2000处开始执行。首先，在步骤S2100处，从接收的信号中检测导频序列，其中，检测到的导频序列的相位信息中包含导频序列的子载波的周期性映射信息(如上文所述)。

然后，在步骤S2200处，根据周期性映射信息，从检测的导频序列中估计由于载波频偏而导致的相位旋转向量。例如，可以使用上文描述的公式(3)来估计相位旋转向量。

接下来，在步骤S2300处，根据估计得到的相位旋转向量来估计载波频偏。例如，可以使用上文描述的公式(4)来估计载波频偏。

最后，方法20在步骤S2400处结束。

图9示出了根据本发明一个实施例的用于估计信道信息的方法30的流程图。

如图9所示，方法30从步骤S3000处开始执行。首先，在步骤S3100处，从接收的信号中检测导频序列，该导频序列的相位信息包含导频序列的子载波的周期性映射信息。然后，在步骤S3200处，采用最小二乘法从检测到的导频序列中估计信道信息。例如，可采用上文描述的公式(5)来估计信道信息。最后，方法在步骤S3300处结束。

由于信道状态信息(CSI)可以被用来对载波频偏估计算法进行优化，同时由于载波频偏估计结果可以用来提高信道估计性能，因此，下文描述根据本发明一个实施例的联合载波频偏与信道估计算法。

图10示出了根据本发明一个实施例的用于估计载波频偏和信道信息的方法40的流程图。图11示出了图10所示的方法40估计载波频偏和信道信息的过程原理图。

如图10所示，方法40在步骤S4000处开始。首先，在步骤S4100处，从接收的信号中检测导频序列。然后，在步骤S4200处，根据检测到的导频序列初步估计载波频偏。需要说明的是，步骤S4200处的载波频偏初步估计具有对信道特性的鲁棒性，并且可以通过本领域中的多种方法来执行，此处不做详细描述。

在步骤S4300处，利用初步估计得到的载波频偏，采用最小二乘法并从检测到的导频序列中估计信道信息(例如，可按照上文中描述的图9中的步骤S3200来执行)。

在步骤S4400处，利用估计的信道信息，从检测的导频序列中估计由于载波频偏而导致的相位旋转向量，并根据估计得到的相位旋转向量来估计载波频偏(例如，可按照上文中描述的图8中的步骤S2200和S2300来执行)。

在步骤S4500，可根据需要来选择是否循环执行步骤S4300和S4400。循环执行步骤S4300和S4400的优点是，可以进一步提高载波频偏和信道估计的精度。

如果在步骤S4500处判断需要循环执行步骤S4300和S4400，则该方法返回步骤S4300。否则，该方法在步骤S4600处结束。

图11示出了图10所示的方法40估计载波频偏和信道信息的过程原理图。

如图11所示，系统首先连接到“1”进行初始载波频偏估计。在进行初始载波频偏估计之后，系统连接到“2”进行信道估计。初始载波频偏估计结果有助于提高信道估计精度。

在系统进行信道估计之后，信道估计的结果将被反馈用来进行载波频偏估计。

本领域的技术人员可以理解，通过循环地多次执行载波估计和信道估计，可以提高载波频偏和信道估计的精度。

下面，结合附图12-14来分析根据本发明的载波频偏估计性能和信道估计性能。

图12示出了根据本发明一个实施例的载波频偏估计性能的图表。如图12所示，相对于理想信道状态下的结果，根据本发明的信道估计误差导致的频偏估计精度的损失非常有限。在高信噪比的条件下，Cramer-Rao界始终能够达到。

图13示出了根据本发明一个实施例的信道估计性能的图表。如图13所示，载波频偏对信道估计算法性能的影响十分显著。一个可靠的稳定的信道估计要求系统的载波频偏均方误差不超过10^-3。在高信噪比、低载波频偏估计误差的环境下，Cramer-Rao界可以达到。

图14示出了根据本发明一个实施例的误比特率性能的图表。如图14所示，假定数据调制模式为QPSK和16QAM。当接收端获知信道特性和载波频偏值时，接收端合并算法(如等增益合并EGC和最大比合并MRC)将有效地提高系统的比特误差率性能。当接收端合并算法被采用时，更多的传输端的联合传输意味着接收端可以得到更大的合并增益。

使用本发明所生成的导频序列，当多点到点传输系统中存在较大的载波频偏时，接收端也总能够避免现有技术中由于载波频偏的存在所导致的导频序列检测失效。此外，相比于现有技术中基于频域滤波器的导频检测，本发明的导频序列检测过程能够避免由于载波频偏的存在而导致的有效能量损失，因而新的导频能够提高载波频偏的估计精度。

本发明的导频序列在导频识别性能上是非常鲁棒的，而且导频的检测性能独立于系统中的载波频偏，因此可以有效地应用于多点到点传输环境中，比如单频网络、OFDMA系统，等等。

