CN1397120A - 通信装置及通信方法 - Google Patents

Abstract

在发送方的通信装置中，通过对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化的状态下发送该发送符号，另一方面在接收方的通信装置中，分离偶数副载波与奇数副载波，首先仅解调半符号化的偶数副载波的接收符号，在从接收符号中除去该偶数副载波的符号成分后，仅解调奇数副载波的接收符号。

Description

通信装置及通信方法

技术领域

本发明涉及采用多载波调制解调方式的通信装置，特别涉及基于DMT(Discrete Multi Tone)调制解调方式或OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplex)调制解调方式等，采用现有通信线路实现数据通信的通信装置及通信方法。但是，本发明不限于基于DMT调制解调方式进行数据通信的通信装置，也可以适用于通过一般的通信线路，基于多载波调制解调方式及单载波调制解调方式进行有线通信和无线通信的所有通信装置。

背景技术

以下，说明现有的通信装置的动作。首先，简单说明作为多载波调制解调方式，采用OFDM调制解调方式的现有的通信装置的发送系统的动作。例如，以OFDM调制解调方式进行数据通信时，在发送系统中，音调排序处理，既按预先设定频带的多个音调(多载波)，将可能传送位数的传送数据进行分配处理。具体而言，例如在各频率的tone0～toneX(X表示音调数的整数)中，分配预先决定位数的传送数据。然后，通过进行上述音调排序处理及编码处理，多路复用化每一祯的传送数据。

而且，在发送系统，对已多路复用化的传送数据进行高速傅里叶逆变换(IFFT)，将高速傅里叶逆变换后的并行数据转换为串行数据，之后，以D/A转换器将数字波形转换为模拟波形，最后，通过低通滤波器将传送数据发送到传送路上。

其次，简单说明作为多载波调制解调方式，采用OFDM调制解调方式的现有的通信装置的接收系统的动作。与上述相同，以OFDM调制解调方式进行数据通信时，在接收系统中，针对接收数据(上述传送数据)，通过低通滤波器之后，以A/D转换器将模拟波形转换为数字波形，在时域均衡器中进行时域的适应等化处理。

而且，在接收系统，将时域的适应等化处理后的数据由串行数据转换为并行数据，并对该并行数据进行高速傅里叶变换，之后，在频域均衡器中进行频域的适应等化处理。

然后，将在频域的适应等化处理后的数据，通过复合处理(最大似然复合法)及音调排序处理转换为串行数据，之后，进行速率转换处理，FEC(forward error correction：前向纠错)，解扰处理，CRC(cyclic redundancy check：循环冗余校验)等处理后，最终再生传送数据。

由此，在采用OFDM调制解调方式的现有的通信装置中，无法获得CDMA或单载波调制解调方式，例如，利用高效的传送效率及功能的适应性，将高速率通信可能化。

但是，对上述采用OFDM调制解调方式的现有的通信装置而言，有这样的问题，例如若从「进一步提高传送速率」的观点来看，发送系统及接收系统的结构有改进的余地，作为OFDM调制解调方式的特征最大限度的利用「高效的传送速率」及「功能的适应性」，也不能说实现了最佳的传送速率。

因此，通过在多载波调制解调方式中实现的半符号化，本发明以实现可更加提高传送速率的通信装置及其通信方法为目标。

发明内容

本发明通信装置，以采用多载波调制解调方式为结构，其特征在于具备：发送单元，其通过对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化的状态下发送该发送符号；接收单元，其对上述已半符号化的接收符号实施用于抽出偶数号副载波的规定的傅里叶变换，并解调分配给该副载波的数据，另一方面，对分配给上述偶数号副载波的数据实施傅里叶逆变换，生成由偶数号副载波时间波形构成的第1符号，其次，从上述接收符号中除去上述第1符号成分，生成由奇数号副载波时间波形构成的第2符号，并通过在上述第2符号的后面附加该符号的复制及倒置了的符号来生成第3符号，最后，对上述第3符号实施用于抽出奇数号副载波的规定的傅里叶变换，并将分配给该副载波的数据进行解调。

在涉及其次发明的通信装置中，其特征在于：上述接收单元，还对分配给上述奇数号副载波的数据实施傅里叶逆变换，生成由奇数号副载波的时间波形构成的第4符号，之后，从上述接收符号中除去该第4符号成分，然后用该第4符号成分除去后的接收符号进行解调处理。

在涉及其次发明的通信装置中，以采用多载波调制解调方式为结构，其特征在于还具备：发送单元，其通过对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化的状态下发送该发送符号；接收单元，其生成可能发生的所有数据组合，通过将该数据组合按顺序实施傅里叶逆变换，来生成以偶数副载波及奇数副载波的时轴数据构成的第1符号，其次，通过删除该第1符号的后半部来生成半符号化的第2符号，从上述接收符号中，减去随时生成的第2符号，然后，利用得到的减法结果计算振幅的平方平均(离差值)，从该平方平均值中检测出最小值，最后，在上述可能发生的所有数据的组合中，判断最相应于上述最小值的数据组合，将该数据组合作为最终判定值。

在涉及其次发明的通信装置中，以采用多载波调制解调方式为结构，其特征在于还具备：发送单元，其通过对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化后的状态下发送该发送符号；发送单元，其通过在已半符号化的接收符号后面附加全0符号，来生成与实施半符号化前相同长度的第1符号，其次，通过对该第1符号实施傅里叶变换，抽出偶数副载波及奇数副载波，最后分别判定分配给该偶数副载波的数据和分配给该奇数副载波的数据。

在涉及其次发明的通信装置中，以采用多载波调制解调方式为结构，其特征还在于还具备：发送单元，其通过对QPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化后的状态下发送该发送符号；发送单元，其通过在已半符号化的接收符号后面附加全0符号，来生成与实施半符号化前相同长度的第1符号，其次，通过对该第1符号实施傅里叶变换，抽出偶数副载波及奇数副载波，其次，硬判定上述偶数副载波的数据，而且，根据该判定结果计算出对奇数副载波的干扰成分，其次，从上述抽出后的奇数副载波中除去上述干扰成分，其次，硬判定干扰成分除去后的奇数副载波的数据，而且，根据该判定结果计算出对偶数副载波的干扰成分，最后，从上述抽出后的偶数副载波中除去上述干扰成分，之后，以规定的次数反复实行上述干扰成分除去处理，将其后的两个副载波的判定结果作为最终的判定值进行输出。

在涉及其次发明的通信方法中，其特征在于包含：发送步骤，其通过对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，并在半符号化后的状态下发送该发送符号；偶数副载波解调步骤，其对上述已半符号化的接收符号实施用于抽出偶数号副载波的规定的傅里叶变换，而且，解调分配给该副载波的数据；第1符号生成步骤，其对分配给上述偶数号副载波的数据实施傅里叶逆变换，生成由偶数号副载波的时间波形构成的第1符号；第2符号生成步骤，其从上述接收符号中除去上述第1符号的成分，生成由奇数号副载波的时间波形构成的第2符号；第3符号生成步骤，其通过在上述第2符号的后面附加该符号的复制及倒置的符号来生成第3符号；奇数副载波解调步骤，其对上述第3符号实施用于抽出奇数号副载波的规定的傅里叶变换，解调分配给该副载波的数据。

