CN1747462A - 一种正交频分复用系统信号发送及接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种正交频分复用系统信号发送及接收方法，属于移动无线数据传输技术领域，该方法包括：发送端将发送的数据和导频组成的频域发送序列进行子载波映射，然后在频域发送序列两端分别将另一端的发送序列按照一定长度重复拷贝进行延拓，再经过IFFT变换、添加循环前缀、时域滤波或者再经过频域加窗、IFFT变换、添加循环前缀以及时域滤波后发送至接收端。接收端采用基于IFFT的信道估计方法进行信道估计，然后再对数据和信道频域响应值估计值分别进行带内带外的简单合并，即可均衡得到最终的OFDM解调数据。本发明能够有效抑制信道估计时边带起伏和外插影响，并提供一定的额外分集能力。

Description

一种正交频分复用系统信号发送及接收方法

技术领域

本发明属于移动无线数据传输技术领域，特别是指一种在正交频分复用(OFDM)通信系统中信号发送及接收方法。

背景技术

下一代移动通信的目标是能够提供更高传输速率、更高的频谱利用率，而正交频分复用(OFDM)是一种能提高频谱利用率，获得高速传输速率的有效多载波调制方法。传统的OFDM系统发送端对信号发送方法如图1所示，主要包括以下步骤：首先将调制数据和导频复接成频域发送序列，然后将每一组频域发送序列(N_TX点)进行子载波映射，对映射后的频域发送序列执行N_FFT点(即OFDM符号点数)的反快速傅立叶变换(IFFT)后成为时域信号，再添加循环前缀(CP)，然后通过无线传输信道到达接收端。这种利用正交多载波的传输方式，其各个子载波上的调制数据的传输速度并不是很高，但是多载波并行传递数据从而使得系统的传输速率得到很大提高，并且各个子载波间是正交的，所以可以简单的使用反快速傅立叶变换(IFFT)和快速傅立叶变换(FFT)来完成时频转换。综合起来OFDM系统的发送方法具有简单、抗多径干扰、高的频谱利用率等优点。

在OFDM系统中，为了正确地解调每个子载波上的数据，需要对每个子载波上的信道响应进行估计。通常梳状导频方案被用于OFDM的信道估计，即在OFDM发送端，一定数量的子载波将被选择用于发送导频信号，其导频信号在OFDM信号时频单元中的分布如图2所示，导频信号分散地占用一定的OFDM信号时频单元。在图2中，标注D的格子为数据子载波，标注P的格子为导频子载波，频率轴方向上相邻导频予载波间隔为B，在此图中B＝4。而在接收端首先估计出导频信号位置的信道响应，再通过一定的插值算法得到整个信号带内所有子载波的信道响应。

为了保证信号带外的衰减特性，通常会在OFDM信号有效带宽两端保留一些空闲(虚拟)子载波位置，图3为OFDM系统频域导频非对称分布示意图，其中标注D的格子为数据子载波，标注P的格子为导频子载波，标注0的格子为虚拟子载波，图中总的信号有效带宽为N_TX点，而系统分配的总带宽(包含虚拟子载波范围)为N_FFT点，有效信号序列(包含数据和导频)的N_TX点(标号为0到N_TX-1)以直流位置I为中心对称分布。当采用如图2所示的频域梳状导频结构时，经常会出现由于导频分布不是覆盖在整个信号有效带宽两端，这样在接收端就需要对导频覆盖范围之外的数据子载波位置(如图3所示标号N_TX-3到N_TX-1的范围是需要外插子载波)的信道响应通过一定的外插方式估计出来。

为了计算复杂度的考虑，接收端的信道估计通常采用基于IFFT的信道估计方法，如图4所示(设导频分布如图3所示)，则其主要包括以下步骤，即：取出含有导频的数据块，执行N_FFT点的FFT变换至频域，再从频域数据中取出导频位置的数据并求得导频位置信道频域响应(共为N_FFT/B点)，对导频位置信道响应序列执行IFFT变换至时域，对时域信道响应补零至N_FFT点后再执行FFT，即可得到插值后的频域信道响应。采用上述信道估计方法时，图3中所示的需要外插子载波范围内的子载波位置信道估计值将由于外插而引入较大的估计误差，同时上述基于IFFT的信道估计方法还会由于导频的边带起伏效应而引入较大的估计误差。

