CN101232481B - 信道估计方法及相应的发送、接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种帧信号生成方法、信道估计方法及发送、接收装置，所述帧包括至少一个子帧，每个子帧包括一个或者多个长块和一个或者多个短块，在所述短块处加入负循环前缀，所述负循环前缀是导频训练序列尾部的倒相复制。本发明提供的信号发送装置，用于发射频域正交的导频信号，包括依次连接的训练序列生成器；调制模块；加循环前缀模块；成帧模块。本发明采用新的信道估计方法，在不提升复杂度的前提下，解决了原有信道估计方法仅能精确估计长块中奇数位置子载波频域信道响应的缺陷。

Description

信道估计方法及相应的发送、接收装置

技术领域

本发明涉及移动通信系统技术领域，特别是涉及一种信道估计方法及相应的发送、接收装置。

背景技术

在无线通信中，对信道信息的获取是至关重要的，几乎实际应用的无线通信系统无一例外的要采用某种形式的信道估计技术。自适应的信道均衡器利用信道信息来对抗码间干扰(Inter Symbol Interference，以下简称ISI)的影响；分集技术利用信道估计，实现与接收信道信号最佳匹配的接收机；最大似然检测通过信道估计使得接收端错误最小化。信道估计的另外一个重要好处在于它使相关解调成为可能。因此信道估计在任何一个无线通信系统中都是必不可少的重要一环。

信道估计分为盲信道估计和导频信道估计。由于盲估计复杂度高且会使系统性能有所损失，基于导频的非盲估计仍然是当今大多数系统的优选实用方案。插入的导频数据过长会影响通信的速率，过短又不能有效的估计出信道参数，因此导频的最优设计就显得至关重要。

信道估计的设计主要有两个问题：一是导频信息的选择，由于无线信道的时变性，需要接收机不断对信道进行跟踪，因此导频信号也必须不断传送；二是既有较低的复杂度又有良好的导频跟踪能力的信道估计器的设计。

未来移动通信对上行链路的要求：如支持可升级带宽，适中的峰值平均功率比(peak to average power ratio，以下简称PAPR)/立方度量(CubicMetric，以下简称CM)，保证上行传输的正交性等。在这些要求下，单载波频分复用(Single-Carrier Frequency Division Multiple Access，以下简称SC-FDMA)具有较低的PAPR，能够提高功率的有效性并增大覆盖范围，成为目前长期演进(Long Term Evolution，以下简称简称LTE)上行传输的标准方案。SC-FDMA根据信号生成的方法的不同，可分为时域生成的交织FDMA(Interleaved FDMA，简称IFDMA)和频域生成的离散傅立叶变换扩展OFDM(DFT-S OFDM)。由于上行的DFT-S OFDM技术和下行的OFDM方案具有类似的结构，上下行可以共用部分参数，因此DFT-S OFDM已被第三代合作伙伴计划(3rd Generation PartnershipProject，以下简称3GPP)选为LTE上行传输链路拟定的物理层技术。

在对DFT-S OFDM的深入研究中，导频的设计及对应的信道估计方案成为各机构的研究热点，主要包括基于频域正交(frequency divisionmultiplexing，以下简称FDM)的导频设计方案和基于码域正交(CodeDomain Multiplexing，以下简称CDM)的导频设计方案。其中，FDM方案即多用户的导频序列频分复用且复用方式与数据块相同，不同用户占用不同的正交子载波簇传输导频序列；CDM方案是指利用CAZAC序列良好的循环正交性和不同族序的恒定幅度零自相关(Constant Amplitude ZeroAuto Correlation，简称CAZAC)序列间的准正交性来区分不同用户的导频序列，并以此来作信道估计。由于FDM导频能量集中在需要预测的子载波上，且载波之间具有良好的正交性，所以在接入用户较多时，信道估计的准确性较CDM更好。另外，由于FDM方案的复杂度低，且不存在码数限制的问题，在支持用户数的扩展性和灵活性上更胜一筹，因而已成为最有可能的上行传输系统的信道估计技术。

传统的信道估计方法是采用傅立叶变换，将短块中的导频信号变换到频域上得到频域响应估计值。设在发送端，导频在用户所占子载波上的频域信号为{X_k}，在接收端对应子载波上的信号为{Y_k}，每一个用户的频域响应估计值{H_K}可以由公式：

