CN1617530A - 一种选频方式的单载波分块传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种选频方式的单载波分块传输方法，包括以下步骤：(1)收发双方建立通信后，接收端估计出信道状态信息后，根据信道状态信息从N个子信道中找出M个可用子信道，同时将可用子信道和禁用子信道分别作标记，形成子信道标记信息，通过反向信道将子信道标记信息发回发送端；(2)发送端收到接收端发回的子信道标记信息后，根据这些信息改变信号频谱，用可用子信道传输信号；(3)接收端收到信号后，将信号变换到频域，再根据子信道标记信息选出可用子信道上的信号，然后对选出来的信号进行均衡，并变换回时域进行判决，最终得到传输的数据。本发明在系统性能、频谱效率、功率效率上优于现有SC－FDE和OFDM系统，整个系统增加的复杂度小。

Description

一种选频方式的单载波分块传输方法

(一)技术领域

本发明涉及宽带数字通信传输方法。属于宽带无线通信技术领域。

(二)背景技术

通信技术在最近几十年，特别是二十世纪九十年代以来得到了长足发展，对人们日常生活和国民经济的发展产生了深远的影响。而未来通信技术距朝着宽带高速的方向发展，因此许多宽带数字传输技术受到广泛的关注，正交频分复用(以下简称OFDM：OrthogonalFrequency Division Multiplexing)和频域均衡的单载波(以下简称SC-FDE：Single Carrierwith Frequency Domain Equalization)就是两种被人们重视的宽带数字传输技术，它们都属于分块传输技术，而目前OFDM受关注的程度要远远超过SC-FDE，并且在多种标准中成为支撑技术，例如：无线局域网(WLAN：Wireless Local Area Network)中的IEEE802.11a、欧洲电信标准化协会(ETSI：European Telecommunication Standard Institute)的HiperLAN/2，无线城域网(WMAN：Wireless Metropolitan Area Network)中的IEEE802.16；有线数据传输中的各种高速数字用户线(xDSL：Digital Subscriber Line)都是基于OFDM技术的标准。SC-FDE并没有被这些标准采用，只是在IEEE802.16中与OFDM共同建议为物理层传输技术。

OFDM是一种多载波传输技术，它用N个子载波把整个宽带信道分割成N个并行的相互正交的窄带子信道。OFDM系统有许多引人注目的优点：

1.OFDM有非常高的频谱效率。普通FDM系统为了分离开各子信道的信号，需要在相邻的子信道间设置一定的保护间隔，造成频谱资源的浪费；OFDM的子信道间不仅没有保护间隔，而且相邻子信道中信号的频谱主瓣还有重叠，这大大提高了OFDM系统的频谱效率。

2.实现比较简单。当子信道上采用正交幅度调制(QAM：Quadrature AmplitudeModulation)或者多进制相移键控(MPSK：M-ary Phase Shift Keying)调制方式时，调制过程可以用离散傅里叶逆变换(以下简称IDFT：Inverse Discrete Fourier Transform)完成，解调过程可以用离散傅里叶变换(以下简称DFT：Discrete Fourier Transform)完成，它们可以用快速算法：快速傅立叶变换(以下简称FFT：Fast Fourier Transform)和快速傅立叶逆变换(以下简称IFFT：Inverse Fast Fourier Transform)实现。既不用多组振荡器产生载波信号，也不用带通滤波器组分离信号。

3.抗多径干扰能力和抗衰落能力强。由于一般的OFDM系统均采用循环前缀(简称CP：Cyclic Prefix)方式，使得它在一定条件下可以完全消除多径传播引起的多径干扰，完全消除多径传播对载波正交性的破坏，因此OFDM系统具有很好的抗多径干扰能力；OFDM的子载波把整个宽带信道分成若干窄子信道，尽管整个宽带信道有可能是极不平坦的衰落信道，但在各个子信道上的衰落是近似平坦的，这使得OFDM信号的均衡特别简单，往往只需要一个抽头的均衡器即可。

