CN100347962C - 时域同步正交频分复用接收机去除相位噪声的方法及系统 - Google Patents
时域同步正交频分复用接收机去除相位噪声的方法及系统 Download PDFInfo
- Publication number
- CN100347962C CN100347962C CNB2004100034837A CN200410003483A CN100347962C CN 100347962 C CN100347962 C CN 100347962C CN B2004100034837 A CNB2004100034837 A CN B2004100034837A CN 200410003483 A CN200410003483 A CN 200410003483A CN 100347962 C CN100347962 C CN 100347962C
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- phase noise
- tps
- phase
- circuit
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 31
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title description 22
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 8
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 3
- 101100489867 Mus musculus Got2 gene Proteins 0.000 claims description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 23
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 abstract description 2
- 108010052919 Hydroxyethylthiazole kinase Proteins 0.000 abstract 8
- 108010027436 Hydroxymethylpyrimidine kinase Proteins 0.000 abstract 8
- 229920006465 Styrenic thermoplastic elastomer Polymers 0.000 abstract 8
- 229920006348 thermoplastic styrenic block copolymer Polymers 0.000 abstract 8
- 108091006146 Channels Proteins 0.000 description 32
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 4
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 4
- 230000004044 response Effects 0.000 description 4
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 2
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 2
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 2
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 2
- 230000018199 S phase Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000001010 compromised effect Effects 0.000 description 1
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 238000009432 framing Methods 0.000 description 1
- 230000005764 inhibitory process Effects 0.000 description 1
- 230000014759 maintenance of location Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000007634 remodeling Methods 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
- 238000013519 translation Methods 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