得到。

由于短块中每个子载波所占带宽是长块的2倍，因此用此种方法得到的频率响应估计值{H_k}实际仅是长块中处在奇数位置的子载波对应的信道频率响应。对于偶数位置的子载波，只能使用插值或近似的方法得到。一般来说，对于分布式子载波映射，采用近似的方法，奇数频点与偶数频点使用相同的频率响应估计值。对于集中式子载波映射，采用插值的方法，利用相邻奇数频点的频率响应估计值由线性插值或二次插值得到。所述几种方法都会引入部分估计误差，并且在信道的频率选择性较大时这种影响更为严重。

发明内容

本发明目的是针对3GPP LTE上行链路传输方案，在基于频域正交导频的原有信道估计方法基础上，提出一种新的信道估计方法及适用该方法的发送、接收装置。

鉴于所述目的，本发明提供了一种发射信号的方法，所述信号为频域正交导频信号，用于估计长块偶数子载波信道响应，包括：

步骤1，生成多点的频域导频训练序列；

步骤2，对所述频域导频训练序列进行调制，形成时域导频训练序列；

步骤3，对调制后的信号加CP，其中，若估计子帧的长块中的偶数位置子载波的信道响应，则加的CP等于时域导频训练序列尾部的倒相复制；若估计子帧的长块中奇数位置子载波的信道响应，则加的CP等于时域导频训练序列的正相复制；

步骤4，将信号组合成帧后发射。

在所述步骤2中，对训练序列作多点离散傅立叶变换，其中，若估计长块中偶数位置子载波的信道响应，采用对应的修正离散傅立叶变换(eDFT)或类似快速傅立叶变换(eFFT)，其中j＝0，1，..，M-1，k＝0，1，...，N-1，j，k，N，M均为自然数；若估计长块中奇数位置子载波的信道响应，采用离散傅立叶变换或快速傅立叶变换，然后实现频域上的扩频，在频域上扩频采用集中式映射方法，在连续的子载波位置插入导频信号，或者采用分布式映射方法，即在分散的子载波位置插入导频信号，或者采用其他方法扩频，得到频域信号；再对频域信号作频域-时域的转换，其中若估计长块中偶数位置子载波的信道响应，采用

对应的修正离散傅立叶反变换(eIDFT)或类似快速傅立叶反变换(eIFFT)，其中j＝0，1，...，M-1，k＝0，1，...，N-1，j，k，N，M均为自然数；若估计长块中奇数位置子载波的信道响应，采用逆离散傅立叶变换或逆向快速傅立叶变换。

本发明还提供了一种信道估计方法，包括：

步骤1，接收含有频域正交的导频信号的时域信号；

步骤2，对所述时域信号进行子帧分解操作，然后作去CP处理；

步骤3，对所述信号进行解调；

步骤4，对所述解调后的信号进行信道估计，输出用户频域信道响应。

在所述步骤3中，将时域信号转换为频域信号，其中，若估计长块中偶数位置子载波的信道响应，采用

对应的eDFT或eFFT，其中j＝0，1，...，M-1，k＝0，1，...，N-1，j，k，N，M均为自然数；若估计长块中奇数位置子载波的信道响应，采用离散傅立叶变换或快速傅立叶变换；然后对接收信号的频域进行解扩处理，并采用集中式或分布式或其他逆映射方法提取用户在所占子载波位置的有效频域信息。

本发明还提供了一种信号发送装置，用于发射频域正交的导频信号，包括依次连接的训练序列生成器，生成频域导频训练序列；调制模块，将频域训练序列转换为时域训练序列，即将频域信号转换为时域信号；加CP模块，在所述时域信号中加入正CP或负CP，其中，正CP是时域导频训练序列尾部的正相复制，负CP是时域导频训练序列尾部的倒相复制；成帧模块，将时域信号以帧为单位输出并发送出去。

所述调制模块为DFT-S OFDM调制模块，用以将频域信号转换为时域信号，对频域导频训练序列作多点离散傅立叶变换，其中，若估计长块中偶数位置子载波的信道响应，采用

对应的eDFT或eFFT，其中，j＝0，1，...，M-1，k＝0，1，...，N-1，j，k，N，M均为自然数；若估计长块中奇数位置子载波的信道响应，采用离散傅立叶变换或快速傅立叶变换，然后实现频域上的扩频，再对频域信号作频域-时域的转换，其中若估计长块中偶数位置子载波的信道响应，采用

对应的eIDFT或eIFFT，其中j＝0，1，...，M-1，k＝0，1，...，N-1，j，k，N，M均为自然数；若估计长块中奇数位置子载波的信道响应，采用逆离散傅立叶变换或逆向快速傅立叶变换，将频域导频训练序列转换为时域导频训练序列。