4.可以利用信道状态信息(简称CSI：Channel State Information)进一步提高系统传输效率。即利用自适应OFDM技术在增益高的子信道上用高进制调制方式，在增益低的子信道(即深衰点)上用低进制调制方式，甚至禁用。这样在满足一定误码率要求的情况下，可以尽可能多的传输信息，这就进一步提高了系统的频谱效率。

正是这些优点使得OFDM成为近十年来的研究热点，以致被认为是未来通信，特别是宽带无线通信的支撑技术。但OFDM系统自身的许多缺点，特别是它的峰值平均功率比(简称PAPR：Peak to Average Power Ratio)过大，限制着它的实用步伐，而现有SC-FDE具有OFDM上述除第四点以外的所有优点，并且不存在OFDM的PAPR问题，性能和效率跟OFDM基本相当。它是人们在研究OFDM的基础上发展而来，这种SC-FDE系统跟OFDM一样采取分块传输，并且采用CP(若采用零填充(简称ZP：Zero Padding)方式，而将每帧拖尾叠加到该帧的前面，则与CP效果相同)，这样就可以把信号与信道脉冲响应的线性卷积转化为循环卷积，并且消除了多径引起的帧间干扰。并且在接收端采用简单的频域均衡技术就可以消除符号间干扰，例如：迫零(简称ZF：Zero Forcing)均衡和最小均方误差(简称MMSE：Minimum Mean Square Error)均衡。

SC-FDE系统跟OFDM相比，不存在PAPR问题。而PAPR问题是OFDM系统本身难以用低代价(频谱效率和功率效率)方式解决的问题。因此SC-FDE技术目前受到越来越多的重视。

在OFDM和SC-FDE的许多重要应用场合(如WLAN、WMAN、xDSL等)，都存在反向信道，OFDM发送端可以利用反向信道回传的信道状态信息和一些自适应技术来提高整个系统的性能和效率。而到目前为止，还没有SC-FDE系统在发送端利用信道状态信息的报道。这使得在存在反向信道的应用场合，SC-FDE系统与OFDM系统相比处于劣势。

以下论述在现有SC-FDE系统中已经得到了应用：

这里只论述基带离散信号处理，下面的信号是指发送端数模转换(以下简称D/A：Digital to Analog convert)之前和接收端模数转换(以下简称A/D：Analog to Digitalconvert)之后的信号，信道是离散化后的形式。(如果采用软件无线电实现，也可以用中频离散信号处理完成，此时信号是中频离散信号，信道是等效中频离散信道，处理方式与基带相同。)

1.信号传输的频域表达及信道状态信息

假设SC-FDE系统发送端送出的一帧已经完成符号映射的信号为s(n)，(n＝0，1，…，N-1)，信道脉冲响应为h(n)，(n＝0，1，…，L-1)(L小于CP长度)，信号传输过程中要受到加性白高斯噪声(AWGN：Additive White Gaussian Noise)的干扰，设噪声为w(n)，(n＝0，1，…，N-1)，接收端接收到的信号为r(n)，(n＝0，1，…，N-1)，去掉CP后得到：

          r(n)＝s(n)h(n)+w(n)，(n＝0，1，…，N-1)              (1)

表示循环卷积运算，频域表达式为：

          R(k)＝S(k)H(k)+W(k)，(k＝0，1，…，N-1)                (2)

其中R(k)，S(k)，H(k)，W(k)分别为通过对r(n)，s(n)，h(n)，w(n)作N点DFT得到的频域信号，H(k)，(k＝0，1，…，N-1)为信道的传输函数，又称之为信道状态信息(CSI)。

2.CSI的获得

CSI一般通过信道估计算法得到，可以采用基于辅助数据的方法或盲估计方法，可以参考一些OFDM的信道估计方法。

3.频率选择性信道对SC-FDE系统的影响

信号的多径传播或时延扩展会引起频率选择性衰落，信号在频率选择性衰落信道中传播会导致信号的某些频谱分量被衰减得很低，在信道存在深衰点的情况下，信号受到的影响更大，以致信号产生畸变，导致符号间干扰，从而影响系统性能。