在涉及其次发明的通信方法中，其特征在于还包含：第4符号生成步骤，其对分配给上述奇数号副载波的数据实施傅里叶逆变换，生成由奇数号副载波的时间波形构成的第4符号；除去步骤，其从上述接收符号中除去上述第4符号的成分，以下，利用该第4符号成分除去后的接收符号进行解调处理。

在涉及其次发明的通信方法中，其特征在于包含：发送步骤，其通过对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化后的状态下发送该发送符号；第1符号生成步骤，其生成可能发生的所有的数据组合，通过对该数据组合按顺序实施傅里叶逆变换，生成以偶数副载波及奇数副载波的时轴数据构成的第1符号；第2符号生成步骤，其通过删除上述第1符号的后半部来生成半符号化的第2符号；减法步骤，其从上述接收符号中，减去随时生成的第2符号；平方平均计算步骤，其利用上述减法结果计算振幅的平方平均(离差值)；最小值检测步骤，其从上述平方平均值中检测出最小值；判定单元，其在上述可能发生的所有的数据组合中，判断最相应于上述最小值的数据组合，将该数据组合作为最终判定值。

在涉及其次发明的通信方法中，其特征在于包含：发送步骤，其通过对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化后的状态下发送该发送符号；第1符号生成步骤，其通过在已半符号化的接收符号后面附加全0符号，来生成与实施半符号化前相同长度的第1符号；副载波抽出步骤，其通过对上述第1符号实施傅里叶变换，来抽出偶数副载波及奇数副载波；判定步骤，其分别判定分配给上述偶数副载波的数据和分配给上述奇数副载波的数据。

在涉及其次发明的通信方法中，其特征在于包含：发送步骤，其通过对QPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化后的状态下发送该发送符号；第1符号生成步骤，其通过在已半符号化的接收符号后面附加全0符号，来生成与实施半符号化前相同长度的第1符号；副载波抽出步骤，其通过对上述第1符号实施傅里叶变换，来抽出偶数副载波及奇数副载波；第1干扰成分计算步骤，其硬判定上述偶数副载波的数据，而且，根据该判定结果计算对奇数副载波的干扰成分；第1除去步骤，其从上述抽出后的奇数副载波中除去上述干扰成分；第2干扰成分计算步骤，其硬判定上述干扰成分除去后的奇数副载波的数据，而且，根据该判定结果计算对偶数副载波的干扰成分；第2除去步骤，其从上述抽出后的偶数副载波中除去上述干扰成分，以下，以规定的次数反复实行上述干扰成分除去处理，然后以两个副载波的判定结果作为最终判定值进行输出。

附图说明

第1图是表示本发明通信装置的实施方式1的结构图；

第2图是表示采用DMT调制解调方式的通信装置发送系统的整体结构例图；

第3图是表示采用DMT调制解调方式的通信装置接收系统的整体结构例图；

第4图是表示本发明通信装置中使用的编码器及解码器的结构图；

第5图是表示turbo编码器的结构例图；

第6图是表示各副载波的波形及其合成波形的图；

第7图是表示本发明通信装置的实施方式2的结构图；

第8图是表示本发明通信装置的实施方式3的结构图；

第9图是表示本发明通信装置的实施方式4的结构图。

实施方式

以下基于附图详细说明本发明的通信装置及通信方法的实施方式。而且，本发明不受此实施方式的限制。

实施方式1

第1图是表示本发明通信装置的实施方式1的结构图，具体而言是表示具有本实施方式特征的接收方的结构图。

在本实施方式的通信装置中，设定为具备上述发送方及接收方双方的结构，而且通过具有基于turbo编码器及turbo解码器的高精度的数据纠错能力，获得在数据通信及声音通信中优良的传送特性。而且，在本实施方式中，为了说明方便设定了具备上述双方的结构，但可假设例如发送机仅具备发送方的结构，另一方面也可以假设接收机仅具备接收方的结构。

例如，在第1图的接收方结构中，1是减法器，2是例如从128条副载波中只抽出64条偶数副载波的高速傅里叶变换部(128复数FFT)，3是解码偶数副载波的解码器，4是将64条偶数副载波进行逆高速傅里叶变换的逆高速傅里叶变换部(128复数IFFT)，5是减法器，6是符号生成部，7是例如抽出64条奇数副载波的高速傅里叶变换部(256复数FFT)，8是解码器，9是将64条奇数副载波进行逆高速傅里叶变换的逆高速傅里叶变换部(256复数IFFT)，10是符号生成部。

在此，说明作为上述本发明特征的发送方及接收方的动作之前，根据图简单说明本发明通信装置的基本动作。例如，作为多载波调制解调方式及采用DMT(Discrete Multi Tone)调制解调方式的有线系数据通信方式，有利用现设电话线路以兆位/秒的高速进行数字通信的ADSL(Asymmetric Digital Subscriber Line)通信方式及HDSL(high-bit-rate Digital Subscriber Line)通信方式等的xDSL通信方式。而且，这种通信方式在ANSI的T1.413等中已被标准化。

第2图表示的是采用上述DMT调制解调方式的通信装置发送系统的整体结构示例图。在第2图的发送系统中，将发送数据在多路复用/同步控制(相当于图示的MUX/SYNC CONTROL)41中多路复用化，在循环冗余校验(相当于CRC：Cyclic redundancy check)42、43中对多路复用化了的发送数据附加错误检测用代码，进而，在前向纠错(相当于SCRAM&FEC)44、45中附加FEC用代码并进行扰频处理。

而且，从多路复用/同步控制41到音调排序49有两条路径，其一是包括交织(INTERLEAVE)46的交织数据缓冲器(Interleaved DataBuffer)路径，另一条是不包括交织的高速数据缓冲器(Fast DateBuffer)路径，在此进行交织处理会加大交织数据缓冲器路径的延迟。

其后，发送数据经速率转换器(相当于RATE-CONVERTOR)47、48进行速率转换处理，并经音调排序处理器(相当于TONEORDERING)49进行音调排序处理。然后，基于音调排序处理后的发送数据，经群集编码器/增益换算(相当于CONSTELLATION ANDGAIN SCALLNG)50制成群集数据(含turbo解码)，在高速傅里叶逆变换部(相当于IFFT：Inverse Fast Fourier transform)51中进行高速傅里叶逆变换。

最后经输入并行/串行缓冲器(相当于INPUTPARALLEL/SERIAL BUFFER)52将傅里叶变换后的并行数据转转换为串行数据，经模拟处理/数字-模拟转换器(相当于ANALOGPROCESSING AND DAC)53将数字波形转换为模拟波形，实行滤波处理后，在电话线路上发送该发送数据。