本发明还提供了一种信号接收装置，用于接收频域正交的导频信号，包括依次连接的帧分解模块，将接收的信号进行帧分解；去CP模块，去掉所述时域信号中的正CP或负CP，其中，正CP是时域导频训练序列尾部的正相复制，负CP是时域导频训练序列尾部的倒相复制；解调模块，将时域信号转换为频域信号；信道估计模块，计算所述频域信号的频域信道相应估计值。

所述解调模块为DFT-S OFDM解调模块，用以将时域信号转换为频域信号，其中，若估计长块中偶数位置子载波的信道响应，采用

对应的eDFT或eFFT，其中j＝0，1，...，M-1，k＝0，1，...，N-1，j，k，N，M均为自然数；若估计长块中奇数位置子载波的信道响应，采用离散傅立叶变换或快速傅立叶变换；然后对接收信号的频域进行解扩处理，并提取有效频域信息。

本发明采用新的信道估计方法，使用负CP结构代替原有的正CP结构，同时改变传统的傅立叶变换法则，可以精确估计出长块中偶数位置子载波的频域信道响应，在不提升复杂度的前提下，解决了原有信道估计方法仅能精确估计长块中奇数位置子载波频域信道响应的缺陷，以利于：1)采用分布式子载波映射并占用偶数子载波传输数据的用户得到更准确的信道估计结果；2)采用集中式子载波映射的用户得到更准确的信道估计结果。

附图说明

图1是本发明一较佳实施例的频域正交的导频信号的发射装置和接收装置的框图。

图2是本发明一较佳实施例的DFT-S OFDM调制模块的框图。

图3是本发明一较佳实施例的加CP模块结构图。

图4是本发明一较佳实施例的DFT-S OFDM解调模块的框图。

图5是本发明一较佳实施例的信道估计模块结构图。

图6A、图6B和图6C表示本发明一较佳实施例的对应集中式子载波映射信道估计方案。其中图6A是LB与SB的频域结构图，图6B是对应子帧结构图，图6C是对应信道估计流程图。

图7A、图7B和图7C表示本发明一较佳实施例的对应分布式子载波映射信道估计方案。其中图7A是LB与SB的频域结构图，图7B是对应子帧结构图，图7C是对应信道估计流程图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步地介绍，但不作为对本发明的限定。

图1是本发明一较佳实施例的发射装置和接收装置的示意图，如图1的左侧所示，左半部分表示发射装置，其包括：导频训练序列生成器11、DFT-S OFDM调制模块12、加CP模块13、成帧模块14和发射天线15。在此实施例中，导频训练序列生成器11生成频域导频训练序列，DFT-SOFDM调制模块12中的一个完整的帧结构包括例如20个0.5ms的子帧，每一个子帧由6个长块和2个短块组成，其中，短块用于传输参考信号，短块由加CP模块13在频域导频训练序列前加CP形成，用以保护信号的有效信息，消除码间干扰，长块用于传输用户数据，子帧的结构可以与图6A、图7A所示的相同。成帧模块14按照已定义的子帧结构将生成的2个短块与6个长块组合成一个子帧，输出至发送天线15进行传输。

图1的右半部分为接收装置，其包括：接收天线16、帧分解模块17、去CP模块18、DFT-S OFDM解调模块19和信号估计模块10。帧分解模块17用来对接收天线16接收到的时域信号进行子帧分解操作，得到从子帧中分离出来的短块。去CP模块18用来对短块作去CP处理。DFT-SOFDM解调模块19用来将时域信号转换为频域信号，再对接收信号进行频域解扩处理，同时提取接收训练序列上的有效频域信息。信号估计模块10由频域均衡(Frequency Domain Equalization，简称FDE)经典信道估计公式得到奇数子载波或偶数子载波的频域信道响应估计。

图2表示本发明一较佳实施例的DFT-S OFDM调制模块的内部结构，首先由导频训练序列生成器11生成长度为M的序列a(i)，i＝0，1，...，M-1，DFT-S OFDM调制模块12对其作M点离散傅立叶变换，将时域序列转换至频域。

本发明的DFT-S OFDM调制模块12和DFT-S OFDM解调模块19采用一种新的傅立叶变换算法，定义短块对应长块中偶数位置频点的时、频域变换为eDFT和eIDFT，并采用和eFFT和eIFFT得到，其中

$X\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(j\right)e^{-\frac{2\mathrm{\πi}}{N}(k+\frac{1}{2})j}---\left(1\right)$

