CN101079857A - 一种基于ofdm系统载波残余频偏跟踪方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于OFDM系统载波残余频偏跟踪方法，其用于对基于OFDM系统同步后的载波残余频偏进行估计并根据估计值对频偏进行动态补偿，该方法包括残余频偏估计、跟踪步长选择和频偏动态补偿3个步骤，该方法避免了计算OFDM符号中连续导频符号相位旋转的具体值，很大程度上降低了频偏估计所需运算量，通过对多个相邻0FDM符号中连续导频符号的互相关进行求和，完成对相位旋转的加权平均，降低了信道对频偏估计的影响，通过采用变步长对频偏进行跟踪，在减小捕获时间的同时减小了跟踪的方差，并且大、小步长的值和两者之间转换判据可以根据实际系统灵活设置，该方法可以广泛应用于卫星移动广播、地面无线广播等领域。

Description

一种基于OFDM系统载波残余频偏跟踪方法

技术领域

本发明涉及一种载波频偏跟踪方法，特别是涉及一种基于OFDM的数字广播系统的载波残余频偏跟踪方法。

背景技术

数字广播除了覆盖面广、节目容量大之外，最大的特点就是具有广播性，一点对多点、一点对面，广播信息的成本与用户数量无关。因此，数字广播作为信息通信业的一个重要组成部分，在国家信息基础设施建设、实现普遍服务和国家信息安全战略中具有重要地位。

在OFDM系统中，收发机之间的载波频率偏差不仅衰减了有效信号，而且产生了严重的子载波间干扰(ICI)，造成了系统信噪比的严重损失。为了对抗系统同步后的载波残余频偏，接收机必须在工作过程中对频偏进行跟踪，即对残余频偏进行估计，并根据估计值对频偏进行动态补偿。

在通常的残余频偏估计算法中，需要先计算OFDM符号中连续导频符号的相位旋转值，从相位中得到具体的频偏估计值后再进行平均或滤波，以降低信道对频偏估计的影响，这无疑给系统的实现带来了一定的复杂度。另外，在频偏跟踪过程中，为了解决跟踪的精度(方差)和速度(捕获时间)之间的矛盾，可以采用变步长跟踪，然而这通常也需要根据具体的频偏估计值，对步长进行选择。

因此，在基于OFDM的数字广播系统中，需要一种新的载波频偏跟踪方法。

发明内容

针对现有技术存在的缺陷，本发明通过改进残余频偏估计算法，并采用相应的变步长频偏跟踪，提出了一种基于OFDM的数字广播系统的载波残余频偏跟踪方法。

本发明的目的之一是通过避免计算OFDM符号中连续导频符号相位旋转的具体值，很大程度上降低了频偏估计所需运算量。

本发明的另一个目的是通过对多个相邻OFDM符号中连续导频符号的互相关进行求和，完成对相位旋转的加权平均，降低了信道对频偏估计的影响。

本发明的另一个目的是通过采用变步长对频偏进行跟踪，在减小捕获时间的同时减小跟踪的方差。

本发明的另一个目的是大、小步长的值和两者之间转换判据可以根据实际系统需要灵活设置。

本发明的另一个目的是该方法可以广泛应用于卫星移动广播、地面无线广播等领域。

为达到上述目的，本发明公开了一种载波频偏跟踪方法，其用于对基于OFDM系统同步后的载波残余频偏进行估计并根据估计值对频偏进行动态补偿，该方法包括残余频偏估计、跟踪步长选择和频偏动态补偿3个步骤，其中，所述残余频偏估计进一步包括步骤：

(1)根据导频图案，从OFDM符号中提取多个连续导频符号，并对时隙内的每个OFDM符号中的连续导频符号生成列向量；

(2)计算相邻2个OFDM符号中连续导频符号列向量的互相关，并对一个时隙内的N个相邻OFDM符号中连续导频符号列向量的互相关进行求和；

(3)由求和后的连续导频符号互相关值的虚部判别残余频偏的正负；

其中，所述频偏动态补偿进一步包括步骤：

(4)当残余频偏为正时，频偏补偿值是在原频偏补偿值的基础上加上一个跟踪步长；当残余频偏为负时，频偏补偿值是在原频偏补偿值的基础上减去一个跟踪步长；

(5)根据频偏补偿值，在时域上对载波残余频偏进行补偿；

其中，所述跟踪步长选择是根据所述残余频偏的正负变化的特性，选用大、小两种步长作为步骤(4)中所述跟踪步长，即在跟踪初始阶段，选用大步长作为跟踪步长，同时记录残余频偏的正、负变化特征，当连续出现多次正、负残余频偏之间的转换的判据成立时，改用小步长作为跟踪步长，同时记录残余频偏的正、负变化特征，当连续出现多次正或负残余频偏的判据成立时，则再次选用大步长。