第3图表示的是采用上述DMT调制解调方式的通信装置的接收系统的整体结构示例图。在第3图的接收系统中，对接收数据(上述的发送数据)，经模拟处理/模拟-数字转换器(相当于图示的ANALOGPROCESSING AND ADC)141实行滤波处理后，将模拟波形转换为数字波形，在时域均衡器(相当于TEQ)142中进行时域的适应等化处理。

对实行了时域的适应等化处理后的数据，在输入串行/并行缓冲器(相当于INPUT SERIAL/PARALLEL BUFFER)143中，将串行数据转换为并行数据，对其并行数据经高速傅里叶转换器(相当于FFT：Fast Fourier transform)144进行高速傅里叶变换，之后，经频域均衡器(相当于FEQ)145进行频域的适应等化处理。

然后，将实行了频域的适应等化处理后的数据，在群集解码器/增益换算(相当于CONSTELLATION DECODER AND GAINSCALLNG)146及音调排序处理(相当于TONE ORDERING)147中由解码处理(turbo解码)及音调排序处理，转换为串行数据。之后，在速率转换器(相当于RATE-CONVERTOR)148、149中，进行速率转换处理，经解交织(相当于DEINTERLEAVE)150进行解交织处理，经前向纠错(相当于DESCRAM&FEC)151、152进行FEC处理及解扰处理，另外经循环冗余校验(相当cyclic redundancycheck)153、154进行循环冗余校验等的处理，最后经多路转换/同步控制(相当于MUX/SYNC CONTROL)155再生接收数据。

在上述所示通信装置中，具备接收系统和发送系统两条路径，若使这两条路径分别或同时动作，可实现低传送延迟及高速率的数据通信。

而且，上述中为说明上的方便，作为多载波调制解调方式，说明了采用DMT调制解调方式的有线系数字通信方式的动作，不限于此，本结构通过多载波调制解调方式(如OFDM调制解调方式)可适用于全部进行有线通信及无线通信的通信装置。另外，作为编码处理，说明了有关采用turbo码的通信装置，不限于此，例如，也可采用已知的卷积码。另外，在本实施方式中，上述时域均衡器142与第1图的TEQ2相对应，输入串行/并行缓冲器143及高速傅里叶转换部144与第1图的128复数FFT3相对应，频域均衡器145与第1图的FEQ4相对应，此后的电路与解码器5相对应。

以下，按照图说明上述采用多载波调制解调方式的通信装置中的编码器(发送系统)及解码器(接收系统)的动作。第4图是表示涉及本发明通信装置中使用的编码器(turbo编码器)、及解码器(turbo解码器和硬判定器和R/S(里德-索络蒙码)解码器的组合)的结构图，具体而言，第4图(a)是表示有关本实施方式的编码器的结构图，第4图(b)是表示有关本实施方式的解码器的结构图。

例如，第4图(a)的编码器中，21是作为纠错码通过采用turbo码而可能获得接近香农极限的性能的turbo编码器，如在turbo编码器21中，输入2位的信息位，将输出相应的2位的信息位和2位冗余位。而且，此时在接收方为使各信息位的校正能力均等，要生成各冗余位。

另一方面，第4图(b)的解码器中，22是由接收信号：Lcy(相当于下述的接收信号：y₂，y₁，y_a)计算出对数似然比的第1解码器，23及27是加法器，24及25是交织器，26是由接收信号：Lcy(相当于下述的接收信号：y₂，y₁，y_b)计算出对数似然比的第2解码器，28是解交织器，29是将第1解码器22的输出进行判定后输出原信息位系列的估算值的第1判定器，30是将里德-索络蒙码解码后输出更高精度信息位系列的第1R/S解码器，31是将第2解码器26的输出进行判定后输出原信息位系列的估算值的第2判定器，32是将里德-索络蒙码解码后输出更高精度信息位系列的第2R/S解码器，33是将Lcy(相当于下述接收信号：y₃，y₄……)硬判定后输出原信息位系列的估算值的第3判定器。

首先，说明有关第4图(a)所示编码器的动作。其中，在本实施方式下，作为多值正交调幅(QAM：Quadrature AmplitudeModulation)，例如，采用16QAM方式。另外，本实施方式的编码器中，仅对末位2位的输入数据进行turbo编码，将其它前面的位以输入数据的原状态输出。即，在本实施方式下的结构为，对特性有可能劣化的4个信号点(即信号点间距离最近的4点)的末位2位，实施具有优良纠错能力的turbo编码后，在接收方进行软判定。其次，对于特性劣化可能性低的其它前面的位，以原样的状态输出，在接收方进行硬判定。

下面，说明有关第4图(a)所示对输入的末位2位发送数据：u₁，u₂实施turbo编码的turbo编码器21的动作一例。例如，第5图表示的是turbo编码器21的结构示例图。其中，在这里作为递归制卷积编码器的结构，使用已知的递归制卷积编码器。

第5图中，35是将相当于信息位系列的发送数据：u₁，u₂进行卷积编码后以冗余数据：u_a输出的第1递归制卷积编码器，36及37是交织器，38是将交织处理后的数据；u_1t，u_2t进行卷积编码后以冗余数据：u_b输出的第2递归制卷积编码器。turbo编码器21将同时输出，发送数据u₁，u₂，和由第1递归制卷积编码器35处理后的发送数据u₁，u₂经编码后的冗余数据u_a，和经第2递归制卷积编码器38处理的交织处理后的数据u_1t，u_2t经编码后的(与其它数据的时刻不同)冗余数据u_b。

然后，在turbo编码器21中，为了使采用了冗余数据：u_a，u_b的接收方的发送数据：u₁和u₂的估算精度变为均等，而不使各冗余位的权发生偏置。

由此，如第4图(a)所示使用编码器时，作为交织的效果，可提高对猝发性数据错误的校正能力，而且，通过在第1递归制卷积编码器35和第2递归制卷积编码器38之间替换发送数据：u₁的系列和发送数据：u₂的系列的输入，可使接收方的发送数据：u₁和u₂的估算精度均等化。

其次，说明有关第4图(b)所示解码器的动作。其中，在本实施方式下，作为多值正交调幅(QAM)，例如，说明有关采用16QAM方式时的情况。另外，本实施方式的解码器中，对接收数据的末位2位实施turbo解码，经软判定推算出原发送数据，对其它前面的位，以第3判定器33硬判定其接收数据，推算原发送数据。但是，接收信号Lcy：y₄，y₃，y₂，y₁，y_a，y_b分别是对上述发送方的输出：u₄，u₃，u₂，u₁，u_a，u_b施加了传送路的噪声和衰减影响的信号。

首先，在接收了接收信号Lcy：y₂，y₁，y_a，y_b的turbo解码器中，第1解码器22抽出接收信号Lcy：y₂，y₁，y_a，计算出以这些接收信号推算的信息位(相当于原发送数据：u_1k，u_2k)：u_1k’，u_2k’的对数似然比：L(u_1k’)，L(u_2k’)(k表示时刻)。即在这里求解对u_2k为0的概率时u_2k为1的概率，和对u_1k为0的概率时u_1k为1的概率。而且，以下的说明将u_1k，u_2k称为u_k及将u_1k’，u_2k’称为u_k’。

