CN103546414A - Lte系统中的频偏估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

LTE系统中的频偏估计方法及装置，该方法包括：对初始数字信号与本地PSS进行相关，实现符号同步，进行第一小数倍频偏估计及校正；根据第一小数倍频偏校正后的数字信号的SSS实现帧同步，将第一小数倍频偏校正后的数字信号的SSS变换到频域后与本地SSS的频域进行相关，进行整数倍频偏估计及校正；从整数倍频偏校正后的信号中提取一个子帧的信号变换到频域后，通过其RS与本地RS进行相关进行第三小数倍频偏估计及校正。本发明在确保频偏估计范围的同时保证了估计精度，提高了信号在恶劣信道环境下的同步建立率，增强了系统对噪声的抵抗力。

Description

LTE系统中的频偏估计方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种LTE系统中的频偏估计方法、一种LTE系统中的频偏估计装置。

背景技术

3GPP长期演进技术(LTE)是近年3GPP启动的最大的新技术研发项目。LTE系统下行采用正交频分多址接入方式，其具有频谱效率高、抗多径干扰能力强、均衡简单等突出优点，但是相对增加的符号周期使得LTE系统对于载波偏移比单载波系统更加敏感。造成载波频偏的原因主要是发射机和接收机晶振的不稳定性以及终端高速移动引起的多普勒频移。而由于频率的偏移很容易造成各子载波之间的干扰，影响数据的正确解调，导致误码率的增加。

发明内容

针对上述现有技术中存在的问题，本发明的目的在于提供一种LTE系统中的频偏估计方法、一种LTE系统中的频偏估计装置，其可以提高信号在恶劣信道环境下的同步建立率，增强系统对噪声的抵抗能力。

为达到上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种LTE系统中的频偏估计方法，包括步骤：

对初始数字信号与本地主同步信号PSS进行相关，实现符号同步，进行第一小数倍频偏估计，并根据第一小数倍频偏估计结果对符号同步后的数字信号进行第一小数倍频偏校正；

根据第一小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS实现帧同步，提取第一小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS，并将提取的辅同步信号SSS变换到频域后，通过与本地辅同步信号SSS的频域进行相关操作进行整数倍频偏估计，并根据整数倍频偏估计结果对第一小数倍频偏校正后的数字信号进行整数倍频偏校正；

从整数倍频偏校正后的数字信号中提取一个子帧的信号，将提取的该子帧的信号变换到频域后，通过提取该子帧的信号中的参考信号RS与本地参考信号RS进行相关进行第三小数倍频偏估计，并根据第三小数倍频偏估计结果对整数倍频偏校正后的数字信号进行第三小数倍频偏校正。

一种LTE系统中的频偏估计装置，包括：

第一小数倍频偏估计校正单元，用于对初始数字信号与本地主同步信号PSS进行相关，实现符号同步，进行第一小数倍频偏估计，并根据第一小数倍频偏估计结果对符号同步后的数字信号进行第一小数倍频偏校正；

帧同步及整数倍频偏估计校正单元，用于根据第一小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS实现帧同步，提取第一小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS，并将提取的辅同步信号SSS变换到频域后，通过与本地辅同步信号SSS的频域进行相关操作进行整数倍频偏估计，并根据整数倍频偏估计结果对第一小数倍频偏校正后的数字信号进行整数倍频偏校正；

第三小数倍频偏估计校正单元，用于从整数倍频偏校正后的数字信号中提取一个子帧的信号，将提取的该子帧的信号变换到频域后，通过提取该子帧的信号中的参考信号RS与本地参考信号RS进行相关进行第三小数倍频偏估计，并根据第三小数倍频偏估计结果对整数倍频偏校正后的数字信号进行第三小数倍频偏校正。

根据本发明方案，其是采用两级的小数倍频偏估计与校正机制，通过结合主同步信号PSS与频域的参考信号RS来进行小数倍频偏估计，分别利用了主同步信号PSS、参考信号RS，由于PSS的小数倍频偏估计的估计范围宽，而依据参考信号RS的小数倍频偏估计的估计范围小、精度高，且在利用主同步信号进行小数倍频偏估计后，进行整数倍频偏估计，以对整数倍的频率偏移进行校正，然后利用参考信号RS进行小数倍频偏估计，从而在确保小数倍频偏估计的估计范围的同时保证了估计的精度，提高了信号在恶劣信道环境下的同步建立率，增强了系统对噪声的抵抗能力。

附图说明

图1是本发明的LTE系统中的频偏估计方法实施例一的流程示意图；

图2是LTE系统中FDD模式下的帧结构示意图；

图3是LTE系统中TDD模式下的帧结构示意图；

图4是每个子帧中RS所在位置的示意图；

图5是本发明的LTE系统中的频偏估计方法实施例二的流程示意图；

图6是每个时隙中所包含的OFDM符号数目与CP的关系的示意图；

图7是本发明的LTE系统中的频偏估计装置实施例一的结构示意图；

图8是本发明的LTE系统中的频偏估计装置实施例二的结构示意图；

图9是本发明的LTE系统中的频偏估计装置实施例三的结构示意图；

图10是本发明的LTE系统中的频偏估计装置实施例四的结构示意图；

图11是本发明的LTE系统中的频偏估计装置实施例五的结构示意图。

具体实施方式

以下结合其中的较佳实施例对本发明方案进行详细阐述。

实施例一

参见图1所示，是本发明的LTE系统中的频偏估计方法实施例一的流程示意图。在本实施例中，通过结合主同步信号PSS与频域的参考信号RS来进行小数倍频偏估计。

如图1所示，本实施例中的方法包括步骤：

步骤S101：对初始数字信号与本地主同步信号PSS进行相关，实现符号同步，并进行第一小数倍频偏估计，并根据第一小数倍频偏估计结果对符号同步后的数字信号进行第一小数倍频偏校正，进入步骤S102；