优选地，其中，步骤(2)中所述N可以是任一能够整除一个时隙内所有OFDM符号的个数的整数。

优选地，其中，步骤(2)中所述计算相邻2个OFDM符号中连续导频符号列向量的互相关，特别地，每一个时隙的第1个OFDM符号，其前一相邻OFDM符号处于上一个时隙，则该2个相邻的OFDM符号中连续导频符号列向量的互相关为零。

优选地，其中，步骤(4)中所述频偏补偿值的初始值为系统同步时得到的初始频偏估计值。

优选地，其中，所述大、小步长的值和所述判据可以根据系统需要设置。

根据本发明所述的方法，由于避免了计算OFDM符号中连续导频符号相位旋转的具体值，很大程度上降低了频偏估计所需运算量，通过对多个相邻OFDM符号中连续导频符号的互相关进行求和，完成对相位旋转的加权平均，降低了信道对频偏估计的影响，通过采用变步长对频偏进行跟踪，在减小捕获时间的同时减小了跟踪的方差，并且大、小步长的值和两者之间转换判据可以根据实际系统灵活设置，该方法可以广泛应用于卫星移动广播、地面无线广播等领域。

附图说明

图1为本发明的载波频偏跟踪方法的示意图。

图2为OFDM符号信号分布图案。

图3是定步长载波频偏跟踪过程。

图4是变步长载波频偏跟踪过程。

具体实施方式

本发明所述的方法的如图1所示，由残余频偏估计、跟踪步长选择和频偏动态补偿3个部分组成，具体包括根据导频图案，从接收的OFDM符号中提取连续导频符号；计算该OFDM符号中连续导频符号与前一相邻OFDM符号中连续导频符号的互相关，由于残余频偏会导致OFDM符号中连续导频点上接收符号的相位旋转，频偏值会体现在连续导频符号与前一相邻OFDM符号中对应连续导频符号复共轭的乘积的相位信息中。

又由于对于不同的连续导频点，残余频偏导致的相位旋转值相同，对该OFDM符号中连续导频符号与前一相邻OFDM符号中对应连续导频符号复共轭的乘积求和相当于在频域内对导频符号的相位旋转进行加权平均，权重为各导频符号的模，即受选择性衰落较小的连续导频将获得较大的权重。

对多个相邻OFDM符号中连续导频符号的互相关进行求和。这相当于在时域内再次对导频符号的相位旋转进行加权平均，从而减小了信道时变特性对频偏估计的影响。参与求和的OFDM符号个数可以根据信道特性而设定。

残余频偏估计值可以由求和后的连续导频符号互相关的相位得到。这里仅对互相关值的象限进行判别(上半平面或者下半平面)，即可判别残余频偏的方向(正频偏或者负频偏)。

频偏跟踪采用加(减)步长逐次逼近的方式。先根据残余频偏估计值对频偏补偿值进行动态调整：当频偏估计值为正(负)时，频偏补偿值在原补偿值的基础上加上(减去)一个跟踪步长。再根据频偏补偿值，在时域上对载波残余频偏进行补偿。

步长的大小将会对跟踪的性能产生影响：大步长能够提高频偏跟踪的速度，小步长能够提高跟踪的精度。因此需要对跟踪步长进行选择。当残余频偏较大时采用大步长，以减小捕获的时间；当残余频偏较小时采用小步长，以减小跟踪的方差。

由于残余频偏估计仅得到频偏的方向，可以利用频偏的正、负变化特征作为大、小步长之间转换的判据。当连续出现多次正频偏(负频偏)时，说明频偏跟踪仍处于捕获阶段；当连续出现正、负频偏之间的摆动时，说明捕获已经完成。大、小步长的值和两者之间转换判据可以根据实际系统而设定。通过如下具体实施例，本发明的方法可以得到详尽阐明。

具体实施例1：

在信号带宽为8MHz的基于OFDM的数字广播系统中，OFDM符号由循环前缀(CP)、符号体和前、后保护间隔(GD)构成。OFDM符号长度为409.6us，循环前缀长度为51.2us，前、后保护间隔为4.4us。系统采样率为10MHz。

OFDM符号共传输三种类型的信号，即连续导频、离散导频和数据，共3076个子载波(0～3075)，其分布情况如图2所示。

其中连续导频的使用第0、32、86、184、324、380、424、544、564、600、650、720、832、990、1044、1096、1164、1232、1292、1352、1444、1498、1510、1537、1538、1564、1576、1630、1722、1782、1842、1910、1978、2030、2084、2242、2354、2424、2474、2510、2530、2650、2694、2750、2912、2988、3042、3075子载波，共48个。