时域同步正交频分复用接收机去除相位噪声的方法及系统，属于数字信息传输技术领域。本发明方法包括：在接收端把接收的数字信号进行分离，PN头进行信道估计，信号帧体中的TPS进行相位噪声估计。信号帧体进行离散傅立叶变换后，获得M组TPS中的N个TPS，并选取其中幅度最大的那组TPS。把选中的TPS经过带通滤波器提取经过信道和相位噪声干扰后接收到的TPS，然后与根据信道估计得到的经过信道传输的TPS估计值的复数共轭相乘，获得相位噪声的频域基带信号。最后经过离散傅立叶反变换转化为时域相位噪声估计并相位补偿。本发明所述方法在接收端能及时跟踪接收信号的相位瞬变，去除相位噪声，准确恢复系统同步。
Description
技术领域
本发明属于数字信息传输技术领域，具体涉及一种时域同步正交频分复用(TimeDomain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)接收机去除相位噪声的方法及系统。
背景技术
在同步传输的数字通信或广播系统中，所发送的是与序列x相对应的连续时间波形s(t，x)，而不是序列本身。信道符号序列到信道波形的分配是通过调制器来完成的。除信道序列x外，波形还取决于参数集θ＝(θT，θC)。子集θT为发射机参数，子集θC为信道参数，这些参数对于接收机而言是未知的。为恢复符号序列x，接收机必须从接收信号中估计出这些未知参数。而后，这些估计值将作为真实值使用，必须要建立同步，包括定时信息、载波频率、符号同步等。
接收端的基带信号进入接收机同步电路部分，如图1所示，同步电路根据该基带信号对频率偏移、定时恢复、相位等同步参数进行估计，得到载波恢复。载波恢复的操作主要包括以下三个部分：1)进行相位估计，相位估计在匹配滤波器之后，它是以符号率进行的执行(由于定时恢复在相位恢复之前)；2)相位旋转，将经过定时恢复和匹配滤波的数据抽样与一复数exp(-jθ(nT))相乘；3)频率同步，在存在一个一定量的频率偏移的情况下，一个范围宽、精度粗的频率调整是必要的。
数字传输过程中存在干扰和噪声，其中相位噪声是由于收发端的振荡器中热噪声的影响和通过外部供电及控制电路引入的噪声而引起振荡器相位的随机变化。振荡器的相位起伏和频率起伏引起了载波的相位噪声。相位噪声在发送端发射机和接收端调谐器等都能引入。
对于正交幅度调制(QAM)调制，这些相位抖动会使I/Q平面上的星座点(取样点)出现圆形模糊，引起载波间和符号间干扰，直接增加比特误码率。
通常消除相位噪声最直接的方法是采用锁相环(PLL)来滤除相位噪声。
在接收机中，恢复载波同步的方法之一是发端在频域插入一个特殊的导频信号，接收机使用一个PLL获取并跟踪这个导频分量，并使本地振荡器与接收信号的载波频率和相位同步。
一般将PLL设计成具有窄带宽，但在实际中PLL带宽的选择需要在响应速度和相位估计值中的噪声(估计精确度)之间折中，一方面，当输入信号存在相位抖动分量时，要求不能过多地抑制反映输入相位变化的分量，因此，希望选择环路的带宽足够宽，以便及时地跟踪接收相位的任何时变；另一方面，一个宽带PLL允许更多的噪声进入环路，从而恶化相位估计，此时要求通带窄，对噪声分量抑制性要好。这两个方面对PLL带宽的要求是矛盾的。同样的，同步建立时间和保持时间对PLL带宽的要求也是矛盾的。所以，需要根据实际需要选取合适的折中的PLL带宽来减轻此矛盾，或者采取其它措施避免此矛盾。
下面讲述在地面数字电视广播中具体是如何做的。
当前国际上地面数字电视传输系统主要有美国的ASTC 8-VSB(八电平残留边带调制)和欧洲的DVB-T COFDM(编码的正交频分复用调制)两种。
美国ATSC制式采用了八电平残留边带(8-VSB)调制系统。ATSC 8VSB模式在6MHz带宽内可传输19.28Mbps的信息码率，从传送系统输入到传输系统的输入码率是19.39Mbps，每个数据包188Byte，其中1Byte同步和187Byte信息(187/188＝19.28/19.39)。输入信息首先进行随机化，然后进行前项纠错编码，附加20Byte纠错码后，每个数据包变为208Byte，再经2/3格形编码输出到复用器，与数据段同步和数据场同步混合。随机化和前向纠错不加到原包中的同步Byte。包中的同步Byte在复用时转成段数据同步信号。两个数据均最后合成一个数据帧。
8电平符号和二进制数据段同步和场同步采用抑制载波的残留边带调幅调制。VSB让一个边带全部通过，而另一个边带只残留了一部分余迹。在边带两侧各安排了形状为归一的均方根升余弦响应形成310KHz的过渡区，生成的基带信号转换成模拟形式(D/A转换器)，然后调制到中频载波，并生成残留边带的中频信号。在6MHz带宽内的归一化的传送频谱如图2。
在图2中可以看到在低端边界310KHz处有一个小的导频信号，此导频信号在VSB接收机中用于载波锁定，导频信号功率使总功率增加了0.3dB，有助于降低实施中的损耗。而且由于导频信号位于同频道NTSC信号的残留边带区域内，对NTSC不产生同频道干扰。
ATSC使用的是单载波系统，它受相位噪声的影响比多载波系统要小。它使用载波导频锁相环完成对频率的锁定，接下来就使用一个基于判决数据的一阶反馈环来跟踪载波锁定后剩余的相位噪声。该反馈环在开始时根据帧同步信号获得初始相噪估计值，然后在数据段根据判决数据的星座相位旋转进行相位噪声跟踪。