步骤S102：根据第一小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS实现帧同步，提取第一小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS，并将提取的辅同步信号SSS变换到频域后，通过与本地辅同步信号SSS的频域进行相关操作进行整数倍频偏估计，并根据整数倍频偏估计结果对第一小数倍频偏校正后的数字信号进行整数倍频偏校正，进入步骤S103；

步骤S103：从整数倍频偏校正后的信号中提取一个子帧的信号，将提取的该子帧的信号变换到频域后，通过提取该子帧的信号中的参考信号RS与本地参考信号RS进行相关进行第三小数倍频偏估计，并根据第三小数倍频偏估计结果对整数倍频偏校正后的数字信号进行第三小数倍频偏校正。

根据本实施例中的方案，其是采用两级的小数倍频偏估计与校正机制，通过结合主同步信号PSS与频域的参考信号RS来进行小数倍频偏估计，分别利用了主同步信号PSS、参考信号RS，由于PSS的小数倍频偏估计的估计范围宽，而依据参考信号RS的小数倍频偏估计的估计范围小、精度高，且在利用主同步信号进行小数倍频偏估计后，进行整数倍频偏估计，以对整数倍的频率偏移进行校正，然后利用参考信号RS进行小数倍频偏估计，从而在确保小数倍频偏估计的估计范围的同时保证了估计的精度，提高了信号在恶劣信道环境下的同步建立率，增强了系统对噪声的抵抗能力。

其中，在上述步骤S101之前，还可以包括步骤：

步骤S100：对基带数字信号进行低通滤波，提取载波中心设定个数个子载波的信号，并将提取的设定个数个子载波信号作为上述初始数字信号，进入步骤S101。从而可以使得在后续利用PSS及SSS进行同步的时候能正确地计算到峰值，而不受到其余载波的干扰。

其中，在上述步骤S100得到低通滤波后的初始数字信号之后、进入步骤S101与本地主同步信号PSS实现符号同步之前，还可以包括步骤：

步骤S1001：对低通滤波后的初始数字信号进行下采样，将采样率降为设定采样率。从而可以使得信号的频谱不会发生重叠，而且能够大幅降低后续计算的复杂度以及实现的难度，进一步提高了频偏估计的效率。此时，在上述步骤S101中进行符号同步时，是对下采样之后的数字信号进行符号同步及第一小数倍频偏估计。

另外，在实现符号同步时，可以是通过对上述低通滤波后的数字信号(在对低通滤波后的数字信号进行了下采样操作的情况下，为下采样后的数字信号)与本地主同步信号PSS的时域信号进行分段互相关来实现符号同步。

以下结合其中一个较佳的具体示例对本实施例中的方案进行详细说明。在下述对具体示例的说明中，以包含了上述下采样为例进行说明。

在LTE的标准中，给出了两种模式：FDD(Frequency Division Duplex，频分双工)模式和TDD(Time Division Duplex，时分双工)模式，其中，一个无线帧的长度为10ms，包含10个子帧，每个子帧包含有两个0.5ms的时隙。FDD模式下与TDD模式下的帧结构有所区别，图2及图3中分别示出了这两种模式下的帧结构的示意图。

图2中示出了FDD模式下的帧结构示意图。如图2所示，在FDD模式下，主同步信号PSS位于每帧中子帧0和子帧5的第1个时隙的最后一个OFDM符号上，辅同步信号SSS位于每帧中子帧0和子帧5的第1个时隙的倒数第二个OFDM符号上。在频域上，PSS和SSS都位于载波中心的72个子载波上。

图3中示出了TDD模式下的帧结构示意图。如图3所示，在TDD模式下，主同步信号PSS位于每帧中子帧1和子帧6的第1个时隙的第三个OFDM符号上，辅同步信号SSS位于每帧中子帧0和子帧5的第2个时隙的最后一个OFDM符号上。同样地，在频域上，PSS和SSS都位于载波中心的72个子载波上。

据此，结合图2、图3中的示意图，以下就针对该具体示例中的具体处理过程进行详细说明。

在接收到基带数字信号之后，首先将接收到的基带数字信号通过一个数字低通滤波器，以对基带数字信号进行低通滤波，保留或者提取基带数字信号的载波中心设定个数个的子载波。这样就可以使得在后续利用PSS及SSS进行同步的时候能正确地计算到峰值，而不受到其余载波的干扰。其中，这里的设定个数个子载波，可以是72个子载波的信号(每个子载波的带宽为15KHz)，也可以是62个子载波的信号，这是因为PSS和SSS实际上只占用了载波中心的62个子载波，两侧各存在5个空闲子载波，以增强同步信号的抗干扰能力，根据实际需要也可以将该设定个数设置为62至72之间的任意整数。