$x\left(j\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)e^{\frac{2\mathrm{\πi}}{N}j(k+\frac{1}{2})}---\left(2\right)$

如果估计长块中偶数位置子载波的信道响应，则经过S/P模块22和M-eDFT模块24，采用(1)式对应的eDFT或eFFT变换训练序列；如果估计长块中奇数位置子载波的信道响应，则经过S/P模块21和M-DFT模块23，采用DFT或FFT变换训练序列。可得到序列A(i)，i＝0，1，...，M-1。

然后在子载波映射模块26或25中完成频域内M点子载波到N点的子载波映射，实质上是频域上的扩频，其中M和N均为自然数。可以采用集中式映射方法，即在连续的子载波位置插入导频信号；或者分布式映射方法，即在分散的子载波位置插入导频信号；或者其他任何合适的方法来得到N点的扩频信号。

$X\left(k\right)=\left\{\begin{array}{ccc}A\left(i\right)& \mathrm{if}& k\∈\{k_0,k_1,...,k_i,...,k_{M-1}\}\\ 0& \mathrm{if}& \mathrm{others}\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中，{k_i}，i＝0，1，...，M-1，为子载波映射序号。k＝0，1，...，N-1。

完成频域扩频后，需要对频域信号作频域一时域的转换。这里，若估计长块中偶数位置子载波的信道响应，则将频域信号送入N-eIFFT模块28，采用公式(2)对应的eIDFT或eIFFT变换频域信号；若估计长块中奇数位置子载波的信道响应，则将频域信号送入N-IFFT模块27，采用IDFT或IFFT变换频域信号。将频域导频训练序列转换为时域导频训练序列x(k)，k＝0，1，...，N-1。最后将信号在P/S模块20或29中进行P/S处理并输出。

如图3所示，加CP模块13在时域导频训练序列前加CP形成一个短块，保护信号的有效信息，消除码间干扰。这里，若估计长块中偶数位置子载波的信道响应，则将信号送入加负CP模块31，负CP等于训练序列后尾部分的倒相复制；若估计长块中奇数位置子载波的信道响应，则将信号送入加正CP模块32，正CP等于训练序列后尾部分的正相复制。CP附加在训练序列前端，长度等于或大于信道的最大延迟，即使信号通过时散信道，也能保证子信道间的正交性，避免ISI。

多用户情况下，比如用户数目为6，各个用户的相对时延为τ₁，τ₂，…，τ₆，不失一般性，令其相对时延满足

0≡τ₁＝min{τ₁，τ₂，…，τ₆}≤τ₂≤…≤τ₆≡max{τ₁，τ₂，…，τ₆}。

设

其中

表示零与实数α之间距离α最近的整数。对于用户u，设其多径信道记忆长度为L_u(以码片周期T_c为间隔)。对扩频后的时域导频训练序列添加长度为L_g的CP，其中L_g满足L_g≥max{α₁，α₂，…，α₆}+max{L_u}-1。

得到加入负CP后的短块导频信号

$s\left(k\right)=\left\{\begin{array}{ccc}-x(k+N-L_g)& \mathrm{if}& 0\&le;k<L_g\\ x(k-L_g)& \mathrm{if}& L_g\&le;k<M_g\end{array}\right.---\left(4\right)$

或加入正CP的短块导频信号

$s\left(k\right)=\left\{\begin{array}{ccc}x(k+N-L_g)& \mathrm{if}& 0\&le;k<L_g\\ x(k-L_g)& \mathrm{if}& L_g\&le;k<M_g\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中，M_g＝L_g+N。这里设L_g小于N。

而去CP模块18则采用(6)式对短块作去CP处理。

b(k-L_g)＝r(k) L_g≤k＜M_g    (6)

如图4所示，描述了DFT-S OFDM解调器19的内部结构及处理方法，通过N点的离散傅立叶变换将时域信号转换为频域信号。这里，若估计长块中偶数位置子载波的信道响应，则时域信号经过S/P模块42和N-eFFT模块44，采用公式(1)对应的eDFT或eFFT变换；若估计长块中奇数位置子载波的信道响应，则时域信号经过S/P模块41和N-FFT模块43，采用DFT或FFT变换。得到B(k)，k＝0，1，…，N-1。

再经过子载波逆映射模块46或45，进行对N点子载波到M点的子载波逆映射，完成对接收信号的频域解扩处理，同时提取接收序列上的有效频域信息。具体方法可采用集中式或分布式逆映射方法，提取一个用户在所占子载波位置的频域信息。