为了消除多径传播引起的符号间干扰，传统的窄带系统一般采用时域均衡。但在宽带通信中，时域均衡的复杂度太高，而通常采用基于CP的分块传输技术的频域均衡方式。常用的频域均衡技术有：线性均衡和判决反馈均衡。目前SC-FDE系统一般采用线性均衡，常用的线性均衡有：迫零(ZF)和最小均方误差(MMSE)。

迫零均衡：

利用上述假设，在接收端为了恢复出信号，作如下处理：

$\tilde{S}\left(k\right)=\frac{R\left(K\right)}{\tilde{H}\left(k\right)},(k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1)---\left(3\right)$

即对信号进行迫零均衡， (k＝0，1，…，N-1)为估计到的信道状态信息，在一定条件下，可以得到相对准确的信道状态信息H(k)，(k＝0，1，…，N-1)，可以用它来代替(k＝0，1，…，N-1)作分析，并将(2)式代入(3)式整理得：

$\tilde{S}\left(k\right)=\frac{R\left(k\right)}{H\left(k\right)}=S\left(k\right)+\frac{W\left(k\right)}{H\left(k\right)},(k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1)---\left(4\right)$

可以看出均衡后得到的

(k＝0，1，…，N-1)同真实的频域信号S(k)，(k＝0，1，…，N-1)相比存在一定误差，这个误差是由噪声引起的，并且当信道存在深衰点(增益很低的点)，特别是存在接近零增益的点时会过分放大噪声，影响到信号的解调。为了避免放大噪声，人们提出另一种均衡方式：

最小均方误差均衡：

最小均方误差就是要使均衡后的信号跟真实信号的均方误差最小，即： $E{|\tilde{S}\left(k\right)-S\left(k\right)|}^2$ 最小，经过推导之后得到均衡系数：

$C\left(k\right)=\frac{H^{*}\left(k\right)}{{\left|H\left(k\right)\right|}^2+1/\mathrm{SNR}\left(k\right)},(k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1)---\left(5\right)$

其中，H^*(k)，(k＝0，1，…，N-1)为H(k)，(k＝0，1，…，N-1)的复共轭，这样就可以得到均衡后的信号：

$\tilde{S}\left(k\right)=C\left(k\right)R\left(k\right),(k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1)---\left(6\right)$

将(5)式代入(6)整理得：

$\tilde{S}\left(k\right)=\frac{S\left(k\right)}{1+1/\left[\mathrm{SNR}\left(k\right){\left|H\left(k\right)\right|}^2\right]}+\frac{W\left(k\right)H^{*}\left(k\right)}{{\left|H\left(k\right)\right|}^2+1/\mathrm{SNR}\left(k\right)},(k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1)---\left(7\right)$

这样即使出现深衰点也不会过分放大噪声，但会使信号产生畸变。

在现有的SC-FDE系统中，由于发送端没有利用信道状态信息，对频率选择性衰落信道使用上述两种均衡方式，要么过分放大噪声，要么使信号产生畸变。

(三)发明内容

本发明针对现有SC-FDE系统发送端不能利用信道状态信息的问题，提出一种选频方式的单载波分块传输方法，该方法对现有SC-FDE系统进行改造，使得在SC-FDE系统的发送端可以有效利用信道状态信息，从而在均衡时既不会过分放大噪声，又不会使信号产生畸变，改善了整个系统的性能。

本发明采用的解决方案是：

选频方式的单载波分块传输方法，即选频方式的SC-FDE传输方法，包括以下步骤：

(1)收发双方建立通信后，接收端估计出信道状态信息后，根据信道状态信息从N个子信道中找出M个可用子信道，同时将可用子信道和禁用子信道分别作标记，形成子信道标记信息，通过反向信道将子信道标记信息发回发送端；