随后，对经过低通滤波后的数字信号进行下采样，将采样率降为设定采样率，例如1.92MHz，这样就能使信号的频谱不会产生混叠，而且能大幅降低后续计算的复杂度以及实现的难度。实际操作中，也可以不经过该下采样的过程，或者下采样后的采样率比1.92MHz大，这样虽然会在一定程度上增加后续运算的复杂度，但却并不会影响到本发明方案的实施。

然后，对下采样后的数字信号与本地主同步信号PSS进行相关，实现符号同步，在本示例中，通过分段互相关操作的方式来实现符号同步，以使得系统在存在整数倍频偏时，仍然能够正确地实现符号同步。

主同步信号PSS每半帧传输一次，根据扇区ID的不同共有3种可能。将本地产生的3种频域主同步信号经过128点的IFFT变换到时域，分别与下采样后的数字信号做M段滑动互相关运算，具体过程可以是：

$c_{\mathrm{uM}}\left(n\right)=\underset{j=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{i=j\×(128/M)}{\overset{(j+1)\×(128/M)-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{extra}}(n+i)S_u^{*}\left(i\right)\right|}^2$

其中，r_extra为接收的数字信号，S_u为本地产生的主同步信号PSS的时域信号，M为分段的个数，是2的幂次方。一般来说，M越大，所能容忍的频偏越大(但是M不能大于或者等于128)，M的具体取值可以根据实际需要进行选择。

通过计算主同步信号PSS的互相关，在5ms的时间内可以分别检测到各自的最大值。通过对比其最大相关值所对应的本地主同步信号PSS，可以获得相应的扇区ID，同时完成符号同步。

在完成符号同步后，可进行第一次或者第一级的小数倍频偏估计与校正，为方便说明或者区分，也可将该第一次或者第一级的小数倍频偏估计的过程称之为第一小数倍频偏估计，将该第一次或者第一级的小数倍频偏校正的过程称之为第一小数倍频偏校正。

在不考虑信道和噪声的情况下，接收数据与发送数据之间的关系为

n＝0，1，...N-1，其中ε为对子载波间隔归一化的频偏。符号同步后，用本地序列与接收的PSS信号分成两部分做相关并求和，然后根据差分后的相位信息估计频偏大小。具体过程可以是：

$C_{\mathrm{PSS}}={\left(\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{extra}}(n_0+i)S_u^{*}\left(i\right)\right)}^{*}\left(\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{extra}}(n_0+i+64)S_u^{*}(i+64)\right)$

$={\left(\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}{S}_u\left(i\right)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{i\ϵ}\right)S_u^{*}\left(i\right)\right)}^{*}\left(\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}{S}_u(i+64)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(i+64)\mathrm{\ϵ}\right)S_u^{*}(i+64)\right)$

$=\exp \left(\mathrm{j\π\ϵ}\right)\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}{S}_u^2\left(i\right)S_u^2(i+64)$

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{\mathrm{\π}}\mathrm{angle}\left(C_{\mathrm{PSS}}\right)$

由上式可知，估计的范围为(-1，1]，即频偏估计范围为±15KHz。然后可根据ε的计算结果对符号同步后的数字信号进行第一小数倍频偏校正。

在依据主同步信号PSS完成第一次的小数倍频偏估计与校正之后，可对第一小数倍频偏校正后的数字信号进行帧同步，并执行整数倍频偏估计与校正的过程。

在实现帧同步时，可以采用各种方式来实现帧同步，例如，其中一种帧同步实现方式可以是：提取出第一小数倍频偏校正后的数字信号中辅同步信号SSS所在的OFDM符号，然后将该OFDM符号分别与本地产生的336组信号做互相关，据此实现帧同步。这里的互相关的过程既可以在时域进行，也可以在频域进行，但在频域进行时具有更好的性能。这种帧同步方式会在一定程度上增加运算的复杂度，但并不会影响本发明的实施。

出于对提高帧同步效率及减少运算量的考虑，在本具体示例中，以在完成辅同步信号SSS检测与帧同步的同时就可以完成相应的整数倍频偏估计为例进行说明。

LTE系统中的辅同步信号SSS在一个子帧的两个半帧中是不同的，因此可通过检测辅同步信号SSS实现帧同步。而通过图2、图3所示可以得知，FDD和TDD两种帧类型中主同步信号PSS和辅同步信号SSS的相对位置不同，因而可以根据此特点来判定信号所采用的帧类型。LTE协议中定义了168种小区ID，对应了168种不同的m₀、m₁组合(m₀、m₁为LTE协议中的两个参数)。基于符号同步的结果，根据两种帧类型中主同步信号PSS和辅同步信号SSS的相对位置取出两个可能为辅同步信号SSS的OFDM符号，通过FFT运算将其变换到频域，然后提取频域中心长度为62的序列d(n)，交替取出为两个长度为31的序列d(2n)和d(2n+1)，便可用来用来计算m₀、m₁，具体的过程可以是：

针对m₀：

采用下式求得d(2n)：

$d\left(2n\right)=s_0^{\left(m_0\right)}\left(n\right)c_0\left(n\right),\mathrm{insubframe}0$