Y(i)＝B(k) if k∈{k₀，k₁，…，k_i，...k_M-1}   (7)

其中，{k_i}，i＝0，1，...，M-1，为子载波映射序号。

信道估计模块10如图5所示，由FDE经典信道估计公式得到奇数子载波或偶数子载波的频域信道响应估计值H

$H\left(i\right)=\frac{Y\left(i\right)}{X\left(i\right)}---\left(8\right)$

其中，i＝0，1，...，M-1。

图6A-图6C所示为集中式子载波映射的一种信道估计解决方案。其中图6A所示为集中式子载波映射的长块、短块在频域上的结构，对于每一个用户1个短块上的子载波对应2个长块上的子载波。于是可采用2个短块分别估计长块上的奇数子载波和偶数子载波频域信道响应，子帧结构如图6B所示。对照图1及所述信道估计实施方案，可以得到对应集中式子载波映射的信道估计流程，如图6C所示。

估计长块中奇数位置子载波的信道响应过程为：步骤601，生成SB1频域导频训练序列；步骤602，对所述训练序列进行DFT预编码，也就是采用DFT变换训练序列；步骤603，完成频域内子载波的映射；步骤604，采用IFFT变换奇频点频域信号，将频域导频训练序列转换为时域导频训练序列；步骤605，对调制后的信号加正CP，然后将信号组合成帧后发射。信号经无线信道600传输到达接收装置后进入接收过程。步骤606，对接收到的时域信号进行子帧分解操作，然后作去CP处理；步骤607，对时域信号采用奇频点FFT变换；步骤608，对子载波进行逆映射；步骤609，利用发送端处导频载子载波上的频域信号X(i)和接收端处对应的信号Y(i)对奇数子载波进行频域信道响应估计，根据式(8)得到的频域响应估计值H(i)；步骤610，得到奇频点信道响应。

估计长块中偶数位置子载波的信道响应过程为：步骤611，生成SB2频域导频训练序列；步骤612，对所述训练序列进行eDFT预编码，也就是采用eDFT变换训练序列；步骤613，完成频域内子载波的映射；步骤614，采用eIFFT变换偶频点频域信号，将频域导频训练序列转换为时域导频训练序列；步骤615，对调制后的信号加负CP，然后将信号组合成帧后发射。信号经无线信道600传输到达接收装置后进入接收过程。步骤616，对接收到的时域信号进行子帧分解操作，然后作去CP处理；步骤617，对时域信号采用偶频点eFFT变换；步骤618，对子载波进行逆映射；步骤619，利用发送端处导频载子载波上的频域信号X(i)和接收端处对应的信号Y(i)对偶数子载波进行频域信道响应估计，根据式(8)得到的频域响应估计值H(i)；步骤620，得到偶频点信道响应。

图7A-图7C所示为分布式子载波映射的一种信道估计解决方案。其中图7A所示为分布式子载波映射的长块、短块在频域上的结构，对于每一个用户1个短块上的子载波对应1个长块上的子载波，对于在长块上子载波奇偶相邻的2个不同用户UE1和UE2，其短块在频域上是重叠的，因此需要在2个短块上再进行时分复用。其子帧结构如图7B所示。对照图1及所述信道估计流程实施方案，可以看出其过程同图6C所示的集中式子载波映射的信道估计流程相似，分布式子载波映射的信道估计流程如图7C所示。

估计长块中奇数位置子载波的信道响应过程为：步骤701，生成UE1频域导频训练序列；步骤702，对所述训练序列进行DFT预编码，也就是采用DFT变换训练序列；步骤703，完成频域内子载波的映射；步骤704，采用IFFT变换奇频点频域信号，将频域导频训练序列转换为时域导频训练序列；步骤705，对调制后的信号加正CP，然后将信号组合成帧后发射。信号经无线信道600传输到达接收装置后进入接收过程。步骤706，对接收到的时域信号进行子帧分解操作，然后作去CP处理；步骤707，对时域信号采用奇频点FFT变换；步骤708，对子载波进行逆映射；步骤709，利用发送端处导频载子载波上的频域信号X(i)和接收端处对应的信号Y(i)对奇数子载波进行频域信道响应估计，根据式(8)得到的频域响应估计值H(i)；步骤710，得到奇频点信道响应。