ATSC载波恢复用PLL电路在图2所示的导频上完成，其PLL的环路带宽足够宽，能够提供±100kHz宽的频率引入范围，以及跟踪滤除信号上约2kHz的相位噪声。但PLL带宽又窄到足以有效地抑制强白噪声和NTSC同频道干扰信号。
ASTC段同步和符号时钟恢复也是采用PLL电路。
但是ATSC存在近的强多径变化(相位)时，上述单一的小导频信号会受到严重影响，载波恢复变得困难。
欧洲DVB-T系统采用与美国8-VSB不同的调制技术COFDM(编码正交频分复用)。OFDM属于多载波调制技术，它把传输比特分割到数千计的低比特率子载波上，每个子信道是窄带平坦信道。
DVB-T的数据帧结构把4个OFDM符号帧组成一个数据帧，每个OFDM符号帧包含68个OFDM符号。一个OFDM符号的载波数是恒定的，在2K模式下有1705个载波，子载波间隔为4.46KHz，有效信息载波数为1512个载波；在8K模式下有6817个载波，子载波间隔为1.11KHz，有效信息载波数为6048个载波。在一个OFDM数据帧中，所有载波上使用一样的格雷码映射的QPSK、16QAM或64QAM调制。每次从内交织器中输出的V比特符号映射成调制星座中的一个星座点。
编码正交频分复用COFDM中的“编码”的含义之一是指在OFDM频谱中插入了一些“导频”信号，这里所谓的“导频”是指这样一些OFDM的载波，它们由接收机已知的数据调制，它们所传输的不是调制数据本身，因为这些数据接收机是系统已知的，设置导频的目的是系统通过导频上的数据传送某些发射机的参量或测试信道的特性。
导频在COFDM中的作用十分重要，它的用处包括帧同步、频率同步、时间同步、信道传输特性估计、传输模式识别和跟踪相位噪声等。调制导频的数据是从一个事先规定的伪随机序列发生器中生成的伪随机序列。DVB-T中规定了分散导频、连续导频和传输参数信令(TPS)导频。
分散导频用作信道特性的估值；连续导频用作定时和载波频率的同步。它们的幅度比数据子载波高+2.5dB。连续导频在每个COFDM符号中的位置都是固定的，在8k模式中插入了177个连续导频，在2k模式中插入了45个连续导频。分散导频的位置在不同的COFDM符号中有所不同，但以四个COFDM符号为周期循环，如图3所示，其中白色圆圈代表数据子载波，灰色圆圈代表分散导频子载波，黑色圆圈代表TPS导频子载波，斜线圆圈代表连续导频子载波。
DVB-T的TPS载波用于传输系统参数，即信道编码和调制参数。每一OFDM符号含1TPS bit，在OFDM符号帧中有68/17bit，在星座图中有固定位置，如图3所示。TPS载波采用DBPSK调制。
由于子载波间隔非常小，因此，OFDM多载波系统相比于单载波系统对相位噪声更敏感。相位噪声的影响可以模型化为两部分：1)公共部分，它引起当前帧中所有接收到的数据符号的相位旋转，导致信号星座的整体旋转，它是子载波数N的单调下降函数，当N＝1(相当于单载波系统)时，达到最大，当N趋于无穷时，此部分也趋于0；2)分散部分，它类似于高斯白噪声，将导致对应接收信号星座点的散焦，此部分是子载波数N的单调上升函数，当N＝1(相当于单载波系统)时，达到最小。
第一部分相位噪声容易通过PLL跟踪DVB-T中的连续导频信号来消除。但是对于第二部分相位噪声，DVB-T补偿困难，即DVB-T对随机相位噪声的消除性能不好，不能及时反映接收信号相位的变化。
近年清华大学也提出了“地面数字多媒体电视广播传输协议(Terrestrial DigitalMultimedia-Television Broadcasting，DMB-T)”，采用了时域同步正交频分复用(TimeDomain Synchronous Orthogonal-Frequency-Division-Multiplex，TDS-OFDM)调制技术。(专利申请号：00123597.4，中国，公开号CN1288330，“地面数字多媒体电视广播系统”和专利申请号：01124144.6，中国，公开号CN1334655，“正交频分复用调制系统中保护间隔的填充方法”)。
DMB-T系统的结构具有分层的帧结构，伪随机序列(PN序列)作为同步头，可变保护间隔(填充PN序列、循环前缀或零值)，长度不超过IDFT块长度的1/4，循环时间为自然日的周期性传输方案，具有唯一的帧地址，支持时间共享多址，支持连续和突发数据混合传输，并且MPEG码包与时间秒同步。
DMB-T传输协议的物理信道帧结构如图4所示，它是分级的。一个基本帧称为信号帧。信号帧由两部分组成，即帧同步和帧体。帧群定义为一群信号帧，其第一帧定义为帧群头(控制帧)。超帧定义为一组帧群。帧结构的顶层称为日帧(Calendar Day Frame，CDF)。物理信道是周期的，并且和绝对时间同步。
信号帧是DMB-T系统帧结构的基本单元。一个信号帧由帧同步和帧体两部分组成(见图4)。帧同步和帧体的基带符号率相同，规定为7.56MSps。
基带帧同步信号的PN序列有420个符号。信号帧群中的不同信号帧，有不同的帧同步信号。所以，帧同步能作为特定信号帧的帧同步特征而用于识别。