另外，本发明的导频序列具有后向兼容性，能够应用于例如传统的基于频域滤波器的应用。

尽管以上已经结合本发明的优选实施例示出了本发明，但是本领域的技术人员将会理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行各种修改、替换和改变。因此，本发明不应由上述实施例来限定，而应由所附权利要求及其等价物来限定。

Claims (9)

1.一种用于生成导频序列的设备，包括：

映射信息确定单元，确定导频序列在子载波上的周期性映射信息；以及

导频序列生成单元，使用所述周期性映射信息计算将要生成的导频序列的相位信息，从而根据以下公式生成所述导频序列：

${\tilde{x}}_k^p\left[{\mathrm{\θ}}_{k,i}\right]=\sqrt{\frac{E_p}{{\mathrm{MN}}_p}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\θ}}_{k,i}{\∂}_k}{N}}$

s.t. 1≤k≤M≤N；1≤i≤N_p≤N；

${({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)}_N=...={({\mathrm{\θ}}_{N_p}-{\mathrm{\θ}}_{N_p-1})}_N={({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_{N_p})}_N$

其中，M表示发送端的总数，N表示系统中总的子载波数量，N_p表示每个导频序列的长度，表示导频子载波的位置，E_p表示总导频功率，(x)_N表示x模N的余数，i表示子载波索引，k表示时域符号索引，P表示频域上导频符号的索引；

其中所述导频序列生成单元所生成的导频序列乘以信道衰落因子后所形成的有效导频序列是恒模的，其模值为其中M表示发送端的总数。

2.一种用于估计载波频偏的设备，包括：

导频序列检测单元，从如权利要求1所述的用于生成导频序列的设备接收的信号中检测导频序列，所述导频序列的相位信息包含导频序列在子载波上的周期性映射信息；

相位旋转向量估计单元，从检测的导频序列中估计由于载波频偏而导致的相位旋转向量；以及

载波频偏估计单元，根据估计得到的相位旋转向量，估计载波频偏。

3.如权利要求2所述的用于估计载波频偏的设备，其中，所述相位旋转信息估计单元生成与导频序列相关的矩阵，对接收的信号进行矩阵运算以滤除干扰和噪声并保留与导频序列有关的有效信息，从而生成所述相位旋转向量。

4.如权利要求2所述的用于估计载波频偏的设备，所述载波频偏估计单元包括用于接收信道信息的输入端，其中，所述载波频偏估计单元根据估计得到的相位旋转向量以及所述输入端上接收的信道信息来估计载波频偏。

5.一种用于估计信道信息的设备，包括：

导频序列检测单元，从如权利要求1所述的用于生成导频序列的设备接收的信号中检测导频序列，所述导频序列的相位信息包含导频序列在子载波上的周期性映射信息；以及

信道信息估计单元，采用最小二乘法从检测到的导频序列中估计信道信息。

6.如权利要求5所述的用于估计信道信息的设备，所述信道信息估计单元包括用于接收载波频偏的输入端，其中，所述信道信息估计单元利用所述输入端上接收的载波频偏，采用最小二乘法从检测到的导频序列中估计信道信息。

7.一种用于生成导频序列的方法，包括：

确定导频序列在子载波上的周期性映射信息；以及

使用所述周期性映射信息计算将要生成的导频序列的相位信息，从而根据以下公式生成所述导频序列：

${\tilde{x}}_k^p\left[{\mathrm{\θ}}_{k,i}\right]=\sqrt{\frac{E_p}{{\mathrm{MN}}_p}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\θ}}_{k,i}{\∂}_k}{N}}$

s.t. 1≤k≤M≤N；1≤i≤N_p≤N；

${({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)}_N=...={({\mathrm{\θ}}_{N_p}-{\mathrm{\θ}}_{N_p-1})}_N={({\mathrm{\θ}}_1-{\mathrm{\θ}}_{N_p})}_N$

其中，M表示发送端的总数，N表示系统中总的子载波数量，N_p表示每个导频序列的长度，表示导频子载波的位置，E_p表示总导频功率，(x)_N表示x模N的余数，i表示子载波索引，k表示时域符号索引，P表示频域上导频符号的索引；

其中所述导频序列生成单元所生成的导频序列乘以信道衰落因子后所形成的有效导频序列是恒模的，其模值为其中M表示发送端的总数。

8.一种用于估计载波频偏和信道信息的方法，包括：

导频序列检测步骤，从接收的利用如权利要求7所述的方法生成的信号中检测导频序列，所述导频序列的相位信息包含导频序列的子载波的周期性映射信息；

载波频偏初步估计步骤，从检测的导频序列中估计载波频偏；

信道信息估计步骤，利用估计的载波频偏，采用最小二乘法从检测到的导频序列中估计信道信息；以及

载波频偏估计步骤，利用估计的信道信息，从检测的导频序列中估计由于载波频偏而导致的相位旋转向量，并根据估计得到的相位旋转向量来估计载波频偏。

9.如权利要求8所述的用于估计载波频偏和信道信息的方法，其中，所述信道信息估计步骤和所述载波频偏估计步骤循环执行至少两次。