但是，在第4图(b)中，Le(u_k)表示外部信息，La(u_k)表示前一个外部信息的事前信息。另外，作为计算出对数似然比的解码器，例如，使用已知的最大后验概率解码器(MAP算法：MaximumA-Posteriori)的情况较多，例如也可以使用已知的维特比解码器。

其次，用加法器23，从上述对数似然比的计算结果中，计算出与第2解码器26对应的外部信息：Le(u_k)。但是，因为在第一次解码时，没有求解事前信息，所以La(u_k)＝0。

其次，用交织器24及25，对接收信号Lcy和外部信息：Le(u_k)进行信号的交换排序。然后，在第2解码器26中，与第1解码器22相同，以接收信号Lcy，及事先计算出的事前信息：La(u_k)，计算出对数似然比L(u_k’)。

然后，在加法器27中，与加法器23相同，计算出外部信息：Le(u_k)。此时，被交换排列在解交织器28中的外部信息，作为事前信息：La(u_k)，被反馈到上述第1解码器22。

然后，在上述turbo解码器中，经反复实行指定次数(叠代次数)的上述处理，计算出更高精度的对数似然比，之后，第1判定器29及第2判定器31，基于此对数似然比对信号进行判定，估算出原始的发送数据。具体地说，例如，若对数似然比“L(u_k’)＞0”时，判定估算信息位：u_k’为1，“L(u_k’)≤0”时，判定估算信息位：u_k’为0。而且，同时对接收的接收信号Lcy：y₃，y₄，…，用第3判定器33进行硬判定。

最后，在第1R/S解码器30及第2R/S解码器32中以规定的方法使用里德-索络蒙码进行错误校验，判定估算精度已超过特定的标准时终止上述反复处理。之后，使用里德-索络蒙码，在各判定器中进行上述估算出的原始发送数据的错误校验，输出更高估算精度的发送数据。

在此，以具体事例说明通过第1R/S解码器30及第2R/S解码器32估算原始发送数据的方法。在这里，作为具体事例列出三个方法。作为第1方法，例如，相对于每次在第1判定器29或第2判定器31估算的发送数据，第1R/S解码器30或第2R/S解码器32，交互进行错误校验，当任何一方的R/S解码器作出「无错误」的判定时turbo编码器将结束上述反复处理，之后，利用里德-索络蒙码对上述估算出的原始发送数据进行错误校验，输出估算精度更高的发送数据。

另外，作为第2方法，相对于每次在第1判定器29或第2判定器31估算的发送数据，第1R/S解码器30或第2R/S解码器32，交互进行错误校验，当双方的R/S解码器作出「无错误」的判定时turbo编码器将结束上述反复处理，之后，利用里德-索络蒙码对上述估算出的原始发送数据进行错误校验，输出估算精度更高的发送数据。

另外，作为第3方法，为改善因上述第1及第2方法的误判定「无错误」，不实施反复处理时造成的误校验的问题，例如，实施预先设定的指定次数的反复处理，至一定程度，位错误率降低后，使用里德-索络蒙码对上述估算的原始发送数据进行错误校验，输出估算精度更高的发送数据。

如此，第4图(b)所示使用解码器时，随着调制方式的多值化群集增大的情况下，由于具备对可能特性劣化的接收信号末位2位进行软判定处理及通过里德-索络蒙码实施错误校验的turbo解码器，和对接收信号中的其它位进行硬判定的判定器，可能实现减少计算量多的软判定处理及良好的传送特性。

另外，以第1R/S解码器30及第2R/S解码器32估算发送数据，可降低群集次数，可进一步减少计算量多的软判定处理及其处理时间。而且，在混杂了随机错误和猝发错误传送路中，众所周知，以符号单位进行纠错的R-S码(里德-索络蒙)或其它已知的纠错码等并用可获得优良的传送特性。

以上，到此为止说明了采用多载波调制解调方式的通信装置的基本动作，以及为取得良好的传送特性和高传送速率采用了turbo码时的通信装置的动作。以下的说明，以「进一步提高传送速率」的观点，利用第1图说明在本通信装置中最大限度利用多载波调制解调方式的「高效的传送速率」及「适应性(flexibility)的功能」的特征，实现最佳的传送速率。而且，在此为方便说明，假设有128条副载波，例如，使用256复数FFT将128条副载波解调，若只将128条中64条偶数副载波解调时使用128复数FFT。

例如，使用DMT调制解调方式，假设以128条副载波进行数据通信时，偶数的副载波的前半部与后半部变为同一波形，其合成波的前半部与后半部也变为同一波形(参照第6图(a))。另外，奇数副载波的前半部与后半部的波形倒置，该合成波的前半部与后半部的波形也倒置(参照第6图(b))。其中，第6图表示的是各副载波的波形及其合成波的图。

因此，作为一次调制方式采用BPSK时，在本实施方式的发送系统中，对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换(256复数FFT)生成发送符号，利用上述特征，不改变分配到各副载波的位数，将发送符号半符号化，以图提高传送速率。但是，若实施发送符号半符号化，则无法维持OFDM符号的正交性，会引起各副载波间的相互干扰。

另外，在接收系统中，分离接收信号中偶数号副载波和奇数号副载波，将在干扰发生时的解调变为可能。具体而言，最初，只解调偶数号副载波，之后，解调奇数号副载波。

以下，说明有关接收系统的动作。首先，将接收的经滤波处理及A/D转换处理后的数字波形(半符号化后的接收符号)的128复数FFT2，由串行数据转换为并行数据，对该并行数据实施傅里叶变换。即在此为，从128条副载波中仅抽出64条偶数副载波。通常，为将接收符号(128条副载波)实施傅里叶变换，使用全部的256复数FFT，但是在此，由于仅将半符号化的接收符号的偶数副载波成分实施傅里叶变换，所以使用一半128复数FFT。其中，奇数副载波将无法维持正交性而变为噪音。

其次，接收了被抽出的64条偶数副载波的解码器3，以上述指定方法(参照第4图(b))进行解码处理，判定后，再生原发送数据。其中，分配给偶数副载波的数据原样输出。

另外，在接收系统中，128复数IFFT4对分配给上述偶数副载波的数据进行高速傅里叶逆变换，生成仅由偶数副载波的波形构成的符号(参照第6图(a))。

其次，减法器5，自上述半符号化的接收符号中，除去仅由该偶数副载波的波形构成的符号成分，抽出仅由奇数副载波的波形构成的符号(半符号)(参照第6图(b))。然后，符号生成部6，利用上述第6图(b)所示奇数副载波的特征，在经减法计算后的符号后面，附加该符号经复制及倒置后生成的符号，在发送系统生成实施半符号化前状态的符号。

最后，在接收系统中，256复数FFT7，对仅由上述奇数副载波构成的接收符号(全符号)实施傅里叶变换，接收的被抽出的64条奇数副载波的解码器8，以上述指定方法(参照第4图(b))进行解码处理，判定后，再生原发送数据。