PN序列定义为一个8阶m序列，其特征多项式定义为x8+x6+x5+x+1，初始条件模板将确定所生成m序列的相位。对于一个特定的信号帧，它的信号帧号决定PN序列的初始条件。经“0”到“+1”值及“1”到“-1”值的映射后，PN序列变换为非归零的二进制信号。
一个帧体的基带信号是一个正交频分复用(OFDM)块。一个OFDM块进一步分成一个保护间隔和一个离散傅立叶逆变换(IDFT)块。对于TDS-OFDM来说，PN同步序列既作为帧同步，又作为OFDM的保护间隔，而帧体作为DFT块，如图4所示。
DFT块有3780个符号(子载波)并持续500us，相邻子载波间隔为2KHz，每个子载波符号采用QPSK、16QAM和均匀或非均匀64QAM映射。
由于PN序列与DFT块的正交时分复用，而且PN序列对于接收端来说是已知序列，因此，PN序列和DFT块在接收端是可以被分开的。接收端的信号帧去掉PN序列后可以看作是具有零填充保护间隔的0FDM，而具有零填充保护间隔的0FDM与具有循环前缀保护间隔的OFDM在理论上是等价的。
在一个帧体中，有3780个符号(载波)，其中36个子载波用于携带传输参数信令(Transmission Parameter Signaling，TPS)，剩余的3744个子载波用于数据净荷传输。TPS在帧群中每个信号帧中重复。帧体的形成如图5所示。传输模式只有在新的一帧群开始时才能改变。
在DMB-T中，PN同步序列用于帧同步、频率同步、定时同步、信道估计和均衡、传输帧识别和跟踪相位噪声等。
在清华大学提出的DMB-T系统的接收端也存在相位噪声，需要采取一定的措施来消除相位噪声，以便获得可靠的载波恢复(专利申请号：03102063.1，中国，公开号CN1430354，“利用传输参数信令抑制相位噪声的方法”)。将输入的数字信号经过内外码纠错编码后，进行符号调制映射，然后把N个TPS分为M组按照一定规则插入到信息符号序列中，经过离散傅立叶反变换(IDFT)处理，保护间隔插入IDFT时域块形成帧体。在每组TPS中有一个用于相位噪声参考的相位参考TPS，它的幅度高于同组中其它的TPS信号，其它TPS构成相位参考TPS的频率保护带。TPS子载波在TDS-OFDM帧体中的分布如图6所示。36个TPS子载波分为4组，等间隔地插入DFT块中。每组包含9个子载波，其中第5个子载波(我们称之为相位参考TPS)的功率高于其它8个子载波，用于随机相位噪声的估计和补偿。在相位参考TPS的两边各有4个子载波间隔的频率保护带，以尽可能提取主要的相位噪声，同时减少数据干扰。将帧头和上述携带TPS的帧体复接成为信号帧，经过数模变换、成形滤波、射频上变换等处理后送给信道传输，由收端进行相应的消除相位噪声处理。
发明内容
本发明根据OFDM多载波调制系统相位噪声的特性，利用时域同步正交频分复用调制(TDS-OFDM)中传输参数信令(TPS)，提出一种消除相位噪声的实现方法及系统，及时锁定接收信号相位的瞬时变化，准确恢复系统同步。
本发明所述的TDS-OFDM接收机去除相位噪声的方法，其特征在于，它是在数字电路中实现的，它依次含有以下步骤：
(1)分离器把接收的TDS-0FDM即时域正交频分复用信号进行分离，对分离出的PN头进行信道估计，对分离出的信号帧体进行相位噪声估计和补偿；
(2)把信号帧体进行离散傅立叶变换得到接收到的相位参考传输信令即TPS，TPS共有N个，均分为M组；
(3)比较N个TPS，并选取其中带有最大的相位参考TPS子载波的那组TPS，把它送给下述带通滤波器；
(4)使用一个中心频率位于相位参考TPS处的带通滤波器来提取经过信道和相位噪声干扰后的相位参考TPS，所述滤波器的带宽为2个子载波带宽；
(5)根据步骤(1)的信道估计结果
和步骤(3)中所选取位置的TPS，相乘后得到经过估计信道后的TPS值，用v(k)表示，
(6)把步骤(4)得到的滤波结果乘以v(k)的复数共轭v(k)*-1，获得相位噪声的频域基带信号；
(7)把步骤(6)得到的相位噪声的频域基带信号经过离散傅立叶反变换转化为时域相位噪声估计矢量；
(8)把步骤(7)得到的时域相位噪声估计矢量的复数共轭乘以相应的未作离散傅立叶变换的信号帧体数据在时域得到相位补偿后的基带信号。
步骤(2)所述的N＝36，M＝4。
步骤(4)所述带通滤波器的带宽为
其中Δf为OFDM子载波间隔。
本发明所述的TDS-OFDM接收机去除相位噪声系统，其特征在于，它含有：
离散傅立叶变换电路，即DFT电路，它有一个信号帧体输入端；
比较和选择电路，它和DFT电路的输出端相连；
带通滤波器，它的输入端与比较和选择电路的输出端相连，它的中心频率位于比较和选择电路输出的相位参考TPS处，它的带宽为
M为TPS的组数，M＝4，N为M组的TPS数，N＝36，Δf为OFDM子载波间隔，带宽取2Δf；
第一乘法器，它的两个输入端分别与外面信道估计和均衡系统中的信道估计电路输出端以及比较和选择电路的输出端相连；
第一复数共轭运算电路，它的输入端与第一乘法器的输出端相连；
第二乘法器，它的两个输入端分别与复数共轭运算电路输出端和带通滤波器的输出端相连；
离散傅立叶反变换电路，即IDFT电路，它的输入端与第二乘法器的输出端相连；
第二复数共轭运算电路，它的输入端与IDFT电路的输出端相连；