估计长块中偶数位置子载波的信道响应过程为：步骤711，生成SB2频域导频训练序列；步骤712，对所述训练序列进行eDFT预编码，也就是采用eDFT变换训练序列；步骤713，完成频域内子载波的映射；步骤714，采用eIFFT变换偶频点频域信号，将频域导频训练序列转换为时域导频训练序列；步骤715，对调制后的信号加负CP，然后将信号组合成帧后发射。信号经无线信道600传输到达接收装置后进入接收过程。步骤716，对接收到的时域信号进行子帧分解操作，然后作去CP处理；步骤717，对时域信号采用偶频点eFFT变换；步骤718，对子载波进行逆映射；步骤719，利用发送端处导频载子载波上的频域信号X(i)和接收端处对应的信号Y(i)对偶数子载波进行频域信道响应估计，根据式(8)得到的频域响应估计值H(i)；步骤720，得到偶频点信道响应。

此外，在此还关于两种傅立叶变换进行如下证明：

Proof：序列x(j)长度为N，j＝0，1，…，N-1

N点的DFT变换为： $X\left(k_0\right)=\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(j\right)e^{\frac{-2\mathrm{\&pi;i}}{N}{k}_{0}j}---\left(9\right)$

N点的eDFT变换为： $X\left(k_0\right)=\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(j\right)e^{\frac{-2\mathrm{\&pi;i}}{N}(k_0+\frac{1}{2})j}---\left(10\right)$

其中，k₀＝0，1，…，N-1

在序列x(j)尾端补零至M点，其M点的DFT变换为：

$X\left(k\right)=\underset{j=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(j\right)e^{\frac{-2\mathrm{\&pi;i}}{M}\mathrm{kj}}$

$=\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(j\right)e^{\frac{-2\mathrm{\&pi;i}}{N}\&CenterDot;\frac{k}{2}\&CenterDot;j}---\left(11\right)$

$=\left\{\begin{array}{cc}\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(j\right)e^{\frac{-2\mathrm{\&pi;i}}{N}{k}_{0}j}& k=\mathrm{0,2},...,2k_0,...,M-2\\ \underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(j\right)e^{\frac{-2\mathrm{\&pi;i}}{2N}(k_0+\frac{1}{2})j}& k=\mathrm{1,3},...,2k_0+1,...,M-1\end{array}\right.$

其中，k₀＝0，1，…，N-1

对比公式(9)，(10)易知，对于序列X(k)，k＝0，1，…，M-1，其奇数点值对应序列x(j)的N点DFT变换，其偶数点值对应序列x(j)的N点eDFT变换。同理，eIDFT变换可得证。

再对频域正交导频信道估计方法的原理进行说明：

为了证明新的信道估计方法的正确性，需要对以下原理进行说明。

对于OFDM系统来说，时域上，线性卷积过程可用循环卷积来代替。

若表示为矩阵，有如下等式：

y_P＝H_Px_P        (12)

其中x_P，y_P分别为发送导频序列x(j)，j＝0，1，…，N-1和接收导频序列y(j)，j＝0，1，…，N-1组成的列向量。H_P为循环卷积中信道冲激响应h(j)，j＝0，1，…，N-1组成的循环矩阵：

传统的奇频点循环信道取正号，即采用CP；我们提出，偶频点循环信道需取负号，即采用负CP，详细证明如下所示。

Step.1计算循环矩阵参数

对于公式(13)中定义的循环矩阵HP，

设有N×N矩阵

设 $p\left(k\right)=\exp [-\frac{2\mathrm{\&pi;i}}{N}\&CenterDot;(k+\frac{1}{2})],$ 则有

p(k)^N＝-1           (15)

其中k＝0，1，…，N-1，则p(k)为式(15)的N个非重根。

再设λ(k)满足下式

λ(k)＝h(0)+h(1)p(k)+h(2)p(k)²+…+h(N-1)p(k)^N-1

λ(k)p(k)＝-h(N-1)+h(0)p(k)+h(1)p(k)²…+h(N-2)p(k)^N-1

λ(k)p(k)²＝-h(N-2)-h(N-1)p(k)+h(0)p(k)²+…+h(N-3)p(k)^N-1 (16)

λ(k)p(k)^N-1＝-h(1)-h(2)p(k)+…-h(N-1)p(k)^N-2+h(0)p(k)^N-1

由公式(14)(16)我们可得

$\mathrm{\&lambda;}\left(k\right)\&CenterDot;\left(\begin{array}{c}1\\ p\left(k\right)\\ p{\left(k\right)}^2\\ .\\ .\\ .\\ p{\left(k\right)}^{N-1}\end{array}\right)=H\&CenterDot;\left(\begin{array}{c}1\\ p\left(k\right)\\ p{\left(k\right)}^2\\ .\\ .\\ .\\ p{\left(k\right)}^{N-1}\end{array}\right)---\left(17\right)$

