CN102244641A - 正交频分复用超宽带通信系统的同相位补偿方法 - Google Patents

Abstract

正交频分复用超宽带通信系统的同相位补偿方法，其特征是根据超宽带无线网络UWB协议，在每个OFDM符号内固定位置插入12个导频子载波，用于估计残余频偏产生的相位旋转；接收机根据已知导频，经过相关器得到相位粗估计值，得到的相位粗估计值通过滤波器得到最终相位估计值，每个符号的最终相位估计值用于补偿下一个符号的相位旋转。本发明方法利用上一个符号估计，补偿当前符号的特点，减少了导频估计到相位补偿的等待时间，同时加入了滤波器，减小了噪声的影响提高了性能，并且硬件实现简单。

Description

正交频分复用超宽带通信系统的同相位补偿方法

技术领域

本发明属于短距离无线通信技术领域，具体涉及到正交频分复用超宽带OFDM-UWB(Orthogonal Frequency Division Multiplexing-Ultra Wideband)通信系统的同相位补偿方法。 

背景技术

超宽带(Ultra Wideband，UWB)无线通信技术是一种新兴的无线通信技术，该技术占用极宽的频谱从3.1GHz到10.6GHz，宽度高达7.5GHz。超宽带技术通过限制发射功率，保持较低的功率谱密度，从而保证不影响现有通信技术的正常使用。在较短距离内，它具有传输速率高、系统容量大、抗多径能力强、功耗低、成本低、功率谱密度低和频谱共存等特点，因此超宽带技术被视作短距离、高速无线连接最具开发潜力的物理层技术之一。由于超宽带引入了OFDM(正交频分复用)技术，使其拥有了很多OFDM技术的优点，可以有效的对抗多径延迟扩展，频率选择性衰落和良好的抗载波间干扰等特性。 

OFDM-UWB技术对频偏十分敏感，因此需要利用前导符中的训练序列进行载波频偏估计，对时域符号进行补偿。由于存在频偏估计误差，时域符号经过FFT变换后存在残余频偏产生的同相位旋转(common phase error，CPE)，根据ECMA-368协议要求，需要在每个OFDM符号中固定位置插入12个导频子载波，用于对残余频偏进行补偿。 

传统的CPE补偿方法是用已知导频子载波与接收信号中对应位置的子载波进行相关，然后求平均得到当前符号的相位旋转，然后根据得到的相位旋转对当前符号进行补偿。该方法简单易于实现，但缺点是，对当前符号的补偿必须搜集当前符号中所有的导频子载波的信息，这对在硬件实现中意味着需要消耗一个符号的时间用于等待导频子载波，不利于UWB系统的高速实现。 

发明内容

本发明要解决的技术问题是：对于正交频分复用超宽带系统的时域符号补偿，现有补偿方法需要延时来完成补偿工作，不利于正交频分复用超宽带系统的高速实现。 

本发明的技术方案为：正交频分复用超宽带通信系统的同相位补偿方法，根据超宽 带无线网络UWB协议，在每个OFDM符号内固定位置插入12个导频子载波，用于估计残余频偏产生的相位旋转；接收机根据已知导频，经过相关器得到相位粗估计值，得到的相位粗估计值通过滤波器得到最终相位估计值，每个符号的最终相位估计值用于补偿下一个符号的相位旋转。 

相位粗估计值通过的滤波器的传递函数为 

α为0.1～0.4之间的数值。 

作为优选，α＝0.25，所述滤波器用一个移位寄存器和累加器实现。 

每个OFDM符号中插入的导频子载波用来跟踪相位旋转的大小，跟踪方法采用开环跟踪算法。

与传统补偿方法相比，本发明的创新之处在于：当前符号估计得到的相位信息，并不直接补偿到当前符号的数据载波，而是通过一个滤波器后补偿给下一个符号的数据，以此类推，每个符号的补偿只需要用到上个符号得到的相位，因此将减少用于补偿的导频收集时间，有利于正交频分服用超宽带系统的高速实现。本发明利用残余频偏值较小的特点，利用前一符号的同相位旋转信息补偿当前符号，另外，还加入了简单的滤波器，减小了噪声的影响，不仅降低了系统的延时，同时改善了性能。 