发明内容

本发明的目的在于为克服已有技术的不足之处，提出一种正交频分复用系统信号发送及接收方法，能够有效抑制信道估计时边带起伏和外插影响，并提供一定的额外分集能力。

本发明提供了一种正交频分复用系统信号发送方法，此方法包括：

发送端将发送的数据和导频组成的频域发送序列进行子载波映射，然后在频域发送序列两端分别将另一端的发送序列按照一定长度重复拷贝进行延拓，再经过IFFT变换、添加循环前缀、时域滤波或者再经过频域加窗、IFFT变换、添加循环前缀以及时域滤波后发送至接收端。

本发明的发送方法的特点为：

在对频域的发送序列进行IFFT变换之前，需要对子载波映射后的频域发送序列向两端的虚拟子载波范围进行一定长度的拷贝延拓，每一端拷贝延拓的序列都是另外一端的相应长度的序列；在IFFT变换和添加循环前缀之后进行时域滤波，或者在IFFT变换之前采用频域加窗，在添加循环前缀之后进行时域滤波。

本发明的发送方法可适用于各种相应的接收方法，为得到更好的效果还可采用下述对应的接收方法，此方法包括：

接收端按照准确定时同步结果去掉循环前缀，执行FFT变换到频域，从频域数据中按照导频和数据映射规律解复接出导频子载波和数据子载波，对解复接出来的导频子载波利用基于IFFT的信道估计方法估计插值出所有子载波的频域信道响应，然后从所有子载波的频域信道响应中提取出对应于数据子载波的频域信道响应值，再对从频域数据中解复接出来的数据子载波以及从所有子载波的频域信道响应中提取的对应于数据子载波的频域信道响应值分别执行合并操作，然后均衡，即可得到输出数据。

此接收方法的特点为：

上述接收方法中的合并，是直接将OFDM信号频域接收序列有效带宽外两端的长度为L的序列分别与另一端的接收序列有效带宽内的长度为L的序列直接合并，这种直接合并同时作用于解复接出来的数据子载波和对应于数据子载波的频域信道响应值。

实验证明，本发明提出的这种OFDM系统信号的发送方法，在接收端采用一定的带内带外信号合并处理，从而可以在不增加信号总带宽和其他开销的情况下，有效地降低由于采用频域梳状导频、在频域信道估计采用基于IFFT信道估计方法时产生的外插以及边带起伏失真所带来的系统性能的损失，并提供给正交频分复用系统一定的额外分集能力。

附图说明

图1为传统OFDM信号发送方法实现框图。

图2为OFDM系统梳状导频示意图。

图3为OFDM系统频域导频非对称分布示意图。

图4为OFDM系统接收端基于IFFT的信道估计插值方法示意图。

图5为实现本发明的实施例1的示意图。

图6为本发明实现的OFDM发送信号频谱示意图。

图7为实现本发明的实施例2的示意图。

图8为本发明的接收端合并处理示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例详细说明本发明的技术方案。

为了减少在接收端基于IFFT的信道估计方法所造成的边带起伏和外插引入的信道估计误差，本发明方法在发送端充分利用如图3所示的虚拟子载波，将频域发送序列(数据结合导频)按照一定的规定进行拷贝延拓，同时结合有效信号带外抑制的考虑对经过IFFT变换后的时域序列进行适当的时域滤波，从而在不增加接收端解调复杂度的前提下而只对有效信号带内和带外的信号采用简单的合并即可获得性能上的提高。

本发明提出的正交频分复用系统信号发送方法的实施例1如图5所示，包括以下步骤：

1)发送端将待发送的数据和导频复接组成频域发送序列；

2)对每一组频域发送序列进行子载波映射；

3)然后在子载波映射后的频域发送序列两端分别将另一端长度为L的发送序列进行拷贝延拓；

4)将拷贝延拓后的频域发送序列执行反快速傅立叶变换；

5)对反快速傅立叶变换后数据添加循环前缀；

6)对添加循环前缀后的序列进行时域滤波后发送到接收端。

对比传统OFDM信号的发送方法(如图1)，实施例1(如图5)的最大不同在于，对频域经过复接和子载波映射的数据首先进行了向虚拟子载波占据的有效信号带外拷贝延拓，而且对添加CP之后的时域信号经过了一个时域滤波。