而且，在本实施方式中，例如，上述解调的数据发生错误时，反复实行以下所示的处理，可提高解调的特性。例如，256复数IFFT9，对分配给上述奇数副载波的数据进行高速傅里叶逆变换，并且，符号生成部10，利用上述第6图(a)所示偶数副载波的特征，将高速傅里叶逆变换后的奇数副载波时间波形进行半速率化，生成仅由奇数副载波的波形构成的符号(半符号)(参照第6图(a))。然后，减法器1，从接收符号中，除去仅由该奇数副载波的波形构成的符号成分，以后，在接收系统中，使用除去该符号成分后的接收符号进行解调处理。

在此，说明分离偶数副载波和奇数副载波，可分别进行解调的理由。

一般地说，在OFDM调制器中，如式(1)，多个副载波的合成波变为OFDM调制波。 $s\left(t\right)=\mathrm{Re}\left[\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n{e}^{j2\mathrm{\πn}{f}_{0}t}\right]\·\·\·\·\left(1\right)$

但是，Re[ ]表示实部，为d_n＝R_n+jI_n，0≤t≤T_s(T_s表示OFDM符号周期)，f₀表示邻接的副载波间的载波间隔，nf₀表示n号的副载波。

而且，若设OFDM的复数等化低域信号为u(t)，则u(t)可表示如式(2)。 $u\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n{e}^{j2\mathrm{\πn}{f}_{0}t}\·\·\·\·\left(2\right)$

而且，若将u(t)每次标准化为1/(Nf₀)，则标准化后的信号u(k/Nf₀)可表示如式(3)。 $u\left(\frac{k}{N{f}_0}\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n{e}^{\frac{j2\mathrm{\πn}{f}_{0}k}{N{f}_0}}\·\·\·\·\left(3\right)$ $=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n{\left(e^{\frac{j2\mathrm{\π}}{N}}\right)}^{\mathrm{nk}}$

由式(3)，若设n为n＝2i(i＝0，1，2，…，(N/2)-1)，则偶数副载波的OFDM调制波u(k/Nf₀)，可表示为式(4)。 $u\left(\frac{k}{{\mathrm{Nf}}_0}\right)=\underset{n=2i=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n{\left(e^{\frac{j2\mathrm{\π}}{N}}\right)}^{\mathrm{nk}}\·\·\·\·\left(4\right)$ $=\underset{n=2i=0}{\overset{N-2}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2i}{\left(e^{\frac{j2\mathrm{\π}}{N}}\right)}^{2\mathrm{ik}}$

而且，作为式(4)k＝(N/2)a+b(a＝0，1；b＝0，1，…，N/2)，可置换为式(5)，偶数副载波的OFDM调制波可表示为式(6)。 $W_N^i=e^{\frac{j2\mathrm{\πi}}{N}}\·\·\·\·\left(5\right)$ $W_N^{i+N}=W_N^i,W_N^{i+N/2}=-W_N^i$ $u\left(\frac{\frac{N}{2}a+b}{{\mathrm{Nf}}_0}\right)$

由式(6)，可知道偶数副载波的前半部和后半部为同一波形。

另外，若设n为n＝2l+1(l＝0，1，2，…，(N/2)-1)，则奇数副载波的OFDM调制波u(k/Nf₀)可表示为式(7)。 $u\left(\frac{k}{{\mathrm{Nf}}_0}\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n{\left(e^{\frac{j2\mathrm{\π}}{N}}\right)}^{\mathrm{nk}}\·\·\·\·\left(7\right)$ $=\underset{n=2l+1=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{(2l+1)}{\left(e^{\frac{j2\mathrm{\π}}{N}}\right)}^{(2l+1)k}$

而且，作为式(7)k＝(N/2)a+b(a＝0，1；b＝0，1，…，(N/2)-1)，可置换为式(8)，奇数副载波的OFDM调制波可表示为式(9)。 $W_N^l=e^{\frac{j2\mathrm{\πl}}{N}}\·\·\·\·\left(8\right)$ $W_N^{l+N}=W_N^l,W_N^{l+N/2}=-W_N^l$ $u\left(\frac{\frac{N}{2}a+b}{{\mathrm{Nf}}_0}\right)$

由式(9)，可知道偶数副载波前半部和后半部是倒置后的波形。

所以，若从式(6)及(9)中仅抽出前半部，可表示为式(10)。 $u\left(\frac{\frac{N}{2}a+b}{{\mathrm{Nf}}_0}\right)=\underset{n=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n{W}_N^{\mathrm{nb}}\·\·\·\·\left(10\right)$ $u\left(\frac{b}{{\mathrm{Nf}}_0}\right)=\underset{n=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n{W}_N^{\mathrm{nb}}$ (前半部：a＝0)

其次，从式(10)中，取出偶数副载波的信号成分。此时，若假定d_n的奇数副载波成分为0，则偶数副载波的信号成分与式(6)的前半部相同，成为式(11)。 $u\left(\frac{b}{{\mathrm{Nf}}_0}\right)=\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2i}{W}_N^{2\mathrm{ib}}$ (前半部)  ····(11)

若将该偶数副载波的信号成分，以N/2输入的FFT解调，则解调后的信号y(2k)可表示为式(12)(k＝0，1，…，(N/2)-1)。 $y\left(2k\right)=\frac{1}{N/2}\underset{b=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}u\left(\frac{b}{{\mathrm{Nf}}_0}\right)W_{N/2}^{-\mathrm{bk}}$ $=\frac{1}{N/2}\underset{b=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2i}{W}_N^{2\mathrm{ib}}{W}_{N/2}^{-\mathrm{bk}}$ $=\frac{1}{N/2}\underset{b=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2i}{W}_{N/2}^{\mathrm{ib}}{W}_{N/2}^{-\mathrm{bk}}\·\·\·\·\left(12\right)$ $=\frac{1}{N/2}\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2i}\underset{b=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{N/2}^{(i-k)b}$

而且，在此式(13)的关系成立。

因此，若式(13)的关系适用于式(12)，则解调后的信号可表示为式(14)。

其次，从式(10)中，取出奇数副载波的信号成分。此时，若假定d_n的偶数副载波成分为0，则奇数副载波的信号成分与式(9)的前半部相同，成为式(15)。 $u\left(\frac{b}{{\mathrm{Nf}}_0}\right)=\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2l+1}{W}_N^{(2l+1{)}^b}$ (前半部：a＝0)  ····(15)