然后，根据可以求得c₀(n)，并依据

将

循环2次得到本地的参考序列s_ref(n)，长度为62，然后求出

与s_ref(n)的滑动互相关，根据最大值出现的位置就可以求出m₀；

针对m₁：

采用下式求得d(2n+1)：

$d(2n+1)=s_1^{\left(m_1\right)}\left(n\right)c_1\left(n\right)z_1^{\left(m_0\right)}\left(n\right),\mathrm{insubframe}0$

然后，根据m₀可以求出并根据

可以求出c₀(n)，并依据

求出

与s_ref(n)的滑动互相关，根据最大值出现的位置就可以求出m₁。

由于总有m₀＜m₁，通过比较前后求出的m值的大小，就可以实现帧同步。

在计算m₀、m₁时，只有当接收序列d(n)位于正确的子载波网格时才会产生相关峰。因此，可设定一个阈值判断该相关峰是否出现，如果并未出现，则可对序列d(n)进行循环移位，重复上述计算m₀、m₁的计算过程，直到出现相关峰，此时d(n)序列循环移位的位数即为信号的整数倍频偏。这样，在完成辅同步信号SSS检测与帧同步的同时就可以完成相应的整数倍频偏估计。然后可根据整数倍频偏估计结果对第一小数倍频偏校正后的数字信号进行整数倍频偏校正。

当信号的信噪比较小时，采用主同步信号PSS在时域进行小数倍频偏估计会存在误差较大的问题，因此，可进一步利用参考信号RS在频域进行残留小数倍频偏估计。即进入本示例中的第三次或者第三级的小数倍频偏估计过程，为方便说明或者区分，也可将该第三次或者第三级的小数倍频偏估计过程称之为第三小数倍频偏估计，将第三次或者第三级的小数倍频偏校正过程称之为第三小数倍频偏校正。

图4给出了不同CP类型时每个子帧信号中RS所在位置的示意图，横轴为时域，纵轴为频域，由图4可以得知，一个子帧的信号中存在4个OFDM符号包含RS(图4所示中以R0代表参考信号RS)。从上述经过整数倍频偏校正的信号中提取一个子帧的信号，然后通过FFT将其变换到频域，并提取相应位置中的参考信号RS，分别表示为R_rx1、R_rx2、R_rx3、R_rx4，而本地产生的参考信号RS表示为S_rx1、S_rx2、S_rx3、S_rx4，其中每个R_rx和S_rx都可以包含频域上几个资源元素(RE)上的RS，即为n×1的数组形式。具体步骤如下：

$\mathrm{RS}\_\mathrm{corr}=\left(R_{\mathrm{rx}1}{R_{\mathrm{rx}3}}^{*}\right)\left({S_{\mathrm{rx}1}}^{*}{R}_{\mathrm{rx}3}\right)+\left(R_{\mathrm{rx}2}{R_{\mathrm{rx}4}}^{*}\right)\left({S_{\mathrm{rx}2}}^{*}{S}_{\mathrm{rx}4}\right)$

$=\left(S_{\mathrm{rx}1}{H}_1{H}_3^{*}{S_{\mathrm{rx}3}}^{*}\right)\left({S_{\mathrm{rx}1}}^{*}{S}_{\mathrm{rx}3}\right)+\left(S_{\mathrm{rx}2}{H}_2{H}_4^{*}{S_{\mathrm{rx}4}}^{*}\right)\left({S_{\mathrm{rx}2}}^{*}{S}_{\mathrm{rx}4}\right)$

$=e^{-j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_{\mathrm{interval}}/N}({\left|H_1\right|}^2{\left|S_{\mathrm{rx}1}\right|}^2{\left|S_{\mathrm{rx}3}\right|}^2+{\left|H_2\right|}^2{\left|S_{\mathrm{rx}2}\right|}^2{\left|S_{\mathrm{rx}4}\right|}^2)$

$\mathrm{\ϵ}=-\frac{N}{2\mathrm{\π}{N}_{\mathrm{interval}}}\arg \{\mathrm{RS}\_\mathrm{corr}\},$ N＝128，N_interval＝15360/16＝960

由上式可知，估计的范围为(-0.067，0.067]，即频偏估计范围为±1KHz。然后可根据ε的计算结果对整数倍频偏校正后的数字信号进行残余小数倍频偏校正(即第三小数倍频偏校正)。

如上所述，本实施例中的方案是采用了两级的小数倍频偏估计和校正机制，分别利用了主同步信号PSS、参考信号RS，它们所能估计的频偏范围与精度有所不同，分别是±15KHz、±1KHz，从而在确保小数倍频偏估计的估计范围的同时保证了估计的精度，提高了信号在恶劣信道环境下的同步建立率，增强了系统对噪声的抵抗能力。

实施例2

参见图5所示，是本发明的LTE系统中的频偏估计方法实施例二的流程示意图。在本实施例中，与上述实施例一中的方案的不同之处主要在于，本实施例中还结合了循环前缀CP来进行小数倍频偏估计。

如图5所示，本实施例中的方法包括步骤：

步骤S501：对初始数字信号与本地主同步信号PSS进行相关，实现符号同步，并进行第一小数倍频偏估计，并根据第一小数倍频偏估计结果对符号同步后的数字信号进行第一小数倍频偏校正，进入步骤S502；