每一个时隙的长度为20ms，采用相同的结构(信标+42个OFDM符号)。同一时隙内不同OFDM符号中相同连续导频点上传输的符号相同。

载波频偏跟踪的具体实施步骤如下：

1、根据导频图案，从解扰后的OFDM符号中提取48个连续导频符号。设每一个时隙内的第k个OFDM符号中连续导频符号排成的列向量为CP_k，k＝1，2，…，42。

2、计算相邻2个OFDM符号中连续导频符号列向量的互相关，并对一个时隙内的N个相邻OFDM符号中连续导频符号列向量的互相关进行求和。

$\mathrm{Cor}{r}_i=\underset{k=(i-1)N+1}{\overset{\mathrm{iN}}{\mathrm{\Σ}}}C{P}_{k-1}^H\·C{P}_k,i=\mathrm{1,2},\·\·\·,42/N$

其中(·)^H表示列向量的共轭转置。

特别的，对于每一个时隙的第1个OFDM符号，其前一相邻OFDM符号处于上一个时隙。由于不同时隙内的OFDM符号中相同连续导频点上传输的符号可能不同，它们之间的相位旋转值随传输符号的变化而变化，而并不能反映残余频偏，故令CP₀ ^H·CP₁＝0，即不参与连续导频符号相位旋转的加权平均。

3、残余频偏估计值可以由求和后的连续导频符号互相关的相位得到。

Δf_res＝arctan(imag(Corr_i)，real(Corr_i))×f_s/2π(4096+512+44)其中f_s为系统采样率10MHz。

这里仅对求和后互相关值的虚部imag(Corr_i)进行判别，即可判别残余频偏的方向。

4、根据残余频偏的方向和选用的跟踪步长，每一个时隙对频偏补偿值进行42/N次动态调整。

$f_{\mathrm{comp}}=\left\{\begin{array}{cc}{f}_{\mathrm{comp}\_\mathrm{prev}}+\mathrm{delta},& \mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{res}}>0\\ f_{\mathrm{comp}\_\mathrm{prev}}-\mathrm{delta},& \mathrm{\&Delta;}{f}_{\mathrm{res}}<0\\ f_{\mathrm{comp}\_\mathrm{prev},}& \mathrm{others}\end{array}\right.$

其中Δf_res为残余频偏估计值，delta为跟踪步长，f_comp为频偏补偿值，f_{comp_prev}为前一次的频偏补偿值，频偏补偿的初始值为初始频偏估计值。

5、根据频偏补偿值f_comp，直接在时域上对载波残余频偏进行补偿

$y_{\mathrm{comp}}\left(n\right)=y\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\&pi;}\frac{f_{\mathrm{comp}}}{f_s}n}$

其中y(n)为接收到的时域采样序列，y_comp(n)为频偏补偿后的时域采样序列。

6、跟踪过程中采用2种步长：大步长delta^L＝15Hz和小步长delta^S＝5Hz。

在跟踪初始阶段，选用delta^L对频偏进行快速捕获。同时计数器L开始监控残余频偏的正、负变化特征。当本次的频偏方向与前一次的频偏方向不同时，计数器L的值count^L加1，否则count^L不变。

当count^L＞6，即出现3次以上正、负频偏之间的摆动时，说明捕获已经完成，此时改用delta^S对频偏进行动态微调。同时计数器L清零，计数器S开始监控残余频偏的正、负变化特征。当本次的频偏方向与前一次的频偏方向相同时，计数器S的值count^S加1，否则count^S清零。

当count^S＞6，即连续出现6次以上正频偏(负频偏)时，说明需要重新进入捕获阶段，此时再次选用delta^L。同时计数器S清零，计数器L又开始新一轮的监控。

$\mathrm{delta}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{delta}}^S,& \mathrm{delta}={\mathrm{delta}}^L,{\mathrm{count}}^L>6\\ {\mathrm{delta}}^L,& \mathrm{delta}={\mathrm{delta}}^L,\mathrm{coun}{t}^L\&le;6\\ {\mathrm{delta}}^L,& \mathrm{delta}={\mathrm{delta}}^S,\mathrm{coun}{t}^S>6\\ {\mathrm{delta}}^S,& \mathrm{delta}={\mathrm{delta}}^S,{\mathrm{count}}^S\&le;6\end{array}\right.$

跟踪步长的初始值为大步长delta^L。

使用上述方法，对如下情况进行的性能分析：

设系统同步后，收发机之间的载波残余频偏为200Hz。信噪比SNR＝3dB，载波频率f_c＝2.6GHz。接收机的移动速度为100km/h，多普勒功率谱模型采用Jakes Model。多径时变信道由2条Rice径和4条Rayleigh径组成，信道模型参数如表1所示。