若将该奇数副载波的信号成分，以N/2输入的FFT解调，则解调后的信号y’(2k)可表示为式(16)(k＝0，1，…，(N/2)-1)。但是，y’(2k)是奇数副载波的干扰成分。 $y^{\′}\left(2k\right)=\frac{1}{N/2}\underset{b=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}u\left(\frac{b}{{\mathrm{Nf}}_0}\right)W_{N/2}^{-\mathrm{bk}}$ $=\frac{1}{N/2}\underset{b=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2l+1}{W}_N^{{(2l+1)}^b}{W}_{N/2}^{-\mathrm{bk}}$ $=\frac{1}{N/2}\underset{b=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2l+1}{W}_{N/2}^{{(l+1/2)}^b}{W}_{N/2}^{-\mathrm{bk}}$ $=\frac{1}{N/2}\underset{b=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2l+1}{W}_{N/2}^{{(l+1/2-k)}^b}$ $=\frac{1}{N/2}\underset{b=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2l+1}\cos \left(2\mathrm{\π}\frac{(l+1/2-k)b}{N/2}\right)\·\·\·\·\left(16\right)$ $+j\frac{1}{N/2}\underset{b=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2l+1}\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{(l+1/2-k)b}{N/2}\right)$ $=\frac{1}{N/2}\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2l+1}$ $+j\frac{1}{N/2}\underset{b=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2l+1}\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{(l+1/2-k)b}{N/2}\right)$

因此，经半符号解调后获得到的，分配给偶数副载波的数据z(2k)可表示为式(17)。

z(2k)＝y(2k)+y′(2k) $=d_{2k}+\frac{1}{N/2}\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2l+1}\·\·\·\·\left(17\right)$ $+j\frac{1}{N/2}\underset{b=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{2l+1}\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{(l+1/2-k)b}{N/2}\right)$

在此，采用以码(0，1)、信号(1，-1)表示的信号点配置的BPSK时，由于仅将分配给偶数副载波的数据z(2k)的判定值Z(2k)，进行实部判定，所以可表示为式(18)。但是，d_2k＝R_2k+jI_2k，特别是BPSK的情况下d_2k＝R_2k。

z(2k)＝Re[y(2k)+y′(2k)] $=R_{2k}+\frac{1}{N/2}\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{2l+1}$ $+j\frac{1}{N/2}\underset{b=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{2l+1}\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{(l+1/2-k)b}{N/2}\right)\·\·\·\·\left(18\right)$ $=R_{2k}+\frac{1}{N/2}\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{2l+1}$

为此，在BPSK的情况下，针对偶数副载波数据的干扰成分，变为将奇数副载波各数据的(1/N)倍的数据的被调制信号相加全部副载波成分后的值。另外，对被调制数据进行扰频处理时，分配给奇数副载波的信号，1与-1的发生概率几乎相等，全奇数副载波的总和，有接近0的特性。所以，当副载波数充分大时，上述式(18)可近似为式(19)。 $z\left(2k\right)=R_{2k}+\frac{1}{N/2}\underset{l=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{2l+1}\·\·\·\·\left(19\right)$ ＝R_2k

从以上了解到，对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换后生成发送符号，在对该发送符号进行了半符号化的情况下，分离偶数副载波和奇数副载波，可分别解调它们。

如此，在本实施方式中，作为一次调制方式采用BPSK的情况下，发送方的通信装置，将发送符号半符号化并发送，接收方的通信装置，分离偶数副载波和奇数副载波，仅解调半符号化的偶数副载波的接收符号，之后，从接收符号中将该偶数副载波的符号成分除去后，仅解调奇数副载波的接收符号。由此，有可能压缩时轴，可扩大约两倍的传送容量。另外，在本实施方式中，仅反馈奇数副载波的波形构成的符号，并将成为噪音成分的奇数副载波从接收符号中除去的结构，可大幅度的提高解调精度。

而且，在本实施方式中，为方便说明，假设了128条副载波，但不限于此。并且，在上述128条以外的情况，对应副载波的条数，也会改变FFT及IFFT的数量。

实施方式2

第7图是表示本发明通信装置的实施方式2的结构图，详细而言，是表示本发明通信装置的接收系统的结构图。在第7图中，61是发送模式生成部，62是高速傅里叶逆变换部(256复数IFFT)，63是符号生成部，64是减法器，65是离差部，66是最小值检索部，67是判定部。其中，有关发送系统的结构及动作，因与上述实施方式1相同，省略其说明。在此，只说明与上述实施方式1不同的部分。

以下，说明涉及本发明通信装置的接收系统的动作。首先，在发送模式生成部61中，生成可能发生的数据组合，随时，对高速逆傅里叶转换部62输出。高速傅里叶逆变换部62，将接收到的数据组合有序的进行高速傅里叶逆变换，生成由偶数副载波及奇数副载波的时轴数据构成的符号。符号生成部63，将该符号后半部删除，生成半符号化的符号。

然后，减法器64，从接收符号中，随时减去从符号生成部63送来的符号。离差器65，对接收的全部减法结果，有序的求解振幅的平方平均值(离差值)。最小值检索部66，从接收的平方平均值中检索出最小值。判定器67，在全部可能发生的数据组合中，判断出与上述平方平均值的最小值最对应的数据组合，将该数据组合作为最终的判定值。

如此，在本实施方式中，发送方的通信装置，对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换(256复数FFT)生成发送符号，将该发送符号半符号化，接收方的通信装置，从接收符号中，随时删去可能发生的数据组合中生成的全副载波的时轴数据(半符号化的符号)，并且，用删去后的信号计算离差值，将对应该计算结果最小值的数据组合作为判定值。由此，有可能压缩时轴，可扩大约2倍的传送容量。

实施方式3

第8图是表示本发明通信装置的实施方式3的结构图，详细而言，是表示本发明通信装置的接收系统的结构图。在第8图中，71是符号生成部，72是高速傅里叶变换部(N值复数FFT)，73是偶数载波生成部，74是奇数载波生成部。其中，有关发送系统的结构及动作，因与上述实施方式1相同，省略其说明。在此，只说明与上述实施方式1及2不同的部分。

以下，说明本发明通信装置的接收系统的动作。首先，符号生成器71，在已半符号化的接收符号后面，附加全0的符号，生成在发送系统中实施半符号化前的大小的符号。N值复数FFT72，对符号生成部71生成的符号实施傅里叶变换，抽出/输出偶数副载波及奇数副载波。

例如，N为4时，如式(20)，可表示偶数副载波及奇数副载波(y(0)，y(1)，y(3)，y(4))。 $\left[\begin{array}{c}y\left(0\right)\\ y\left(1\right)\\ y\left(2\right)\\ y\left(3\right)\end{array}\right]=\frac{1}{N}\left[\begin{array}{cccc}{W}_4^0& W_4^0& W_4^0& W_4^0\\ W_4^0& W_4^{-1}& W_4^{-2}& W_4^{-3}\\ W_4^0& W_4^{-2}& W_4^{-4}& W_4^{-6}\\ W_4^0& W_4^{-3}& W_4^{-6}& W_4^{-9}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{W}_4^0& W_4^0& W_4^0& W_4^0\\ W_4^0& W_4^1& W_4^2& W_4^3\\ 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}d\left(0\right)\\ d\left(1\right)\\ d\left(2\right)\\ d\left(3\right)\end{array}\right]\·\·\·\left(20\right)$