附图说明

图1为本发明的实现流程图。 

图2为本发明的实例滤波器的实现框图。 

图3为本发明的硬件实现框图。 

图4为速率1下本发明与传统方法的性能比较，比较了高斯信道下的性能。 

图5为速率1下本发明与传统方法的性能比较，比较了衰落信道下的性能。 

图6为速率4下本发明与传统方法的性能比较，比较了高斯信道下的性能。 

图7为速率4下本发明与传统方法的性能比较，比较了衰落信道下的性能。 

图8为速率7下本发明与传统方法的性能比较，比较了高斯信道下的性能。 

图9为速率7下本发明与传统方法的性能比较，比较了衰落信道下的性能。 

图10比较了参数的选择对跟踪效果的影响。 

具体实施方式

本发明着重于减小残余频偏对系统性能的影响，将经过前导符估计并在时域上进行频偏补偿后的符号表示为： 

$y_n^{\left(t\right)}\left(k\right)=r_n^{\left(t\right)}\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\π\Δ}{f}_c^{\left(r\right)}(n(N_{\mathrm{FFT}}+N_{\mathrm{ZP}})+k)}+w_n^{\left(t\right)}\left(k\right)$

其中n和k表示第n个OFDM符号中的第k个采样点，上标(t)表示时域符号，N_FFT表示FFT变换的采样点数，N_ZP表示补零ZP(Zero-Padding)个数， 

表示相对残余载波频偏， 

表示高斯白噪声， 

表示OFDM符号经过信道后，无频偏影响的接收数据： 

$r_n^{\left(t\right)}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{1}{N_{\mathrm{FFT}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_n\left(i\right)s_n\left(i\right)e^{j2\mathrm{\&pi;ik}/N_{\mathrm{FFT}}}& ,N_{\mathrm{ZP}}\&le;k<N_{\mathrm{FFT}}+N_{\mathrm{ZP}}\\ 0& ,0\&le;k<N_{\mathrm{ZP}}\end{array}\right.$

其中s_n(i)为频域上的第n个OFDM符号的第i个子载波数据，h_n(i)为相应的频域信道系数，求和公式∑表示IDFT变换。 

经过重叠相加OLA和DFT变换后得到频域数据为： 

$y_n\left(i\right)=h_n\left(i\right)s_n\left(i\right)\&CenterDot;e^{j2\mathrm{\&pi;\&Delta;}{f}_c^{\left(r\right)}\mathrm{iM}}\&CenterDot;e^{\mathrm{j\&pi;\&Delta;}{f}_c^{\left(r\right)}(N_{\mathrm{FFT}}-1)}\&CenterDot;\frac{\sin \mathrm{\&pi;\&Delta;}{f}_c^{\left(r\right)}{N}_{\mathrm{FFT}}}{\sin \mathrm{\&pi;\&Delta;}{f}_c^{\left(r\right)}}+w_n\left(k\right)$

其中w_n(k)包括高斯白噪声和符号间干扰。由上式可知，接收数据由于残余频偏的影响存在，每个OFDM符号的子载波存在固定的相位旋转，即同相位旋转CPE。 

每个OFDM符号中插入的导频子载波用来跟踪相位旋转的大小，并补偿到数据子载波上。跟踪方法可分为闭环和开环两种，闭环算法指用频域符号估计得到相位反馈给时域信号减小残余频偏，开环算法指频域信号估计得到的相位直接补偿频域信号。考虑到UWB系统高速低功耗的要求以及闭环跟踪算法带来的反馈延时，现有的跟踪补偿算法以及本发明提出的算法均以开环跟踪算法为基础。假设OFDM-UWB系统中的相对载波频偏最高为20PPM(parts per million，PPM)，经过前导符估计和补偿后的残余频偏在1PPM以内，该假设在典型的OFDM-UWB系统中是成立的。 

现有的同相位补偿利用12个导频子载波和估计的信道系数与相应的接收信号共轭相乘得到导频上的相位信息，并将得到的相位信息用于补偿该符号中的数据子载波上的旋转。 

以上为本发明方法中“在每个OFDM符号内固定位置插入12个导频子载波，用于估计残余频偏产生的相位旋转，接收机根据已知导频，经过相关器得到相位粗估计值。”的技术方案部分，为现有技术，不再详述。 

本发明与现有技术的不同在于，当前符号估计得到的相位信息并不直接补偿到当前符号的数据载波，而是通过一个滤波器后补偿给下一个符号的数据，以此类推，每个符号的补偿只需要用到上个符号得到的相位，不再像现有技术那样消耗一个符号的时间用于等待导频子载波，因此将减少用于补偿的导频收集时间，本发明的实现步骤如图1，根据超宽带无线网络UWB协议，在每个OFDM符号内固定位置插入12个导频子载波，用于估计残余频偏产生的相位旋转；接收机根据已知导频，经过相关器得到相位粗估计值，得到的相位粗估计值通过滤波器得到最终相位估计值，每个符号的最终相位估计值用于补偿下一个符号的相位旋转。 