相位补偿电路，它是第三个乘法器，它的两个输入端分别与第二复数共轭电路输出端和分离后未作DFT处理的信号帧体相连，它的输出是相位补偿后的时域基带信号。
一个采用本实施例所述方法的接收机系统原理性组成框图如图12所示。引入了相位噪声的信号经过分离器后，分离出的PN头进行信道估计，分离出的信号帧体进行相位估计和补偿，从而消除和跟踪相位噪声。进行相位补偿后对0FDM信号进行离散傅立叶变换，即是对OFDM信号解调，然后进行信号均衡，使得接收机性能大大提高。
一个采用本实施例所述方法的地面数字多媒体电视广播接收系统原理性组成框图如图13所示。天线或其它信号接收机接收调制信号，送给下变频模块进行频率变换后，送给模数转换变为数字信号，利用时域PN同步序列恢复载波同步、符号同步、定时同步等，并采用本发明进行相位噪声估计，消除和跟踪相位噪声，然后经过0FDM多载波解调和纠错码解码方法处理后，最后恢复MPEG TS码流。
对上述采用本发明所述方法的地面数字多媒体电视广播接收系统进行的计算机仿真测试，在计算机仿真结果的基础上，已经用现场可编程逻辑门阵列即FPGA实现了采用本发明所述方法的地面数字多媒体电视广播接收系统的功能样机。
附图说明
图1为一个典型的数字接收机同步电路方框图。
图2为美国ATSC中导频在信道频谱中的位置。
图3为欧洲DVB-T中导频的空间位置。
图4为本发明所采用的DMB-T传输协议的分级帧结构。
图5具有TPS的TDS-OFDM帧体形成框图。
图6为TPS子载波在TDS-OFDM帧体中的分布。
图7为经过多径衰落信道后恢复的TPS信号。
图8相位噪声估计方差与相位参考TPS幅度Ac的关系图。
图9为恢复载波的归一化NMSE与保护带和滤波器带宽的关系。
图10SNR＝25dB和30dB时相位噪声估计方差与滤波器BW和相位参考幅度Ac的关系图。
图11为本发明的具体实现方法框图。
图12利用本发明的去除相位噪声的接收机内部框图。
图13为采用本发明去除相位噪声的地面数字多媒体电视广播系统接收原理框图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明的具体实施例进行详细描述。
本发明提出的一种消除相位噪声估计的方法用于TDS-OFDM调制系统接收端的实施例的实现步骤如下：
(1)分离器把接收的TDS-OFDM即时域同步正交频分复用信号进行分离，对分离出的PN头进行信道估计，对分离出的信号帧体进行相位噪声估计和补偿：
(2)把信号帧体进行离散傅立叶变换得到接收到的相位参考传输信令即TPS；
(3)比较N个TPS，并选取其中带有最大相位参考TPS子载波的那组TPS，把它送给下述带通滤波器；
(4)使用一个中心频率位于相位参考TPS处的带通滤波器来提取经过信道和相位噪声干扰后的相位参考TPS，所述滤波器的带宽为2个子载波带宽；
(5)根据步骤(1)的信道估计结果
和步骤(3)中所选取位置的TPS，相乘后得到经过估计信道后的TPS值，用v(k)表示，
(6)把步骤(5)得到的v(k)进行复数共轭运算得到v(k)*-1；
(7)把步骤(4)得到的滤波结果乘以步骤(6)得到的复数共轭v(k)*-1，获得相位噪声的频域基带信号；
(8)把步骤(7)得到的相位噪声的频域基带信号经过离散傅立叶反变换转化为时域相位噪声估计矢量；
(9)把步骤(8)得到的时域相位噪声估计矢量的复数共轭乘以相应的未作离散傅立叶变换的信号帧体数据在时域得到相位补偿后的基带信号，从而去除相位噪声。
TDS-OFDM即时域同步正交频分复用调制系统属于OFDM即正交频分复用技术，因此，TDS-OFDM系统的相位噪声也包括公共旋转部分和外来分散部分。公共旋转部分通过TDS-OFDM信号帧的PN同步序列跟踪；而对于外来分散部分产生的随机相位噪声，本发明提出了利用TDS-OFDM中传输参数信令即TPS子载波进行相位估计，从而去除相位噪声，以便及时反映接收信号相位的任何瞬时时变。
本发明中去除相位噪声的实现方法利用了TPS即传输参数信令，在去除相位噪声的方法的实施例中，受多径效应影响，4组TPS子载波受到的信道衰落不一样，接收端信号经过傅立叶变换后，各组TPS幅度发生变化，如图7所示。相位噪声估计的准确度与相位参考TPS的幅度有关。根据仿真结果，可以看出相位参考TPS的幅度Ac与相位噪声估计方差的关系，如图8所示。所以在进行滤波时，要首先选择幅度较高的相位参考TPS。
相位噪声可以以一个相位旋转ej(n)为模型，TDS-OFDM帧体信号经过信道传输后，在接收端进入离散傅立叶变换电路之前的帧体信号可表示为：
r(n)＝ej(n)x(n)*h(n)+n′(n) (1)
其中，r(n)为接收端的TDS-OFDM帧体信号，(n)表示在第n个采样点处的相位噪声，x(n)为调制后的TDS-OFDM帧体信号，h(n)为信道，n′(n)＝n(n)*h(n)，n(n)为高斯白噪声，n′(n)为n(n)经过信道后的噪声。根据相位噪声的模型，可知相位噪声方差与信号相比非常小，所以式(2)近似总是成立：
ej(n)≈1+j(n) (2)
本发明中，接收机接收的信号经过信道h(n)传输。由式(1)和式(2)可知，在接收端得到的基带帧体信号r(n)可近似为：
r(n)≈x(n)*h(n)+j(n)·(x(n)*h(n))+n′(n) (3)
经过实施步骤(2)的离散傅立叶变换后，得到式(4)：