而且，如上所述，N＝4时，即，记述了有关4值的FFT，作为一般的表示方法如式(21)，可表示N值复数FFT72。

其次，偶数载波判定部73，判定接收的分配给偶数副载波的数据，再生原发送数据。并且，奇数载波判定部74，判定接收的分配给奇数副载波的数据，再生原发送数据。

如此，在本实施方式中，发送方的通信装置，对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换(256复数FFT)生成发送符号，将该发送符号半符号化，接收方的通信装置，在已半符号化的接收符号后面附加全0的符号，进而，对附加全0后的符号实施傅里叶变换，抽出偶数副载波及奇数副载波。由此，有可能压缩时轴，可扩大约2倍的传送容量。并且，在本实施方式中，以提高解调精度为目的，在各判定部后部，设置了R-S(里德-索络蒙)等错误纠正器。

实施方式4

第9图是表示涉及本发明通信装置的实施方式4的结构图，详细而言，是表示涉及本发明通信装置的接收系统的结构图。在第9图中，81是偶数载波判定部，82是偶数载波干扰成分计算部，83是奇数载波判定部，84是奇数载波干扰成分计算部，85、86是减法器。其中，与上述实施方式相同的结构，省略有关同一符号的说明。在此，只说明与上述实施方式3不同的部分。

以下，说明涉及本发明通信装置发送系统及接收系统的动作。在本实施方式的发送系统中，对QPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换(256复数FFT)生成发送符号，利用第6图所示特征，不改变各副载波中分配的位数，将发送符号半符号化，以图提高传送速率。但是，如果将发送符号实施半符号化，则无法维持OFDM符号的正交性，将引起各副载波间的相互干扰。

另外，在本实施方式的接收系统中，偶数载波判定部81，硬判定由N值复数FFT72输出的偶数载波数据，并且，偶数载波干扰成分计算部82，将计算偶数载波的干扰成分，即奇数载波的噪音成分。

然后，减法器86，除去由N值复数FFT72输出的奇数副载波中的上述偶数载波的干扰成分，而且，奇数载波判定部83，硬判定干扰成分除去后的奇数副载波的数据，奇数载波干扰成分计算部84，将计算奇数载波的干扰成分，即偶数载波的噪音成分。

然后，减法器86，除去由N值复数FFT72输出的偶数副载波中的上述奇数载波的干扰成分，以后，在本实施方式的接收系统中，按指定次数反复实行上述处理后，将偶数载波判定部81的判定结果和奇数载波判定部83的判定结果，作为最终判定值输出。

如此，在本实施方式中，发送方的通信装置，对QPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换(256复数FFT)生成发送符号，将该发送符号半符号化，接收方的通信装置，在已半符号化的接收符号后面附加全0的符号，对附加全0后的符号实施傅里叶变换，抽出偶数副载波及奇数副载波，将相互干扰除去后的判定结果作为最终的判定值输出。由此，作为一次调制方式采用QPSK的情况下，有可能压缩时轴，可扩大约2倍的传送容量。并且，在本实施方式中，以提高解调精度为目的，在各判定器后部，设置了R-S(里德-索络蒙)等错误纠正部。

以上，如说明所述，根据本发明，对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换(256复数FFT)生成发送符号，将该发送符号半符号化，接收方的通信装置，分离偶数副载波和奇数副载波，仅将半符号化的偶数副载波的接受符号解调，之后，从接收符号中除去该偶数副载波的符号成分，仅将奇数副载波的接收符号解调。由此，在时轴上的压缩成为可能，具有可得到扩大传送容量约2倍的通信装置的效果。

以下根据发明，由于形成可反馈仅由奇数号副载波的波形构成的符号，将从接收符号中除去成为噪音成分的奇数号副载波的结构，具有可得到使解调精度大幅度提高的通信装置的效果。

以下根据发明，发送方的通信装置，对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换(256复数FFT)生成发送符号，将该发送符号半符号化，接收方的通信装置，从接收符号中，将随时删去可能发生的数据组合生成的全副载波的时轴数据(被半符号化的符号)，而且，利用删去后的信号计算出离差值，将对应于该计算结果的最小值的数据组合作为判定值。由此，在时轴上的压缩成为可能，具有可得到扩大传送容量约2倍的通信装置的效果。

以下根据发明，发送方的通信装置，对BPK调制后的信号实施傅里叶逆变换(256复数FFT)生成发送符号，将该发送符号半符号化，接收方的通信装置，在已半符号化的接收符号后面附加全0的符号，并且，对附加全0后的符号实施傅里叶变换，抽出偶数副载波及奇数副载波。由此，在时轴上的压缩成为可能，具有可得到扩大传送容量约2倍的通信装置的效果。

以下根据发明，发送方的通信装置，对QPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换(256复数FFT)生成发送符号，将该发送符号半符号化，接收方的通信装置，在已半符号化的接收符号后面附加全0的符号，对附加全0后的符号实施傅里叶变换，抽出偶数副载波及奇数副载波，将除去相互干扰后的判定结果作为最终的判定值输出。由此，作为一次调制方式采用QPSK的情况下，在时轴上的压缩成为可能，具有可得到扩大传送容量约2倍的通信装置的效果。

以下根据发明，对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换(256复数FFT)生成发送符号，将该发送符号半符号化，接收方的通信装置，分离偶数副载波和奇数副载波，仅将半符号化的偶数副载波的接收符号解调，之后，从接收符号中除去该偶数副载波的符号成分后，仅将奇数副载波的接收符号解调。由此，在时轴上的压缩成为可能，具有可扩大传送容量约2倍的效果。

以下根据发明，由于形成可反馈仅由奇数号副载波的波形构成的符号，从接收符号中除去成为噪音成分的奇数号副载波的结构，具有可以大幅度提高解调精度的效果。

以下根据发明，发送方的通信装置，对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换(256复数FFT)生成发送符号，将该发送符号半符号化，接收方的通信装置，从接收符号中，随时删去可能发生的数据组合生成的全副载波的时轴数据(被半符号化的符号)，而且，利用删去后的信号计算出离差值，将对应于该计算结果的最小值的数据组合作为判定值。由此，在时轴上的压缩成为可能，具有可扩大传送容量约2倍的效果。

以下根据发明，发送方的通信装置，对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换(256复数FFT)生成发送符号，将该发送符号半符号化，接收方的通信装置，在已半符号化的接收符号后面附加全0的符号，并且，对附加全0后的符号实施傅里叶变换，抽出偶数副载波及奇数副载波。由此，在时轴上的压缩成为可能，具有可扩大传送容量约2倍的效果。

以下根据发明，发送方的通信装置，对QPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换(256复数FFT)生成发送符号，将该发送符号半符号化，接收方的通信装置，在已半符号化的接收符号后面附加全0的符号，对附加全0后的符号实施傅里叶变换，抽出偶数副载波及奇数副载波，将除去相互干扰后的判定结果作为最终的判定值输出。由此，作为一次调制方式采用QPSK的情况下，在时轴上的压缩成为可能，具有可扩大传送容量约2倍的效果。