本发明利用残余频偏较小：1PPM，等价于相邻两个符号相位相差0.05度，这一特点，采用在前一符号相位信息补偿当前符号数据的方法，如图2所示。令 

表示第n个OFDM符号的最终相位估计值，即精估计的值， 

表示传统方法估计得到的相位，p(i)表示第i个导频子载波，Γ_p表示导频子载波位置指数集合，那么得到 

${\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_n^{\left(\mathrm{rough}\right)}=\frac{1}{12}\underset{i\&Element;{\mathrm{\&Gamma;}}_p}{\mathrm{\&Sigma;}}\arg \{y_n\left(i\right)/[h_n\left(i\right)p\left(i\right)\left]\right\}$

${\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_n={\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_{n-1}+\mathrm{\&alpha;}({\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_n^{\left(\mathrm{rough}\right)}-{\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_{n-1})$

其中α为滤波器系数。以上为本发明的一个具体实例，滤波器的阶数，也就是延迟单元个数，以及相应的参数可根据系统中残余频偏的大小进行调整，残余频偏的大小取决于时域频偏估计算法的性能，比如当残余频偏大于5PPM时可以使用二阶滤波器来实现，参数的设置则按照残余相位的变化特性产生有效的截止频率。 

当前符号利用上一个符号估计相位补偿，即 

${\tilde{y}}_n\left(i\right)=y_n\left(i\right)\&CenterDot;e^{-j{\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_{n-1}^{\left(t\right)}}$

按照上述方法，本发明的硬件实现框图如图3所示。过FFT和均衡后，得到的频域数据分为两路同时处理，一路为接收导频子载波，过相位补偿后与已知序列相关求相位得到相位差后，乘以系数α，该步骤可用多种方法实现：可以使用常数乘法器实现也可以使用移位寄存器实现；最后经过累加器后得到的相位用于补偿下一个符号；另一路为 接收到的数据子载波，按式 的补偿方法，根据累加器得到的相位进行旋转即得到补偿后的数据。 

下面以仿真实施来说明本发明，仿真系统以ECMA-368协议为基础，使用单载波发送(协议中使用了跳频)，载波频率为6.6GHz，信道采用高斯信道和协议规定的4m衰落信道模型(CM1)，图4-9中的速率指的是ECMA-368协议中规定的速率，所述速率指示参数对应固定的数据发送速率，指数越大表示速率越高，同时速率指数对应固定的调制方式、分集方式和卷积码编码速率。速率0到速率1的调制方式为BPSK，分集方式为时域分集和频域分集；速率2到速率4的调制方式为QPSK，分集方式为时域分集；速率5到速率7的调制方式为QPSK，无分集。 

相位粗估计值通过的滤波器的传递函数为 

在硬件实现中，由于时间分集和频率分集的引入，使得不同速率下的延时不同：速率0到速率1将减少1/4个符号长度的等待时间，速率2到速率4减少1/2个符号长度的等待时间，速率5到速率7，可以减少1个符号长度的等待时间。对于不同速率，本发明对性能改善程度不同，选择α＝0.25，则由图4至图9可知，低速率发送时，信噪比低，性能改善可以达到2db；对于高速发送时，对信噪比的要求较高，因此性能改善较低信噪比时不明显。同样，参数α的选择对性能亦有影响，如10所示，α的有效选择范围在0.1～0.4，图中线段由上至下依次为α＝0.1、α＝0.4、α＝0.3、α＝0.25、α＝0.2，其中α＝0.25性能接近最优，同时实现简单(一个移位寄存器即可实现乘法)，因此作为本发明一个实例进行性能比较，如上文所述，α＝0.25为优选值，本发明并不局限α的固定值以及滤波器的阶数。 

以上内容中，最高20PPM的假设是ECMA-368协议对系统的要求，残余频偏1PPM是对带时域粗频偏估计后的典型数值，是结合具体优选实施方式对本发明所做的进一步详细说明，不认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员而言，在不脱离本发明构思的前提下，还可以作出若干推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。 

Claims (4)

1.正交频分复用超宽带通信系统的同相位补偿方法，其特征是根据超宽带无线网络UWB协议，在每个OFDM符号内固定位置插入12个导频子载波，用于估计残余频偏产生的相位旋转；接收机根据已知导频，经过相关器得到相位粗估计值，得到的相位粗估计值通过滤波器得到最终相位估计值，每个符号的最终相位估计值用于补偿下一个符号的相位旋转。

2.根据权利要求1所述的正交频分复用超宽带系统的同相位补偿方法，其特征是相位粗估计值通过的滤波器的传递函数为

α为0.1～0.4之间的数值。

3.根据权利要求2所述的正交频分复用超宽带系统的同相位补偿方法，其特征是α＝0.25，所述滤波器用一个移位寄存器和累加器实现。

4.根据权利要求1-3任一项所述的正交频分复用超宽带通信系统的同相位补偿方法，其特征是每个OFDM符号中插入的导频子载波用来跟踪相位旋转的大小，跟踪方法采用开环跟踪算法。

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