y(k)＝DFT(r(n))
≈H(k)·X(k)+j·[φ(k)*(H(k)·X(k))]+N′(k) (4)
其中y(k)、H(k)、X(k)、φ(k)、N′(k)分别为r(n)、h(n)、x(n)、(x)、n′(n)经过离散傅立叶变换后相应的频域表示。
得到的TPSi组可表示为式子(5)：
yTPS(i)(k)≈H(k)·TPSi(k)+j·[φ(k)*(H(k)·TPSi(k))]+N′(k)
＝v(k)+j·φ(k)*v(k)+N′(k) (5)
其中yTPS(i)(k)接收到的第i组TPS，v(k)＝H(k)·TPSi(k)。
在接收端，可以用一个中心频率位于相位参考TPS处的带通滤波器来完成载波恢复，因此，除了相位参考TPS必须有保护带外，滤波器的带宽BW也是一个重要参数。理论分析表明，恢复载波的归一化均方误差(NMSE)与相位参考TPS的频率保护带带宽和载波恢复滤波器的带宽有关，其示意图如图9所示。图10给出了SNR＝25dB和30dB时相位噪声估计方差与滤波器BW和相位参考幅度Ac的关系图。相位参考TPS子载波幅度Ac越大，估计方差越小，但估计性能在Ac＝2之后随Ac增大改善不大。而估计方差与BW的关系比较复杂：在信噪比SNR较低的情况下，随着BW增加，当Ac＞2时估计方差稍有改善，而Ac≤2时方差恶化。在信噪比SNR较高的情况下，随着BW增加，当Ac＞1时估计方差逐步改善，Ac＝1时方差恶化。这是因为随着BW增加，提取的相位噪声分量增加，但带内的白噪声也随之增加，只有当带内白噪声与导频相比较小时，估计方差才会有改善。同时，BW＝4时的估计方差一般大于BW＝3。这是由于我们的保护带宽有限，当BW太大时，带宽边缘的子载波受数据子载波干扰较大。综合考虑以上各种情况，在本实施例中取BW＝2，Ac＝3。这样使用的带通滤波器带宽为2个子载波间隔Δf，即带宽4kHz。其中Δf为OFDM子载波间隔。
在接收端，上述利用TPS进行相位噪声估计的实现方法为：收到的信号首先对4组相位参考TPS子载波进行比较，选取其中最大的那个相位参考TPS进行带通滤波处理，获得相位噪声的频域基带信号。然后乘以估计的相位噪声矢量的复数共轭，获得相位补偿的基带信号，如图11所示。然后基于TDS-OFDM中的PN同步序列进行信道频率响应估计，估计的信道响应用于均衡相位补偿后的信号帧，最后经过自动增益控制即AGC后形成基带信号，送给后面的处理部分，恢复发端传送的数据。
从前面技术背景所述的图3可以看到，欧洲DVB-T系统在OFDM符号中放置了大量的导频信号(包括TPS信号)，但是DVB-T系统导频的两边没有留有频率保护带，每个导频的两边都是实际的数据信号，从上述分析可知，DVB-T要采用本发明所述的方法，一是需要滤波器带宽很窄且陡峭，实现复杂，数据也会作为干扰存在；二是即使实现了滤波，但没有频率保护带，从上述的图8、图9、图10可知，相位噪声消除性能也不好。
上述结合附图对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例，在不脱离本申请的权利要求的精神和范围情况下，本领域的技术人员可作出各种修改或改型。
Claims (4)
1、时域同步正交频分复用接收机去除相位噪声的方法，其特征在于，它是在数字电路中实现的，它依次含有以下步骤：
(1)分离器把接收的TDS-OFDM即时域正交频分复用信号进行分离，对分离出的PN头进行信道估计，对分离出的信号帧体进行相位噪声估计和补偿；
(2)把信号帧体进行离散傅立叶变换得到接收到的相位参考传输信令即TPS，TPS共有N个，均分为M组；
(3)比较N个TPS，并选取其中带有最大的相位参考TPS子载波的那组TPS，把它送给下述带通滤波器；
(4)使用一个中心频率位于相位参考TPS处的带通滤波器来提取经过信道和相位噪声干扰后的相位参考TPS，所述滤波器的带宽为2个子载波带宽；
(5)根据步骤(1)的信道估计结果
和步骤(3)中所选取位置的TPS，相乘后得到经过估计信道后的TPS值，用v(k)表示，
(6)把步骤(4)得到的滤波结果乘以v(k)的复数共轭v(k)*-1，获得相位噪声的频域基带信号；
(7)把步骤(6)得到的相位噪声的频域基带信号经过离散傅立叶反变换转化为时域相位噪声估计矢量；
(8)把步骤(7)得到的时域相位噪声估计矢量的复数共轭乘以相应的未作离散傅立叶变换的信号帧体数据在时域得到相位补偿后的基带信号。
2、根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收机去除相位噪声的方法，其特征在于：步骤(2)所述的N＝36，M＝4。
3、根据权利要求1所述的时域同步正交频分复用接收机去除相位噪声的方法，其特征在于：步骤(4)所述带通滤波器的带宽为
其中Δf为OFDM子载波间隔。
4、时域同步正交频分复用接收机去除相位噪声的系统，其特征在于，它含有：
离散傅立叶变换电路，即DFT电路，它有一个信号帧体输入端；
比较和选择电路，它和DFT电路的输出端相连；
带通滤波器，它的输入端与比较和选择电路的输出端相连，它的中心频率位于比较和选择电路输出的相位参考TPS处，它的带宽为
M为TPS的组数，M＝4，N为M组的TPS数，N＝36，Δf为OFDM子载波间隔，带宽取2Δf；