产业上的可利用性

如上所述，本发明通信装置及通信方法适用于通过DMT(DiscreteMulti Tone)调制解调方式或OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplex)调制解调方式等，利用现有的通信线路的数据通信。

Claims (10)

1.一种采用多载波调制解调方式的通信装置，其特征在于：具备

发送单元，其通过对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化的状态下发送该发送符号；

接收单元，其对上述已半符号化的接收符号实施用于抽出偶数号副载波的规定的傅里叶变换，并解调分配给该副载波的数据，

另一方面，对分配给上述偶数号副载波的数据实施傅里叶逆变换，生成由偶数号副载波时间波形构成的第1符号，

其次，从上述接收符号中除去上述第1符号成分，生成由奇数号副载波时间波形构成的第2符号，并通过在上述第2符号的后面附加该符号的复制及倒置了的符号来生成第3符号，

最后，对上述第3符号实施用于抽出奇数号副载波的规定的傅里叶变换，并将分配给该副载波的数据进行解调。

2.权利要求1记载的通信装置，其特征在于：

上述接收单元，还对分配给上述奇数号副载波的数据实施傅里叶逆变换，生成由奇数号副载波的时间波形构成的第4符号，之后，从上述接收符号中除去该第4符号成分，然后用该第4符号成分除去后的接收符号进行解调处理。

3.一种采用多载波调制解调方式的通信装置，其特征在于：具备

发送单元，其通过对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化的状态下发送该发送符号；

接收单元，其生成可能发生的所有数据组合，通过将该数据组合按顺序实施傅里叶逆变换，来生成以偶数副载波及奇数副载波的时轴数据构成的第1符号，

其次，通过删除该第1符号的后半部来生成半符号化的第2符号，从上述接收符号中，减去随时生成的第2符号，

然后，利用得到的减法结果计算振幅的平方平均(离差值)，从该平方平均值中检测出最小值，

最后，在上述可能发生的所有数据组合中，判断最相应于上述最小值的数据组合，将该数据组合作为最终判定值。

4.一种采用多载波调制解调方式的通信装置，其特征在于：具备

发送单元，其通过对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化后的状态下发送该发送符号；

发送单元，其通过在已半符号化的接收符号后面附加全0符号，来生成与实施半符号化前相同长度的第1符号，

其次，通过对该第1符号实施傅里叶变换，抽出偶数副载波及奇数副载波，

最后，分别判定分配给该偶数副载波的数据和分配给该奇数副载波的数据。

5.一种采用多载波调制解调方式的通信装置，其特征在于：具备

发送单元，其通过对QPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化后的状态下发送该发送符号；

发送单元，其通过在已半符号化的接收符号后面附加全0符号，来生成与实施半符号化前相同长度的第1符号，

其次，通过对该第1符号实施傅里叶变换，抽出偶数副载波及奇数副载波，

其次，硬判定上述偶数副载波的数据，而且，根据该判定结果计算出对奇数副载波的干扰成分，

其次，从上述抽出后的奇数副载波中除去上述干扰成分，

其次，硬判定干扰成分除去后的奇数副载波的数据，而且，根据该判定结果计算出对偶数副载波的干扰成分，

最后，从上述抽出后的偶数副载波中除去上述干扰成分，之后，以规定的次数反复实行上述干扰成分除去处理，将其后的两个副载波的判定结果作为最终的判定值进行输出。

6.一种采用多载波调制解调方式的通信方法，其特征在于：包含

发送步骤，其通过对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，并在半符号化后的状态下发送该发送符号；

偶数副载波解调步骤，其对上述已半符号化的接收符号实施用于抽出偶数号副载波的规定的傅里叶变换，而且，解调分配给该副载波的数据；

第1符号生成步骤，其对分配给上述偶数号副载波的数据实施傅里叶逆变换，生成由偶数号副载波的时间波形构成的第1符号；

第2符号生成步骤，其从上述接收符号中除去上述第1符号的成分，生成由奇数号副载波的时间波形构成的第2符号；

第3符号生成步骤，其通过在上述第2符号的后面附加该符号的复制及倒置的符号来生成第3符号；

奇数副载波解调步骤，其对上述第3符号实施用于抽出奇数号副载波的规定的傅里叶变换，解调分配给该副载波的数据。

7.权利要求6记载的通信方法，其特征在于：还包含

第4符号生成步骤，其对分配给上述奇数号副载波的数据实施傅里叶逆变换，生成由奇数号副载波的时间波形构成的第4符号；

除去步骤，其从上述接收符号中除去上述第4符号成分，

以下，利用该第4符号成分除去后的接收符号进行解调处理。

8.一种采用多载波调制解调方式的通信方法，其特征在于：包含

发送步骤，其通过对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化后的状态下发送该发送符号；

第1符号生成步骤，其生成可能发生的所有的数据组合，通过对该数据组合按顺序实施傅里叶逆变换，生成以偶数副载波及奇数副载波的时轴数据构成的第1符号；

第2符号生成步骤，其通过删除上述第1符号的后半部来生成半符号化的第2符号；

减法步骤，其从上述接收符号中，减去随时生成的第2符号；

平方平均计算步骤，其利用上述减法结果计算振幅的平方平均(离差值)；

最小值检测步骤，其从上述平方平均值中检测出最小值；

判定单元，其在上述可能发生的所有的数据组合中，判断最相应于上述最小值的数据组合，将该数据组合作为最终判定值。

9.一种采用多载波调制解调方式的通信方法，其特征在于：包含

发送步骤，其通过对BPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化后的状态下发送该发送符号；

第1符号生成步骤，其通过在已半符号化的接收符号后面附加全0符号，来生成与实施半符号化前相同长度的第1符号；

副载波抽出步骤，其通过对上述第1符号实施傅里叶变换，来抽出偶数副载波及奇数副载波；

判定步骤，其分别判定分配给上述偶数副载波的数据和分配给上述奇数副载波的数据。

10.一种采用多载波调制解调方式的通信方法，其特征在于：包含

发送步骤，其通过对QPSK调制后的信号实施傅里叶逆变换来生成发送符号，在半符号化后的状态下发送该发送符号；

第1符号生成步骤，其通过在已半符号化的接收符号后面附加全0符号，来生成与实施半符号化前相同长度的第1符号；

副载波抽出步骤，其通过对上述第1符号实施傅里叶变换，来抽出偶数副载波及奇数副载波；

第1干扰成分计算步骤，其硬判定上述偶数副载波的数据，而且，根据该判定结果计算对奇数副载波的干扰成分；

第1除去步骤，其从上述抽出后的奇数副载波中除去上述干扰成分；

第2干扰成分计算步骤，其硬判定上述干扰成分除去后的奇数副载波的数据，而且，根据该判定结果计算对偶数副载波的干扰成分；

第2除去步骤，其从上述抽出后的偶数副载波中除去上述干扰成分，

以下，以规定的次数反复实行上述干扰成分除去处理，然后以两个副载波的判定结果作为最终判定值进行输出。

Images