(2)发送端收到接收端发回的子信道标记信息后，根据这些信息改变信号频谱，用可用子信道传输信号；

(3)接收端收到信号后，将信号变换到频域，再根据子信道标记信息选出可用子信道上的信号，然后对选出来的信号进行均衡，并变换回时域进行判决，最终得到传输的数据。

下面对以上步骤作详细说明：

第一步，找出可用子信道，并将子信道标记信息通过反向信道发送给发送端

接收端根据估计出的信道状态信息H(k)，(k＝0，1，…，N-1)，从N个子信道中，按照幅度增益从大到小选出M(M≤N)个可用子信道，设这M个可用子信道的标号为k_i(i＝0，1，…，M-1)，而将剩下的子信道禁用，用1比特信息，即“0”或“1”标记每个子信道是可用子信道还是禁用子信道，这就是发送端所需要的子信道标记信息，如果接收端作N点的DFT，即共有N个子信道，反馈给发送端的子信道标记信息共有N比特，然后将这N比特信息通过反向信道发回发送端。

第二步，根据子信道标记信息改变信号频谱

在发送端收到接收端发送回来的子信道标记信息后，就可以用M个可用子信道来传输信号，这样对一帧M个SC-FDE符号s(n)，(n＝0，1，…，M-1)，作M点DFT变换到频域：

$S\left(i\right)=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{ni}},(i=\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1)---\left(8\right)$

就得到M点的频域信号，用选出来的第k_i，(i＝0，1，…，M-1)个可用子信道H(k_i)，(i＝0，1，…，M-1)传输第i个频域信号S(i)，(i＝0，1，…，M-1)，即在可用子信道对应的信号频谱点上放置要传输的频域信号，而将禁用子信道对应的信号频谱点置零，也可以填充一些非信息数据，这样就得到一帧新的频域信号S′(k)，(k＝0，1，…，N-1)，点数为N：

然后对S′(k)，(k＝0，1，…，N-1)作N点IDFT：

$s^{\′}\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}^{\′}\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{nk}},(n=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1)---\left(10\right)$

变成时域信号，过抽样时IDFT点数要大于N，高频部分置零，对该时域信号作D/A后，再进行调制发送出去。

第三步，选出可用子信道上传输的信号，然后对选出来的信号进行均衡，并变换回时域进行判决，最终得到传输的数据。

接收端接收到信号，去掉CP后的时域离散信号为：

          r′(n)＝s′(n)h(n)+w(n)，(n＝0，1，…，N-1)               (11)

对其作N点的DFT：

$R^{\′}\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{\′}\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{nk}},(k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1)---\left(12\right)$

并且：

          R′(k)＝S′(k)H(k)+W(k)，(k＝0，1，…，N-1)                 (13)

这样就可以根据子信道标记信息选出M个可用子信道上的信号R(k_i)，(i＝0，1，…，M-1)，然后用估计出来的信道状态信息中可用子信道参数H(k_i)，(i＝0，1，…，M-1)，对选出来的信号进行均衡；可以选择下述三种均衡方式之一：

1、迫零均衡，

2、最小均方误差均衡，

3、混合均衡，即一部分子信道用迫零均衡，而另一部分子信道用最小均方误差均衡均衡；

以迫零均衡为例作介绍：

$\tilde{S}\left(k_i\right)=\frac{R\left(k_i\right)}{H\left(k_i\right)},(i=\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1)---\left(14\right)$

令

$\tilde{S}\left(i\right)=\tilde{S}\left(k_i\right),(i=\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1)---\left(15\right)$

对其作M点的IDFT：

$\tilde{s}\left(n\right)=\frac{1}{M}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{S}\left(i\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{ni}},(n=\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1)---\left(16\right)$

对这组数据进行判决就可以恢复出原始数据。

通过上述各步的描述就可以构建新系统，但需要对影响系统性能和效率的参数作出说明：

1、可用子信道数的确定

可用子信道数是影响新系统性能的重要参数。上述方案只用可用子信道传输有用信息，这就存在一个如何确定可用子信道数目的问题，对于不同的多径信道，这一数值并不是一个定值。根据信道情况不同，兼顾系统频谱效率和性能，选取的可用子信道数M占总子信道数N的比例应在40％-99％之间。