步骤S502：通过对第一小数倍频偏校正后的数字信号的循环前缀CP与主同步信号PSS所在符号的尾部信号进行相关进行第二小数倍频偏估计，这里的相关可以是采用归一化互相关，并根据第二小数倍频偏估计结果对第一小数倍频偏校正后的数字信号进行第二小数倍频偏校正，进入步骤S503；

步骤S503：根据第二小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS实现帧同步，提取第二小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS，并将提取的辅同步信号SSS变换到频域后，通过与本地辅同步信号SSS的频域进行相关操作进行整数倍频偏估计，并根据整数倍频偏估计结果对第二小数倍频偏校正后的数字信号进行整数倍频偏校正，进入步骤S504；

步骤S504：从整数倍频偏校正后的信号中提取一个子帧的信号，将提取的该子帧的信号变换到频域后，通过提取该子帧的信号中的参考信号RS与本地参考信号RS进行互相关进行第三小数倍频偏估计，并根据第三小数倍频偏估计结果对整数倍频偏校正后的数字信号进行第三小数倍频偏校正。

依据本实施例中的方案，其是采用了三级的小数倍频偏估计与校正机制，分别利用了主同步信号PSS、循环前缀CP以及参考信号RS，由于各级的小数倍频偏估计所能估计的频偏范围与精度各不相同，通过三级结合的机制，不仅确保了小数倍频偏估计的范围，而且大大提高了小数倍频偏估计的精度，从而提高了信号在恶劣信道环境下的同步建立率，增大了频偏估计范围，增强了系统对噪声的抵抗能力。

其中，在上述步骤S501之前，还可以包括步骤：

步骤S500：对基带数字信号进行低通滤波，提取载波中心设定个数个子载波的信号，并将提取的设定个数个子载波信号作为上述初始数字信号，进入步骤S501。从而可以使得在后续利用PSS及SSS进行同步的时候能正确地计算到峰值，而不受到其余载波的干扰。

其中，在上述步骤S500得到低通滤波后的初始数字信号之后、进入步骤S501与本地主同步信号PSS实现符号同步之前，还可以包括步骤：

步骤S5001：对低通滤波后的数字信号进行下采样，将采样率降为设定采样率。从而可以使得信号的频谱不会发生重叠，而且能够大幅降低后续计算的复杂度以及实现的难度，进一步提高了频偏估计的效率。此时，在上述步骤S501中进行符号同步时，是对下采样后的数字信号进行符号同步及第一小数倍频偏估计。

另外，在实现符号同步时，可以是通过对上述低通滤波后的数字信号(在对低通滤波后的数字信号进行了下采样操作的情况下，为下采样后的数字信号)与本地主同步信号PSS的时域信号进行分段互相关来实现符号同步。

以下结合其中一个较佳的具体示例对本实施例中的方案进行详细说明。在下述对具体示例的说明中，以包含了上述下采样为例进行说明。

图6中示出了每个时隙中所包含的OFDM符号数目与循环前缀(CP)的关系的示意图。在使用常规的循环前缀(CP)时，每个时隙包含7个OFDM符号；在使用扩展循环前缀时，每个时隙包含6个OFDM符号。在具体实现时，CP是每个OFDM符号最后一部分数据在时域上的复制，以起到分隔有用数据、避免相邻有用数据间的相互干扰的作用。

据此，结合图2、图3、图6中的示意图，以下就针对该具体示例中的本发明的频偏估计方法的具体处理过程进行详细说明。

在接收到基带数字信号之后，首先将接收到的基带数字信号通过一个数字低通滤波器，以对基带数字信号进行低通滤波，保留或者提取基带数字信号的载波中心中设定个数个的子载波。这样就可以使得在后续利用PSS及SSS进行同步的时候能正确地计算到峰值，而不受到其余载波的干扰。其中，这里的设定个数个子载波，可以是72个子载波的信号(每个子载波的带宽为15KHz)，也可以是62个子载波的信号，这是因为PSS和SSS实际上只占用了载波中心的62个子载波，两侧各存在5个空闲子载波，以增强同步信号的抗干扰能力，根据实际需要可以将该设定个数设置为62至72之间的任意整数。

随后，对经过低通滤波后的数字信号进行下采样，将采样率降为设定采样率，例如1.92MHz，这样就能使信号的频谱不会产生混叠，而且能大幅降低后续计算的复杂度以及实现的难度。实际操作中，也可以不经过该下采样的过程，或者下采样后的采样率比1.92MHz大，这样虽然会在一定程度上增加后续运算的复杂度，但却并不会影响到本发明方案的实施。

然后，对下采样后的数字信号与本地主同步信号PSS实现符号同步，在本示例中，通过分段互相关操作的方式来实现符号同步，以使得系统在存在整数倍频偏时，仍然能够正确地实现符号同步。

主同步信号PSS每半帧传输一次，根据扇区ID的不同共有3种可能。将本地产生的3种频域主同步信号经过128点的IFFT变换到时域，分别与下采样后的数字信号做M段滑动互相关运算，具体过程可以是：