在本实施例1中，频域拷贝延拓具体实现步骤如下：

设频域发送序列(复接了导频和数据)为N_TX点，而IFFT点数为N_FFT点，则原虚拟子载波为N_FFT-N_TX，分别位于有效信号带宽N_TX点两端外侧。先选定频域拷贝延拓长度为L(要求L满足 $L<\min (\frac{1}{2}(N_{\mathrm{FFT}}-N_{\mathrm{TX}}),\frac{1}{2}{N}_{\mathrm{TX}})$ )。分别将频域发送序列每一端的L点拷贝并延拓到发送序列的另一端(这样的操作在发送序列的两端同时进行)，从而由N_TX点的发送序列延拓为N_TX+2L点。

这样拷贝延拓处理之后，原来需要外插的子载波位置(如图3所示)已经被新的边界导频所覆盖而成为内插区域；而产生的新的需要外插位置的子载波位于OFDM有用信号带外边界，再采用下面的时域滤波方法来进一步降低带外边界信道响应值，从而达到最终降低边带信道估计误差对系统性能的影响。

本实施例1的时域滤波方法是采用根号误符号函数与根号升余弦函数相结合得到的滤波系数进行滤波。在本实施例1中给出两个函数的滤波系数具体生成方法：其中，根号误符号函数的滤波系数具体生成方法为：

由IFFT点数N_FFT点和频域发送序列N_TX点，可设定根号误符号函数滤波器的归一化3dB有效带宽为

过渡带宽度系数为α，同时设时域抽头(滤波系数)数目为N_filter，则根号误符号函数滤波器时域响应可由如下伪代码描述生成：

i在范围 $\&lsqb;1:\frac{1}{2}{N}_{\mathrm{filter}}\&rsqb;$ 内时，如下：

当 $i=[N_{\mathrm{filter}}\frac{1}{2}\frac{N_{\mathrm{TX}}}{N_{\mathrm{FFT}}}(1-\mathrm{\&alpha;}):N_{\mathrm{filter}}\frac{1}{2}\frac{N_{\mathrm{TX}}}{N_{\mathrm{FFT}}}(1-\mathrm{\&alpha;})]$ 时，

${\mathrm{FF}}_{\mathrm{erfc}}\left(i\right)=\frac{1}{2}\mathrm{erfc}(4.5\&CenterDot;\frac{\frac{i}{N_{\mathrm{filter}}}-\frac{1}{2}\frac{N_{\mathrm{TX}}}{N_{\mathrm{FFT}}}}{\frac{1}{2}\frac{N_{\mathrm{TX}}}{N_{\mathrm{FFT}}}})$

当 $i=[1:N_{\mathrm{filter}}\frac{1}{2}\frac{N_{\mathrm{TX}}}{N_{\mathrm{FFT}}}(1-\mathrm{\&alpha;})]$ 时，FF_erfc(i)＝1；

当i为其他值，FF_erfc(i)＝0；

i在范围 $\&lsqb;\frac{1}{2}{N}_{\mathrm{filter}}+1:N_{\mathrm{filter}}\&rsqb;$ 内时，如下：

FF_erfc(i)＝FF_erfc(N_filter-i+1).

FT_erfc＝ifft(sqrt(FF_erfc))；

${\mathrm{FT}}_{\mathrm{erfc}}=\&lsqb;{\mathrm{FT}}_{\mathrm{erfc}}(\frac{1}{2}{N}_{\mathrm{filter}}+1:N_{\mathrm{filter}}){\mathrm{FT}}_{\mathrm{erfc}}(1:\frac{1}{2}{N}_{\mathrm{filter}})\&rsqb;.$

上述伪代码中，FF_erfc为根号误符号函数频域响应，FT_erfc为最终的根号误符号函数滤波器时域响应，抽头(滤波系数)数目为N_filter。误符号函数erfc定义如下：

$\mathrm{erfc}\left(x\right)=\frac{2}{\sqrt{\mathrm{\&pi;}}}{\&Integral;}_x^{+\&infin;}{e}^{{-t}^2}\mathrm{dt}...\left(1\right)$

根号升余弦函数的滤波系数具体生成方法为：

i在范围 $\&lsqb;\frac{N_{\mathrm{filter}}}{2}-M+1:\frac{N_{\mathrm{filter}}}{2}+M+1\&rsqb;$ 内时，如下：

${\mathrm{FT}}_{r\cos }\left(i\right)=\mathrm{sqrt}(0.5+0.5\cos (\mathrm{\&pi;}*\frac{i-\frac{N_{\mathrm{filter}}}{2}-1}{M}))$

当i为其他值，FT_rcos(i)＝0.