2、对可用子信道上的信号作分段FFT

其方法是将一个点数多，但不是2的整数次幂的FFT运算分成若干点数相对少的FFT运算；这些点数少的FFT运算中至多有一个点数不是2的整数次幂，但点数很小，而剩下的那些都是2的整数次幂，即作分段FFT，分段方法有多种，建议遵循下述原则：

a.点数大于16的段，其点数要为2的整数次幂；

b.点数小于16的段至多为1个。

接收端对IFFT作同样处理，通过这样的分段处理后，系统的运算效率得到提高。

本发明基于带循环前缀的SC-FDE系统，在发送端利用信道状态信息，选择增益高的子信道传输信号，而禁用那些增益非常低的子信道。这样就可以避开那些增益低的子信道，均衡时就不会过分放大噪声，同时又最大限度的恢复出信号。因实际信道中衰落十分深的子信道占很少数，可以通过一定的准则选择可用子信道数，使系统在保证一定系统性能前提下，最大限度的提高频谱利用率。由于本发明可利用高进制调制方式，仿真显示整体频谱效率有显著提高，而且可以通过分段FFT运算的方法提高系统运算效率。

本发明在系统性能、频谱效率、功率效率上优于现有SC-FDE和OFDM系统，整个系统增加的复杂度小。

(四)附图说明

图1是本发明的实施例1的系统框图。

图2是取代图1中FFT模块3的FFT模块(等点数)的示意图。

图3是取代图1中IFFT模块16的IFFT模块(等点数)的示意图。

图4是取代图1中FFT模块3的FFT模块(点数按2的幂递减)的示意图。

图5是取代图1中IFFT模块16的IFFT模块(点数按2的幂递减)的示意图。

图6是SUI-5信道(是IEEE 802.16建议的测试信道之一)下选取不同的子信道数(即不同的M)时，OFDM和SC-FDE系统的误比特率曲线。

图7是John.G.Proakis所著，由麦格劳-希尔公司(The McGraw-Hill Companies.Inc)出版的《数字通信》(第四版)(Digital Communications 4^th Edition)，第631页Figurel0.2-5(C)的信道(以下简称Proakis信道)下选取不同的子信道数(即不同的M)时，OFDM和SC-FDE系统的误比特率曲线。

图8是用等点数FFT(和IFFT)运算时SC-FDE系统(可用子信道数M＝208)误比特率曲线。

图9是用非等点数(点数按2的幂递减)FFT(和IFFT)运算时SC-FDE系统(可用子信道数M＝208)误比特率曲线。

图中：1.信源模块，2.符号映射模块，3.FFT模块(M点)，4.信号频谱变换模块，5.IFFT模块(N点)，6.加循环前缀(CP)模块，7.D/A模块，8.中频及射频调制模块，9.信道，10.射频及中频解调模块，11.A/D模块，12.去CP模块，13.FFT模块(N点)，14.信号频谱反变换模块，15.均衡模块，16.IFFT模块(M点)，17.判决模块，18.同步模块，19.信道估计模块，20.反向信道，21-33.16点FFT模块，34-46.16点IFFT模块，47.128点FFT模块，48.64点FFT模块，49.16点FFT模块，50.128点IFFT模块，51.64点IFFT模块，52.16点IFFT模块

(五)具体实施方式

实施例1：

图1给出了按本发明实现的SC-FDE系统的框图。

图中除信号频谱变换模块4和信号频谱反变换模块14外，其余各模块均采用现有SC-FDE系统通用的模块，各模块作用如下：

信源模块1：产生要传输的数据。

符号映射模块2：调制方式选择QAM或者MPSK时，将信源产生的数据映射到星座图对应点上。

M点FFT模块3：将每帧M个已映射信号变换到频域，得到信号的M点的频域信号。

信号频谱变换模块4：根据接收端通过反向信道发送回来的子信道标记信息，将模块3输出的M点频域信号放置到M个可用子信道对应频谱点上，而禁用子信道对应频谱点置零，或填充非信息数据，就得到一帧N点新的SC-FDE频域信号。此模块需要按照本发明介绍的方法编程，由通用数字信号处理芯片实现。