$c_{\mathrm{uM}}\left(n\right)=\underset{j=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{i=j\×(128/M)}{\overset{(j+1)\×(128/M)-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{extra}}(n+i)S_u^{*}\left(i\right)\right|}^2$

其中，r_extra为接收的数字信号，S_u为本地产生的主同步信号PSS的时域信号，M为分段的个数，是2的幂次方。一般来说，M越大，所能容忍的频偏越大(但是M不能大于或者等于128)，M的具体取值可以根据实际需要进行选择。

通过计算主同步信号PSS的互相关，在5ms的时间内可以分别检测到各自的最大值。通过对比其最大相关值所对应的本地主同步信号PSS，可以获得相应的扇区ID，同时完成符号同步。

在完成符号同步后，可进行第一次或者第一级的小数倍频偏估计与校正，为方便说明或者区分，也可称之为第一小数倍频偏估计、第一小数倍频偏校正。

在不考虑信道和噪声的情况下，接收数据与发送数据之间的关系为n＝0，1，...N-1，其中ε为对子载波间隔归一化的频偏。符号同步后，用本地序列与接收的PSS信号分成两部分做相关并求和，然后根据差分后的相位信息估计频偏大小。具体过程可以是：

$C_{\mathrm{PSS}}={\left(\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{extra}}(n_0+i)S_u^{*}\left(i\right)\right)}^{*}\left(\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{extra}}(n_0+i+64)S_u^{*}(i+64)\right)$

$={\left(\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}{S}_u\left(i\right)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{i\ϵ}\right)S_u^{*}\left(i\right)\right)}^{*}\left(\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}{S}_u(i+64)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(i+64)\mathrm{\ϵ}\right)S_u^{*}(i+64)\right)$

$=\exp \left(\mathrm{j\π\ϵ}\right)\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}{S}_u^2\left(i\right)S_u^2(i+64)$

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{\mathrm{\π}}\mathrm{angle}\left(C_{\mathrm{PSS}}\right)$

由上式可知，估计的范围为(-1，1]，即频偏估计范围为±15KHz。然后可根据ε的计算结果对符号同步后的数字信号进行第一小数倍频偏校正。

在依据主同步信号PSS完成第一次的小数倍频偏估计与校正之后，依据循环前缀CP进行第二次或者第二级的小数倍频偏估计与校正的过程。为方便说明或者区分，也可称之为第二小数倍频偏估计、第二小数倍频偏校正。

如图6所示，LTE的系统具有两种类型的CP。符号同步后，分别采用长度为144和长度为512的CP窗口对主同步信号PSS所在的OFDM符号做归一化相关运算，具体步骤如下：

$\mathrm{CP}\_\mathrm{corr}1=\frac{\underset{i=1}{\overset{144}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{filt}}(n_0-i){r_{\mathrm{filt}}}^{*}(n_0+2048-i)}{\underset{i=1}{\overset{144}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{filt}}^2(n_0+2048-i)}$

$\mathrm{CP}\_\mathrm{corr}2=\frac{\underset{i=1}{\overset{512}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{filt}}(n_0-i){r_{\mathrm{filt}}}^{*}(n_0+2048-i)}{\underset{i=1}{\overset{512}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{filt}}^2(n_0+2048-i)}$

式中，r_filt为上述经过符号同步及第一级小数倍频偏校正后的数字信号。比较式中两相关值的大小，较大的一项所对应的CP长度即为CP长度盲估计结果。设信号所采用的CP长度为L_CP，可根据CP与OFDM符号尾部相同信号之间的相关值估计频偏大小，具体步骤如下：

$C_{\mathrm{CP}}=\underset{i=1}{\overset{L_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{filt}}^{*}(n_0-i)r_{\mathrm{filt}}(n_0+2048-i)$

$=\underset{i=1}{\overset{L_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{filt}}^{*}(n_0-i)\left[r_{\mathrm{filt}}(n_0-i)\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{N}2048\mathrm{\ϵ}\right)\right]$

$=\exp \left(j2\mathrm{\π\ϵ}\right)\underset{i=1}{\overset{L_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{\mathrm{filt}}^2(n_0-i)$

$\mathrm{\ϵ}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\mathrm{angle}\left(C_{\mathrm{CP}}\right)$

由上式可知，估计的范围为

即频偏估计范围为±7.5kHz。然后可根据ε的计算结果对第一小数倍频偏校正后的数字信号进行第二小数倍频偏校正。在另外一种实现方式中，为了提高精度，还可以采取几个符号累加的方式，并忽略CP前几个点的信号，以减轻多径衰落的影响。

在依据循环前缀CP完成第二次的小数倍频偏估计与校正之后，可对第二小数倍频偏校正后的数字信号进行帧同步，并执行整数倍频偏估计与校正的过程。

在实现帧同步时，可以采用各种方式来实现帧同步，例如，其中一种帧同步实现方式可以是：提取出第一小数倍频偏校正后的数字信号中辅同步信号SSS所在的OFDM符号，然后将该OFDM符号与分别与本地产生的336组信号做互相关，据此实现帧同步。这里的互相关的过程既可以在时域进行，也可以在频域进行，但在频域进行时具有更好的性能。这种帧同步方式会在一定程度上增加运算的复杂度，但并不会影响本发明的实施。