其中2M+1为根号升余弦函数滤波器有效长度，意味着此根号升余弦函数滤波器时域响应只在 $\&lsqb;\frac{N_{\mathrm{filter}}}{2}-M+1:\frac{N_{\mathrm{filter}}}{2}+M+1\&rsqb;$ 范围内有效，其他值为0。

而最终本实施例1的时域滤波的系数如下生成：

FT₁＝FT_erfc·FT_rcos(2)

这样得到的本实施例1的时域滤波方法实际有效的滤波系数的数目为2M+1。使用这2M+1个系数对时域信号进行滤波，即可得到本发明实现的发送信号。

为了进一步展示本发明实施例1产生的信号特征，将上述拷贝延拓和实施例1的时域滤波的各个参数具体化为如下；

其中：

N_FFT＝4096；

N_CP＝300；

N_TX＝1536；

B＝8：

L＝80：

α＝0.35：

N_filter＝512；

M＝40。

可以得到如图6所示的OFDM信号频谱示意图。

由上述图6的频谱图可以看到，OFDM信号边带经过上述滤波处理由传统OFDM信号边带突变过程变成了具有过渡带的缓变过程。正是由于这样的缓变特性，可以在接收端采用基于IFFT的信道估计时有效抑制IFFT变换插值引入的边带起负效应。

在上述本发明实施例1中，时域滤波方法的设计采用了结合根号升余弦滤函数滤波系数与根号误符号函数滤波系数组合作为时域滤波的方法，实际实施中，还可采用另外一个根号升余弦函数滤波系数替换上述根号误符号函数滤波系数，从而形成根号升余弦滤函数滤波系数与根号升余弦函数滤波系数组合作为时域滤波的方法，其最终形成的OFDM发送信号特性可与上述实施例1保持一致。

本发明提供的正交频分复用系统信号发送方法的实施例2如图7所示，包括以下步骤：

1)发送端将待发送的数据和导频复接组成频域发送序列；

2)对每一组频域发送序列进行子载波映射；

3)然后在子载波映射后的频域发送序列两端分别将另一端长度为L的发送序列拷贝进行延拓；

4)将拷贝延拓后的频域发送序列乘以一个频域的窗函数；

5)对加窗后的频域发送序列执行反快速傅立叶变换；

6)对反快速傅立叶变换后数据添加循环前缀；

7)对添加循环前缀后的序列进行时域滤波后发送到接收端。

相比子实施例1，图7所示的实施例2的最大变化在于，将实施例1中的时域滤波拆分成了实施例2中的频域加窗和时域滤波两个部分。根据实施例2，频域加窗与时域滤波时，要求两者的合成之后频域响应与实施例1中的时域滤波相一致。具体实现上来说，频域加窗可以参照实施例1中根号误符号函数滤波系数(或者可替换的根号升余弦函数滤波系数)来实现；而实施例2的时域滤波则可参照实施例1的时域滤波的全响应综合考虑频域加窗响应来调整滤波系数，最终实现实施例2的频域加窗与时域滤波合成响应与实施例1的时域滤波一致。从而，实施例2所实现的OFDM发送信号具有与实施例1相同的特征。