N点IFFT模块5：将新得到的频域信号再变换到时域。

加CP模块6：将得到的每帧数据加上循环前缀。

D/A模块7：将数字信号变换为模拟信号。

中频及射频调制模块8：如果在无线环境下使用该系统，需要对信号作射频调制才能送天线发射。有的时候需要先把信号调制到中频上进行中频放大，再作射频调制，最后将已调信号送天线发射。如果在有线环境(例如：xDSL)下使用该系统，则不需要作射频调制，也不需要天线发射信号，但也要把信号频谱搬移到语音信道频带以外，保证在传输数据的同时不影响话音传输。

信道9：传输信号的有线信道或无线信道。

同步模块18：通过参数估计(例如：盲估计和基于辅助数据的估计)的方法得到系统需要的各种同步数据。同步模块将频率同步数据送给射频及中频解调模块10；将抽样率同步数据送给模数转换模块11；将定时同步数据送给去CP模块12。

射频及中频解调模块10：在无线环境中，将接收天线接收下来信号的频谱从射频或者中频搬移到低频。在解调之前需要用频率同步数据纠正信号传输过程中引起的频偏。

A/D模块11：将解调后模拟信号变换为数字信号。A/D需要对模拟信号进行抽样，提供时钟信号的晶振需要跟发射机D/A模块的晶振频率相同，否则就会导致抽样率误差。因此在A/D之前要进行抽样率同步。

去CP模块12：将循环前缀去掉。这时就存在判断一帧数据何时开始的问题，因此去CP之前需要作定时同步。

N点FFT模块13：将去掉CP的信号变换到频域。

信道估计模块19：跟同步类似，也需要通过参数估计来得到CSI，常用的一般是盲信道估计和基于辅助数据的信道估计。估计出CSI后选出可用子信道，将这些可用子信道参数送给均衡模块15；同时根据信道是否可用用1比特信息(“0”或“1”)标记，形成子信道标记信息，将子信道标记信息同时送给信号频谱反变换模块14和反向信道20，通过反向信道发回发送端。

信号频谱反交换模块14：根据信道估计模块送来的子信道标记信息，找出接收信号中由可用子信道携带的M点频域信号。此模块需要按照本发明介绍的方法编程，由通用数字信号处理芯片实现。

均衡模块15：用信道估计模块送来的可用子信道参数，对信号频谱反变换模块14选出来的信号进行均衡。均衡方式可以选择下述三种均衡方式之一：迫零均衡、最小均方误差均衡、混合均衡(即：一部分子信道用迫零均衡，而另一部分子信道用最小均方误差均衡)。

M点IFFT模块16：将均衡后信号的M个频域信号变换到时域。

判决模块17：根据星座图完成时域信号的判决。

反向信道20：将子信道标记信息发回发送端。

该实施例仿真参数：

仿真环境：Matlab7.0

子信道总数N＝256

可用子信道数，即每帧SC-FDE数据符号数M：SUI-5信道下分别取M＝248和M＝208，Proakis信道下分别取M＝128和M＝114。

CP长度：32

符号映射：16QAM

图6和图7给出了本发明的该实施例及OFDM中使用本发明(仿真参数跟SC-FDE相同)的基带仿真结果，可以得到以下结论：

1、在相同的仿真环境下(即所有仿真参数相同情况下，包括取相同的可用子信道数M)，在信噪比足够高条件下，SC-FDE系统性能要优于OFDM。

2、在同一系统中，随着M的减小系统性能明显改善，但要保证一定频谱效率，M不能取的太小。

3、在Proakis信道下，如果让系统满载(即利用所有的子信道，M＝256)，系统无法正常工作，将一部分增益十分差的子信道禁用，就可以极大改善系统性能。这时禁用的子信道数比较多，甚至会超过子信道总数的50％，这种信道在实际通信中非常罕见，但用它能充分说明本系统的优势。

实施例2：

本实施例对实施例1所描述系统中的FFT(和IFFT)模块采用分段处理——等点数分段。用若干点数少的FFT模块取代实施例1中的点数多的FFT模块3(参见图2)，图2中的21-33为16点FFT模块。