第一乘法器，它的两个输入端分别与外面信道估计和均衡系统中的信道估计电路输出端以及比较和选择电路的输出端相连；
第一复数共轭运算电路，它的输入端与第一乘法器的输出端相连；
第二乘法器，它的两个输入端分别与复数共轭运算电路输出端和带通滤波器的输出端相连；
离散傅立叶反变换电路，即IDFT电路，它的输入端与第二乘法器的输出端相连；
第二复数共轭运算电路，它的输入端与IDFT电路的输出端相连；
相位补偿电路，它是第三个乘法器，它的两个输入端分别与第二复数共轭电路输出端和分离后未作DFT处理的信号帧体相连，它的输出是相位补偿后的时域基带信号。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB2004100034837A CN100347962C (zh) | 2004-03-31 | 2004-03-31 | 时域同步正交频分复用接收机去除相位噪声的方法及系统 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CNB2004100034837A CN100347962C (zh) | 2004-03-31 | 2004-03-31 | 时域同步正交频分复用接收机去除相位噪声的方法及系统 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1677876A CN1677876A (zh) | 2005-10-05 |
| CN100347962C true CN100347962C (zh) | 2007-11-07 |
Family
ID=35050212
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CNB2004100034837A Expired - Fee Related CN100347962C (zh) | 2004-03-31 | 2004-03-31 | 时域同步正交频分复用接收机去除相位噪声的方法及系统 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN100347962C (zh) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100896203B1 (ko) * | 2006-02-24 | 2009-05-12 | 삼성전자주식회사 | 광대역무선접속시스템에서 데이터 복조를 위한 채널추정장치 및 방법 |
| CN101188450B (zh) * | 2006-11-16 | 2011-08-31 | 大唐移动通信设备有限公司 | Td-scdma中确定同步偏移控制命令的方法及装置 |
| CN101257469B (zh) * | 2008-01-11 | 2010-09-08 | 清华大学 | 正交频分复用系统中利用系统信息抑制相位噪声的方法 |
| CN101414850B (zh) * | 2008-12-04 | 2012-04-25 | 哈尔滨工业大学 | 一种多进制双正交直扩跳频混合信号的产生与接收方法 |
| JP5310494B2 (ja) | 2009-11-09 | 2013-10-09 | 日本電気株式会社 | 信号処理方法、情報処理装置、及び信号処理プログラム |
| CN103078824B (zh) * | 2013-01-24 | 2016-01-20 | 清华大学 | Tds-ofdm中功率受限频段的功率抑制方法及装置 |
| US9065653B2 (en) * | 2013-11-01 | 2015-06-23 | Korea Advanced Institute Of Science & Technology | Internal jitter tolerance tester with an internal jitter generator |
| CN104519006B (zh) * | 2014-12-25 | 2017-10-10 | 北京邮电大学 | 一种基于正交极化传输的ofdm系统相位噪声消除方法 |
| CN110417429A (zh) * | 2018-04-27 | 2019-11-05 | 晨星半导体股份有限公司 | 信号接收装置及其信号处理方法 |
| CN110460385B (zh) | 2018-05-08 | 2022-05-31 | 富士通株式会社 | 相位噪声补偿装置及方法、接收机 |
| CN111083083B (zh) * | 2019-12-20 | 2022-08-23 | 翱捷科技股份有限公司 | 一种ofdm系统接收端相位补偿方法及系统 |
| CN113452502B (zh) * | 2021-06-28 | 2022-05-06 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种主被动复合相位补偿的时间频率传递方法和系统 |