$\mathrm{\&lambda;}\left(k\right)=\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}h\left(j\right)\exp [-\frac{2\mathrm{\&pi;i}}{N}(k+\frac{1}{2})j]---\left(18\right)$

设 $p\left(k\right)=\left(\begin{array}{c}1\\ p\left(k\right)\\ p{\left(k\right)}^2\\ .\\ .\\ .\\ p{\left(k\right)}^{N-1}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}1\\ \exp [-\frac{2\mathrm{\&pi;i}}{N}(k+\frac{1}{2})]\\ \exp [-\frac{2\mathrm{\&pi;i}}{N}2(k+\frac{1}{2})]\\ .\\ .\\ .\\ \exp [-\frac{2\mathrm{\&pi;i}}{N}(N-1)(k+\frac{1}{2})]\end{array}\right)---\left(19\right)$

根据公式(14)我们知，λ(k)为矩阵H的N个特征值，p(k)为H的N个特征向量。将特征向量按下式组合为矩阵P

P＝[p(0) p(1)…p(N-1)]              (20)

则在N×N矩阵P中，

${\left\{P\right\}}_{\mathrm{jk}}=\exp [-\frac{2\mathrm{\&pi;i}}{N}(k+\frac{1}{2})j]---\left(21\right)$

由矩阵性质，

PΛP^-1＝H                           (22)

其中，

Λ＝diag{λ(0)，λ(1)，…，λ(N-1)} (23)

Step.2代入证明时域卷积矩阵

发送导频序列x(j)、信道冲激响应h(j)和接收导频序列y(j)进行eDFT变换，得到X(k)，H(k)和Y(k)。我们已知进行频域信道估计的基本公式为

Y(k)＝H(k)·X(k)                    (24)

则公式(24)可化为

$\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}y\left(j\right)\exp [-\frac{2\mathrm{\&pi;i}}{N}(k+\frac{1}{2})j]=\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}h\left(j\right)\exp [-\frac{2\mathrm{\&pi;i}}{N}(k+\frac{1}{2})j]\&CenterDot;\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(j\right)\exp [-\frac{2\mathrm{\&pi;i}}{N}(k+\frac{1}{2})j]---\left(25\right)$

令x_P＝[x(0)…x(N-1)]^T，y_P＝[y(0)…y(N-1)]T

公式(25)可变为

P^Ty_P＝ΛP^Tx_P       (26)

公式(26)可化为

y_P＝(P^T)^-1ΛP^Tx_P

  ＝(PΛP^-1)^Tx_P

(27)

＝H^Tx_P

＝H_Px_P

其中，根据公式(14)知

由此得证，当估计长块中偶频点信道频率响应时，短块需使用负CP的结构。

本发明可以适用于1.25M、2.5M、5M、10M、15M、20M等带宽的DFT-S OFDM系统，当然也可以适合于任何合适的其他系统。以上所述仅为本发明的较佳实施例，并非用来限定本发明的实施范围；如果不脱离本发明的精神和范围，对本发明进行修改或者等同替换的，均应涵盖在本发明的权利要求的保护范围当中。

Claims (10)

1.一种发射信号的方法，所述信号为频域正交导频信号，用于估计长块偶数子载波信道响应，其特征在于，所述方法包括：

步骤1，生成多点的频域导频训练序列；

步骤2，将所述频域导频训练序列进行调制，所述调制过程包括：对频域导频训练序列作多点离散傅立叶变换，其中，估计长块中偶数位置子载波的信道响应，采用对应的修正离散傅立叶变换或类似快速傅立叶变换，其中j＝0，1，...，M-1，k＝0，1，...，N-1，j，k，N，M均为自然数；然后实现频域上的扩频，再对频域信号作频域-时域的转换；其中，估计长块中偶数位置子载波的信道响应，采用

对应的修正离散傅立叶反变换或类似快速傅立叶反变换，其中j＝0，1，...，M-1，k＝0，1，...，N-1，j，k，N，M均为自然数；

步骤3，对调制后的信号加循环前缀，其中，若估计子帧的长块中的偶数位置子载波的信道响应，则加的循环前缀等于时域导频训练序列尾部的倒相复制；若估计子帧的长块中奇数位置子载波的信道响应，则加的循环前缀等于时域导频训练序列尾部的正相复制；