对实施例1的仿真参数，选取有用子信道数为M＝208，它不是2的整数次幂。直接对208点的信号作208点的FFT运算，计算效率较低，因此采用分段处理：

取每个小段的点数为16(即2⁴)，这样就可以将一帧208个数据s(n)，(n＝0，1，…，M-1)分成13个点数为16的段，每个段作16点的FFT运算(如图2中的模块21-33)，得到频域信号S(k)，(k＝0，1，…，M-1)，如图2所示。

接收端同意将 (k＝0，1，…，M-1)分成13个点数为16的段，每段作16点IFFT运算(如图3中的模块34-46)，得到时域信号 (n＝0，1，…，M-1)，如图3所示。

其他过程跟实施例1相同。

图8给出采用等点数FFT(和IFFT)运算的系统误比特率曲线，并跟不分段的系统做比较。

实施例3：

对实施例1所描述系统中的FFT(和IFFT)模块采用分段处理——按2的幂递减分段。用若干点数少的IFFT模块取代实施例1中的点数多的IFFT模块16(参见图3)。

仍然采用实施例1中的仿真参数M＝208，非2的整数次幂，现在不进行等点数分段，而采用按2的幂递减的方法分段：

发射端将s(n)，(n＝0，1，…，M-1)分成点数分别为128，64，16的段，这些段的点数都是2的整数次幂，对它们分别作128，64，16点的FFT运算，最终得到频域信号S(k)，(k＝0，1，…，M-1)。

接收端对均衡后信号

(k＝0，1，…，M-1)分成点数分别为128，64，16的段，对它们分别作128，64，16点的IFFT运算，最后得到时域信号 (n＝0，1，…，M-1)。

实现框图见图4和图5，其他过程与实施例1相同。

图9给出采用非等点数FFT(和IFFT)运算的系统误比特率曲线，并跟不分段的系统做比较。

所有误比特率曲线横轴为信噪比(SNR：Signal to Noise power Ratio)，单位：dB，纵轴为误比特率(BER：Bit Error Ratio)。

为避免混淆，本说明书中所提到的一些名词做以下解释：

1.符号：是指信息比特经过调制映射(也称符号映射)后的数据。一般是一个实部和虚部均为整数的复数。

2.一帧信号：对于OFDM，一帧信号在发送端是指作IFFT变换的N个符号，在接收端是指在去掉CP以后作FFT变换的N个符号。对于SC-FDE，一帧信号在发送端是指相邻两个CP之间的N个信息符号，在接收端是指在去掉CP以后作FFT变换的N个符号。对于按本发明提出的方法实现的SC-FDE系统，一帧信号在发送端是指作FFT变换的M个符号，在接收端是指在均衡以后作IFFT变换的M个符号。

3.子信道：对于OFDM，SC-FDE基带信号，一个子信道是指在接收端FFT后一个频率点。对于射频信道，一个子信道是指射频信道的一段频谱。

Claims (6)

1.一种选频方式的单载波分块传输方法，即选频方式的SC-FDE传输方法，包括以下步骤：

(1)收发双方建立通信后，接收端估计出信道状态信息后，根据信道状态信息从N个子信道中找出M个可用子信道，同时将可用子信道和禁用子信道分别作标记，形成子信道标记信息，通过反向信道将子信道标记信息发回发送端；

(2)发送端收到接收端发回的子信道标记信息后，根据这些信息改变信号频谱，用可用子信道传输信号；

(3)接收端收到信号后，将信号变换到频域，再根据子信道标记信息选出可用子信道上的信号，然后对选出来的信号进行均衡，并变换回时域进行判决，最终得到传输的数据。

2.根据权利要求1所述的选频方式的单载波分块传输方法，其特征在于：所述步骤(1)采用以下方法实现：

接收端根据估计出的信道状态信息H(k)，(k＝0，1，...，N-1)，从N个子信道中，按照幅度增益从大到小选出M(M≤N)个可用子信道，设这M个可用子信道的标号为k_i(i＝0，1，...，M-1)，而将剩下的子信道禁用，用1比特信息，即“0”或“1”标记每个子信道是可用子信道还是禁用子信道，这就是发送端所需要的子信道标记信息，如果每帧SC-FDE有N个符号，即共有N个子信道，反馈给发送端的子信道标记信息共有N比特，然后将这N比特信息通过反向信道发回发送端。