Delay(us)	Power(dB)	K
			0.02.03.04.05.012.0	-0.0-2.0-4.0-8.0-10.0-30.0	12.03.0

             表1信道模型参数

其中Delay为各径的时延，Power为各径的功率衰减，K为Rice系数(直射径与反射径的功率比)。

定步长的载波频偏跟踪过程如图3所示，其中横坐标为跟踪过程所经历的时隙数，纵坐标为跟踪得到的频偏补偿值。跟踪步长delta固定为5Hz、10Hz和15Hz，(a)和(b)中参与求和的相邻OFDM符号中连续导频符号互相关的个数N分别为21和42。

类似的，变步长的载波频偏跟踪过程如图4所示。跟踪步长delta可以在5Hz和15Hz之间变换，转换的判据为count^L＞6和count^S＞6，(a)和(b)中参与求和的相邻OFDM符号中连续导频符号互相关的个数N分别为21和42。

定步长和变步长载波频偏跟踪的方差VAR分别如表2和表3所示。

delta(Hz)	VAR(Hz)
		15105	11.9102879.2195445.785518
(a)N＝21
		delta(Hz)	VAR(Hz)
15105	10.6618107.7459674.153312
		(b)N＝42

表2定步长载波频偏跟踪方差

N	VAR(Hz)
		2142	6.0156055.349505

            表3变步长载波频偏跟踪方差

对比表2中的(a)和(b)可以看出，当N由21增加为42时，方差明显的减小。这说明通过对多个相邻OFDM符号中连续导频符号的互相关进行求和，完成对相位旋转的加权平均，可以有效的降低信道时变对频偏估计的影响，从而提高跟踪的精度。

从图3和表2中可以看出，采用定步长的载波频偏跟踪，随着步长的增加，频偏的捕获时间减少，但这是以方差的增加为代价的。

而从图4和表3中可以看出，采用变步长的载波频偏跟踪，频偏的捕获时间与大步长(15Hz)时相同，跟踪的方差与小步长(5Hz)时相近，具有兼顾跟踪的精度和速度的特点。

当N为42时，采用变步长的载波频偏跟踪能够在约20个时隙(约0.5s)内对200Hz的残余频偏完成捕获，而且跟踪过程中无需计算OFDM符号中连续导频符号相位旋转的具体值，在大大降低了频偏估计所需运算量的同时，跟踪的方差仍能保持在5Hz左右。

本发明并不局限于上述特定实施例，在不背离本发明精神及其实质情况下，本领域的普通技术人员可根据本发明作出各种相应改变和变形。这些相应改变和变形都应属于本发明所附权利要求的保护范围之内。

Claims (5)

1、一种基于OFDM系统载波残余频偏跟踪方法，其用于对基于OFDM系统同步后的载波残余频偏进行估计并根据估计值对频偏进行动态补偿，该方法包括残余频偏估计、跟踪步长选择和频偏动态补偿3个步骤，其中，所述残余频偏估计进一步包括步骤：

(1)根据导频图案，从OFDM符号中提取多个连续导频符号，并对时隙内的每个OFDM符号中的连续导频符号生成列向量；

(2)计算相邻2个OFDM符号中连续导频符号列向量的互相关，并对一个时隙内的N个相邻OFDM符号中连续导频符号列向量的互相关进行求和；

(3)由求和后的连续导频符号互相关值的虚部判别残余频偏的正负；

其中，所述频偏动态补偿进一步包括步骤：

(4)当残余频偏为正时，频偏补偿值是在原频偏补偿值的基础上加上一个跟踪步长；当残余频偏为负时，频偏补偿值是在原频偏补偿值的基础上减去一个跟踪步长；

(5)根据频偏补偿值，在时域上对载波残余频偏进行补偿；

其中，所述跟踪步长选择是根据所述残余频偏的正负变化的特性，选用大、小两种步长作为步骤(4)中所述跟踪步长，即在跟踪初始阶段，选用大步长作为跟踪步长，同时记录残余频偏的正、负变化特征，当连续出现多次正、负残余频偏之间的转换的判据成立时，改用小步长作为跟踪步长，同时记录残余频偏的正、负变化特征，当连续出现多次正或负残余频偏的判据成立时，则再次选用大步长。

2、按照权利要求1的方法，其中，步骤(2)中所述N可以是任一能够整除一个时隙内所有OFDM符号的个数的整数。

3、按照权利要求1的方法，其中，步骤(2)中所述计算相邻2个OFDM符号中连续导频符号列向量的互相关，特别地，每一个时隙的第1个OFDM符号，其前一相邻OFDM符号处于上一个时隙，则该2个相邻的OFDM符号中连续导频符号列向量的互相关为零。

4、按照权利要求1的方法，其中，步骤(4)中所述频偏补偿值的初始值为系统同步时得到的初始频偏估计值。

5、按照权利要求1的方法，其中，所述大、小步长的值和所述判据可以根据系统需要设置。

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