出于对提高帧同步效率及减少运算量的考虑，在本具体示例中，以在完成辅同步信号SSS检测与帧同步的同时就可以完成相应的整数倍频偏估计为例进行说明。

LTE系统中的辅同步信号SSS在一个子帧的两个半帧中是不同的，因此可通过检测辅同步信号SSS实现帧同步。而通过图2、图3可以得知，FDD和TDD两种帧类型中PSS和SSS的相对位置不同，因而可以根据此特点来判定信号所采用的帧类型。LTE协议中定义了168种小区ID，对应了168种不同的m₀、m₁组合(m₀、m₁为LTE协议中的两个参数)。基于符号同步结果以及估计出的CP长度，根据两种帧类型中主同步信号PSS和辅同步信号SSS的相对位置取出两个可能为辅同步信号SSS的OFDM符号，通过FFT运算将其变换到频域，然后提取频域中心长度为62的序列d(n)，交替取出为两个长度为31的序列d(2n)和d(2n+1)，便可用来用来计算m₀、m₁，具体的过程可以是：

针对m₀：

采用下式求得d(2n)：

$d\left(2n\right)=s_0^{\left(m_0\right)}\left(n\right)c_0\left(n\right),\mathrm{insubframe}0$

然后，根据

可以求得c₀(n)，并依据

将

循环2次得到本地的参考序列s_ref(n)，长度为62，然后求出

与s_ref(n)的滑动互相关，根据最大值出现的位置就可以求出m₀；

针对m₁：

采用下式求得d(2n+1)：

$d(2n+1)=s_1^{\left(m_1\right)}\left(n\right)c_1\left(n\right)z_1^{\left(m_0\right)}\left(n\right),\mathrm{insubframe}0$

然后，根据m₀可以求出

并根据

可以求出c₀(n)，并依据求出

与s_ref(n)的滑动互相关，根据最大值出现的位置就可以求出m₁。

由于总有m₀＜m₁，通过比较前后求出的m值的大小，就可以实现帧同步。在计算m₀、m₁时，只有当接收序列d(n)位于正确的子载波网格时才会产生相关峰。因此，可设定一个阈值判断该相关峰是否出现，如果并未出现，则可对序列d(n)进行循环移位，重复上述计算m₀、m₁的计算过程，直到出现相关峰，此时d(n)序列循环移位的位数即为信号的整数倍频偏。这样，在完成辅同步信号SSS检测与帧同步的同时就可以完成相应的整数倍频偏估计。然后可根据估计结果对整数倍频偏进行校正。

当信号的信噪比较小时，采用主同步信号PSS和循环前缀CP在时域进行小数倍频偏估计存在误差较大的问题，因此，可进一步利用参考信号RS在频域进行残留小数倍频偏估计。即进入本示例中的的第三次或者第三级的小数倍频偏估计过程，为方便说明或者区分，也可称之为第三小数倍频偏估计、第三小数倍频偏校正。

图4给出了不同CP类型时每个子帧信号中RS所在位置的示意图，横轴为时域，纵轴为频域，由图4可以得知，一个子帧的信号中存在4个OFDM符号包含RS(图4所示中以R0代表参考信号RS)。从上述经过整数倍频偏校正的信号中提取一个子帧的信号，然后通过FFT将其变换到频域，并提取相应位置中的参考信号RS，分别表示为R_rx1、R_rx2、R_rx3、R_rx4，而本地产生的参考信号RS表示为S_rx1、S_rx2、S_rx3、S_rx4，其中每个R_rx和S_rx都可以包含频域上几个资源元素(RE)上的RS，即为n×1的数组形式。具体步骤如下：

$\mathrm{RS}\_\mathrm{corr}=\left(R_{\mathrm{rx}1}{R_{\mathrm{rx}3}}^{*}\right)\left({S_{\mathrm{rx}1}}^{*}{R}_{\mathrm{rx}3}\right)+\left(R_{\mathrm{rx}2}{R_{\mathrm{rx}4}}^{*}\right)\left({S_{\mathrm{rx}2}}^{*}{S}_{\mathrm{rx}4}\right)$

$=\left(S_{\mathrm{rx}1}{H}_1{H}_3^{*}{S_{\mathrm{rx}3}}^{*}\right)\left({S_{\mathrm{rx}1}}^{*}{S}_{\mathrm{rx}3}\right)+\left(S_{\mathrm{rx}2}{H}_2{H}_4^{*}{S_{\mathrm{rx}4}}^{*}\right)\left({S_{\mathrm{rx}2}}^{*}{S}_{\mathrm{rx}4}\right)$

$=e^{-j2\mathrm{\π\ϵ}{N}_{\mathrm{interval}}/N}({\left|H_1\right|}^2{\left|S_{\mathrm{rx}1}\right|}^2{\left|S_{\mathrm{rx}3}\right|}^2+{\left|H_2\right|}^2{\left|S_{\mathrm{rx}2}\right|}^2{\left|S_{\mathrm{rx}4}\right|}^2)$

$\mathrm{\ϵ}=-\frac{N}{2\mathrm{\π}{N}_{\mathrm{interval}}}\arg \{\mathrm{RS}\_\mathrm{corr}\},$ N＝128，N_interval＝15360/16＝960