3.根据权利要求1所述的选频方式的单载波分块传输方法，其特征在于：所述步骤(2)采用以下方法实现：

在发送端收到接收端发送回来的子信道标记信息后，就可以用M个可用子信道来传输信号，这样对一帧M个SC-FDE符号s(n)，(n＝0，1，...，M-1)，作M点DFT变换到频域：

$S\left(i\right)=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{ni}},(i=\mathrm{0,1},...,M-1),$

就得到M点的频域信号，用选出来的第k_i，(i＝0，1，...，M-1)个可用子信道H(k_i)，(i＝0，1，...，M-1)传输第i个频域信号S(i)，(i＝0，1，...，M-1)，即在可用子信道对应的信号频谱点上放置要传输的频域信号，而将禁用子信道对应的信号频谱点置零，也可以填充一些非信息数据，这样就得到一帧新的频域信号S′(k)，(k＝0，1，...，N-1)，点数为N：

然后对S′(k)，(k＝0，1，...，N-1)作N点的离散傅里叶逆变换：

$s^{\′}\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}^{\′}\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{nk}},(n=\mathrm{0,1},...,N-1),$

变成时域信号，过抽样时IDFT点数要大于N，高频部分置零，对该时域信号作D/A后，再进行调制发送出去。

4.根据权利要求1所述的选频方式的单载波分块传输方法，其特征在于：所述步骤(3)采用以下方法实现：

接收端接收到信号去掉CP的时域离散信号为：

             r′(n)＝s′(n)h(n)+w(n)，(n＝0，1，...，N-1)，

对其作N点的DFT：

$R^{\′}\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{\′}\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{nk}},(k=\mathrm{0,1},...,N-1),$

并且：

             R′(k)＝S′(k)H(k)+W(k)，(k＝0，1，...，N-1)，这样就可以根据子信道标记信息选出M个可用子信道上的信号R(k_i)，(i＝0，1，...，M-1)，然后用估计出来的信道状态信息中可用子信道参数H(k_i)，(i＝0，1，...，M-1)对选出来的信号进行均衡；可以选择下述三种均衡方式之一：

1、迫零均衡，

2、最小均方误差均衡，

3、混合均衡，即一部分子信道用迫零均衡，而另一部分子信道用最小均方误差均衡；以迫零均衡为例做介绍：

$\tilde{S}\left(k_i\right)=\frac{R\left(k_i\right)}{H\left(k_i\right)},(i=\mathrm{0,1},...,M-1),$

令

$\tilde{S}\left(i\right)=\tilde{S}\left(k_i\right),(i=\mathrm{0,1},...,M-1),$

对其作M点的IDFT：

$\tilde{s}\left(n\right)=\frac{1}{M}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{S}\left(i\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{ni}},(n=\mathrm{0,1},...,M-1),$

对这组数据进行判决就可以恢复出原始数据。

5.根据权利要求1所述的选频方式的单载波分块传输方法，其特征在于：所述可用子信道数M占总子信道数N的40％-99％之间。

6.根据权利要求1所述的选频方式的单载波分块传输方法，其特征在于：所述发送端作频谱变换的DFT可以用分段FFT实现，其方法是将一个点数多但不是2的整数次幂的FFT运算分成若干点数相对少的FFT运算；这些点数少的FFT运算中至多有一个点数不是2的整数次幂，但点数很小，而剩下的那些都是2的整数次幂，即作分段FFT，分段方法有多种，建议遵循下述原则：

a.点数大于16的段，其点数要为2的整数次幂；

b.点数小于16的段至多为1个；

接收端对IFFT作同样处理。

Images