步骤4，将信号组合成帧后发射。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于在所述步骤2中，对频域导频训练序列作多点离散傅立叶变换时，估计长块中奇数位置子载波的信道响应，采用离散傅立叶变换或快速傅立叶变换；

对频域信号作频域-时域的转换时，估计长块中奇数位置子载波的信道响应，采用逆离散傅立叶变换或逆向快速傅立叶变换。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于在频域上扩频采用集中式映射方法，即在连续的子载波位置插入导频信号；或者采用分布式映射方法，即在分散的子载波位置插入导频信号。

4.一种信道估计方法，其特征在于，所述方法包括：

步骤1，接收含有频域正交的导频信号的信号；

步骤2，对所述信号进行子帧分解操作，然后作去循环前缀处理；

步骤3，对所述信号进行解调，所述解调过程包括：将时域信号转换为频域信号，其中，估计长块中偶数位置子载波的信道响应，采用

对应的修正离散傅立叶变换或类似快速傅立叶变换，其中j＝0，1，...，M-1，k＝0，1，...，N-1，j，k，N，M均为自然数；

步骤4，对所述解调后的信号进行信道估计，输出用户频域信道响应。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于在所述步骤3中，将时域信号转换为频域信号时，估计长块中奇数位置子载波的信道响应，采用离散傅立叶变换或快速傅立叶变换；

所述解调过程在将时域信号转换为频域信号后还包括：对接收信号的频域进行解扩处理，并提取有效频域信息。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于采用集中式或分布式逆映射方法提取用户在所占子载波位置的频域信息。

7.一种信号发送装置，用于发射频域正交的导频信号，其特征在于包括依次连接的训练序列生成器，生成频域导频训练序列；

调制模块，用以将频域信号转换为时域信号，对频域导频训练序列作多点离散傅立叶变换，然后实现频域上的扩频，再对频域信号作频域-时域的转换；其中，对频域导频训练序列作多点离散傅立叶变换时，估计长块中偶数位置子载波的信道响应，采用

对应的修正离散傅立叶变换或类似快速傅立叶变换，其中j＝0，1，...，M-1，k＝0，1，...，N-1，j，k，N，M均为自然数；对频域信号作频域-时域的转换时，估计长块中偶数位置子载波的信道响应，采用

对应的修正离散傅立叶反变换或类似快速傅立叶反变换，其中j＝0，1，...，M-1，k＝0，1，...，N-1，j，k，N，M均为自然数；

加循环前缀模块，对于估计长块中偶数位置子载波的信道响应，在所述时域信号中加入负循环前缀；对于估计长块中奇数位置子载波的信道响应，在所述时域信号中加入正循环前缀；其中，正循环前缀是时域导频训练序列尾部的正相复制，负循环前缀是时域导频训练序列尾部的倒相复制；

成帧模块，将时域信号以帧为单位输出并发送出去。

8.根据权利要求7所述的发送装置，其特征在于，所述调制模块是离散傅立叶变换扩展正交频分复用调制模块，该调制模块对频域导频训练序列作多点离散傅立叶变换时，估计长块中奇数位置子载波的信道响应，采用离散傅立叶变换或快速傅立叶变换；

所述调制模块对频域信号作频域-时域的转换时，估计长块中奇数位置子载波的信道响应，采用逆离散傅立叶变换或逆向快速傅立叶变换，将频域导频训练序列转换为时域导频训练序列。

9.一种信号接收装置，用于接收频域正交的导频信号，其特征在于包括依次连接的帧分解模块，将接收的信号进行帧分解；

去循环前缀模块，去掉时域信号中的正循环前缀或负循环前缀，其中，正循环前缀是时域导频训练序列尾部的正相复制，负循环前缀是时域导频训练序列尾部的倒相复制；

解调模块，将时域信号转换为频域信号，其中，估计长块中偶数位置子载波的信道响应，采用

对应的修正离散傅立叶变换或类似快速傅立叶变换，其中j＝0，1，...，M-1，k＝0，1，...，N-1，j，k，N，M均为自然数；

信道估计模块，计算到所述频域信号的频域信道相应估计值。

10.根据权利要求9所述的接收装置，其特征在于所述解调模块是离散傅立叶变换扩展正交频分复用解调模块，所述解调模块在将时域信号转换为频域信号时，估计长块中奇数位置子载波的信道响应，采用离散傅立叶变换或快速傅立叶变换；

所述解调模块在将时域信号转换为频域信号后，对接收信号的频域进行解扩处理，并提取有效频域信息。

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