| CN113852384A (zh) * | 2021-09-27 | 2021-12-28 | 广西万云科技有限公司 | 一种射频信号信噪比增强方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1288330A (zh) * | 2000-08-25 | 2001-03-21 | 清华大学 | 地面数字多媒体电视广播系统 |
| CN1430354A (zh) * | 2003-01-30 | 2003-07-16 | 清华大学 | 利用传输参数信令抑制相位噪声的方法 |
| JP2004048315A (ja) * | 2002-07-11 | 2004-02-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法 |
-
2004
- 2004-03-31 CN CNB2004100034837A patent/CN100347962C/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1288330A (zh) * | 2000-08-25 | 2001-03-21 | 清华大学 | 地面数字多媒体电视广播系统 |
| JP2004048315A (ja) * | 2002-07-11 | 2004-02-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法 |
| CN1430354A (zh) * | 2003-01-30 | 2003-07-16 | 清华大学 | 利用传输参数信令抑制相位噪声的方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1677876A (zh) | 2005-10-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN1172501C (zh) | Ofdm接收系统中校正频偏的设备 | |
| CN1300963C (zh) | 用于在ofdm通信系统中发送与接收部分发送序列的边信息的装置与方法 | |
| CN100347962C (zh) | 时域同步正交频分复用接收机去除相位噪声的方法及系统 | |
| CN100372238C (zh) | 时域同步正交频分复用接收机系统 | |
| CN1897586A (zh) | 多普勒频率计算装置和方法以及正交频分复用解调装置 | |
| US20150341586A1 (en) | Broadcasting system with digital television signals and metadata that modulate respective sets of OFDM carriers | |
| CN1642159A (zh) | 在通信系统中估计干扰和噪声的装置和方法 | |
| CN1901528A (zh) | 正交频分复用解调装置和方法 | |
| CN101039291A (zh) | 纠正残余载波频偏、固定相位和幅值偏差的方法及装置 | |
| CN1533110A (zh) | 正交分频多任务信号的信道估测方法、接收方法及接收器 | |
| CN1848834A (zh) | 在接收器中增进通道估算并补偿剩余频率偏移的均衡电路 | |
| CN1317903A (zh) | 时域同步正交频分复用调制方法 | |
| CN101035295A (zh) | 一种地面数字电视系统中的帧同步产生方法及其装置 | |
| CN1159911C (zh) | 低峰值平均功率比的时域同步正交频分复用调制方法 | |
| CN1747462A (zh) | 一种正交频分复用系统信号发送及接收方法 | |
| GB2513630A (en) | Transmitters and receivers for transmitting and receiving signals | |
| CN1534910A (zh) | 正交频分复用无线通信系统与信道补偿方法 | |
| CN1540946A (zh) | 正交分频多任务信号传输模式的侦测方法、接收方法、传输模式侦测器及接收器 | |
| CN101997803B (zh) | 数字信号的块传输方法及系统 | |
| CN1677911A (zh) | 时域同步正交频分复用接收机的载波恢复方法及其系统 | |
| CN1210900C (zh) | 利用传输参数信令抑制相位噪声的方法 | |
| CN1209920C (zh) | 同步多载波扩频地面数字电视传输系统 | |
| CN101047678A (zh) | 应用于正交频分复用系统中的信道估计方法及装置 | |
| CN1909614A (zh) | 多阶结构的载波恢复装置及方法 | |
| KR100842069B1 (ko) | 주파수영역에 부가적인 파일럿신호를 가지는 ｃｏｆｄｍ방식의 송신시스템 및 그에 따른 신호처리방법 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20071107 Termination date: 20160331 |