发送端采用本发明描述的上述实施例1或者实施例2后，接收端为了充分利用上述各发送方法所带来的优势，对传统OFDM接收端进行少量的修改。

具体来说，本发明提供的接收方法如图8所示，主要包括以下步骤：

1)接收端按照定时同步结果去掉循环前缀；

2)对去掉循环前缀的序列执行快速傅立叶变换得到频域数据；

3)从频域数据中按照导频和数据映射规律解复接出导频子载波和数据子载波；

4)对解复接出来的导频子载波，利用基于快速傅立叶的信道估计方法，估计插值出所有子载波的频域信道响应；

5)从所有子载波的频域信道响应中提取出对应于数据子载波的频域信道响应值；

6)对从频域数据中解复接出来的数据子载波以及对步骤5)提取的对应于数据子载波的频域信道响应值分别执行合并操作；

7)对合并后的数据，利用对应的合并后信道响应值进行均衡得到输出数据。

而上述接收方法中的步骤4)所述的基于IFFT的信道估计方法，则参考图4，具体包括以下步骤：

1)对从频域数据中取出的导频位置的数据求得导频位置信道频域响应估计值；

2)对导频位置信道响应估计值序列执行反快速傅立叶变换至时域，得到信道时域响应估计值序列；

3)对时域信道响应估计值序列补零至N_FFT点后再执行快速傅立叶变换，即可得到插值后的所有子载波上频域信道响应估计值。

上述接收方法中，区别于传统OFDM接收方法的地方主要是，在对频域信号进行单抽头均衡前，本发明提供的接收方法需要分别对长度为N_TX+2L点的接收数据序列和接收信道响应序列采用一定合并方式，使得接收数据序列和接收信道响应序列各自转变成为N_TX点序列。如图8所示，图中描述的合并为采用了直接合并的方式来实现这种序列长度的转换，即将频域长度为N_TX+2L点的接收序列一端的L点取下与接收序列另一端对应相同发送序列的位置合并，这样的操作在接收序列(数据或者信道响应)的两端同时进行，从而由N_TX+2L点的接收序列合并为N_TX点。这种合并操作，同时作用于接收端分离出来的数据序列部分和通过梳状导频以及基于IFFT的信道估计方法估计出来的信道响应序列部分。经过上述简单合并，再进行相应的单抽头均衡，即可得到OFDM解调信号。

上述接收端简单合并的方法，并非唯一用于本发明阐述的发送信号方法的接收方法，其他如相干合并、最大似然检测等接收方法均可用于接收本发明阐述的发送方法发送的信号。

以上所述仅为本发明的各个较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所做的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1、一种正交频分复用系统信号发送方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

1)发送端将待发送的数据和导频复接组成频域发送序列；

2)对每一组频域发送序列进行子载波映射；

3)然后在子载波映射后的频域发送序列两端分别将另一端长度为L的发送序列进行拷贝延拓；

4)将拷贝延拓后的频域发送序列执行反快速傅立叶变换；

5)对反快速傅立叶变换后数据添加循环前缀；

6)对添加循环前缀后的序列进行时域滤波后发送到接收端。

2、一种正交频分复用系统信号发送方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

1)发送端将待发送的数据和导频复接组成频域发送序列；

2)对每一组频域发送序列进行子载波映射；

3)然后在子载波映射后的频域发送序列两端分别将另一端长度为L的发送序列拷贝进行延拓；

4)将拷贝延拓后的频域发送序列乘以一个频域的窗函数；

5)对加窗后的频域发送序列执行反快速傅立叶变换；

6)对反快速傅立叶变换后数据添加循环前缀；

7)对添加循环前缀后的序列进行时域滤波后发送到接收端。

3、根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，权利要求1或2中的步骤3)中，所述每一端进行延拓的长度L小于虚拟子载波个数的一半与频域发送序列总长的一半这两个值中较小的一个值。

4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对添加循环前缀后的序列进行的时域滤波是采用根号误符号函数与根号升余弦函数相结合得到的滤波系数进行滤波。

5、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对添加循环前缀后的序列进行的时域滤波是采用根号升余弦函数得到的滤波系数进行滤波。

6、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述在反快速傅立叶变换之前所乘的频域窗函数是根号升余弦函数或根号误符号函数。

7、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述对添加循环前缀后的序列进行的时域滤波是采用根号升余弦函数得到的滤波系数进行滤波。

8、采用根据权利要求1或2所述的发送方法的接收方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

1)接收端按照定时同步结果去掉循环前缀；

2)对去掉循环前缀的序列执行快速傅立叶变换得到频域数据；

3)从频域数据中按照导频和数据映射规律解复接出导频子载波和数据子载波；

4)对解复接出来的导频子载波，利用基于快速傅立叶的信道估计方法，估计插值出所有子载波的频域信道响应；

5)从所有子载波的频域信道响应中提取出对应于数据子载波的频域信道响应值；

6)对从频域数据中解复接出来的数据子载波以及对步骤5)提取的对应于数据子载波的频域信道响应值分别执行合并操作得到合并后的数据和对应的信道响应值；

7)对合并后的数据，利用对应的合并后信道响应值进行均衡得到输出数据。

9、根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述步骤4)中基于反快速傅立叶变换的信道估计方法包括以下步骤：

1)对从频域数据中取出的导频位置的数据求得导频位置信道频域响应估计值；

2)对导频位置信道响应估计值序列执行反快速傅立叶变换至时域，得到信道时域响应估计值序列；

3)对时域信道响应估计值序列补零至正交频分复用符号点数后再执行快速傅立叶变换，即可得到插值后的所有子载波上频域信道响应估计值。

10、根据权利要求8所述的方法，其特征在于，步骤6)中的合并操作，是直接将正交频分复用信号频域接收序列有效带宽外两端的长度为L的序列分别与另一端的接收序列有效带宽内的长度为L的序列直接合并。

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