由上式可知，估计的范围为(-0.067，0.067]，即频偏估计范围为±1KHz。然后可根据ε的计算结果对整数倍频偏校正后的数字信号进行残余小数倍频偏校正(即第三小数倍频偏校正)。

如上所述，本实施例中的方案是采用了三级的小数倍频偏估计和校正机制，分别利用了主同步信号PSS、循环前缀CP及参考信号RS，它们所能估计的频偏范围与精度有所不同，分别是±15KHz、±7.5KHz和±1KHz。经过实际仿真，该方法在5dB的低性噪比下仍然具有较高的精度，当LTE信号带宽为20MHz的情况下，同步建立率达到90％以上，频偏估计的平均绝对误差小于65Hz。

根据上述本发明的方法，本发明还提供一种LTE系统中的频偏估计装置，以下针对本发明的LTE系统中的频偏估计装置的各具体示例进行详细说明。

实施例一

图7中示出了本发明的LTE系统中的频偏估计装置实施例一的结构示意图。如图7所示，本实施例中的装置包括有：

第一小数倍频偏估计校正单元701，用于对初始数字信号与本地主同步信号PSS进行相关，实现符号同步，进行第一小数倍频偏估计，并根据第一小数倍频偏估计结果对符号同步后的数字信号进行第一小数倍频偏校正；

帧同步及整数倍频偏估计校正单元702，用于根据第一小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS实现帧同步，提取第一小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS，并将提取的辅同步信号SSS变换到频域后，通过与本地辅同步信号SSS的频域进行相关操作进行整数倍频偏估计，并根据整数倍频偏估计结果对第一小数倍频偏校正后的数字信号进行整数倍频偏校正；

第三小数倍频偏估计校正单元703，用于从整数倍频偏校正后的信号中提取一个子帧的信号，将提取的该子帧的信号变换到频域后，通过提取该子帧的信号中的参考信号RS与本地参考信号RS进行相关进行第三小数倍频偏估计，并根据第三小数倍频偏估计结果对整数倍频偏校正后的数字信号进行第三小数倍频偏校正。

根据本实施例中的方案，其是采用两级的小数倍频偏估计与校正机制，通过结合主同步信号PSS与频域的参考信号RS来进行小数倍频偏估计，分别利用了主同步信号PSS、参考信号RS，由于PSS的小数倍频偏估计的估计范围宽，而依据参考信号RS的小数倍频偏估计的估计范围小、精度高，从而在确保小数倍频偏估计的估计范围的同时保证了估计的精度，提高了信号在恶劣信道环境下的同步建立率，增强了系统对噪声的抵抗能力。

其中，第一小数倍频偏估计校正单元701在进行符号同步时，可以通过对接收到的初始数字信号与本地主同步信号PSS的时域信号进行分段互相关来实现符号同步，具体分段互相关方式可以是：

其中，r_extra为接收的数字信号，S_u为本地产生的PSS的时域信号，M为分段的个数，M的取值可以是0、2、4、8、16、32或者64。

上述帧同步及整数倍频偏估计校正单元702在进行帧同步时，可以采用不同的方式来实现，其中一种实现方式，可以是通过对变换到频域后的辅同步信号SSS提取两个序列分别进行运算，并与本地的SSS频域标识进行互相关，计算出m₀、m₁的值，通过比较前后的m₀、m₁的值的大小实现帧同步。另一种实现方式，则可以是通过提取第二小数倍频偏校正后的数字信号中辅同步信号SSS所在的OFDM符号，将该OFDM符号与本地的336组信号做相关来实现帧同步，其中，这里的相关过程可以在时域进行，也可以是在频域进行，可优选在频域进行，以获得更好的性能。

实施例二

图8中示出了本发明的LTE系统中的频偏估计装置实施例二的结构示意图。如图8所示，相对于实施例一中装置的不同之处主要在于，本实施例中的装置还包括有：

低通滤波单元700，用于基带数字信号进行低通滤波，提取载波中心设定个数个子载波的信号，并将提取的设定个数个子载波信号作为上述初始数字信号。

从而，通过低通滤波单元700的滤波，可以使得在后续利用PSS及SSS进行同步的时候能正确地计算到峰值，而不受到其余载波的干扰。

其中，这里的设定个数个子载波，可以是72个子载波的信号(每个子载波的带宽为15KHz)，也可以是62个子载波的信号，这是因为PSS和SSS实际上只占用了载波中心的62个子载波，两侧各存在5个空闲子载波，以增强同步信号的抗干扰能力，根据实际需要也可以将该设定个数设置为62至72之间的任意整数。

本实施例中的其他技术特征与上述实施例一中的相同，在此不予赘述。

实施例三

图9中示出了本发明的LTE系统中的频偏估计装置实施例三的结构示意图。如图9所示，相对于实施例二中装置的不同之处主要在于，本实施例中的装置还包括有：

连接于低通滤波单元700与第一小数倍频偏估计校正单元701之间的下采样单元7001，用于对上述低通滤波后的初始数字信号进行下采样，将采样率降为设定采样率。

通过下采样操作，可以使得信号的的频谱不会发生重叠，而且能够大幅降低后续计算的复杂度以及实现的难度，进一步提高了频偏估计的效率。此时，在上述进行符号同步时，是对下采样后的数字信号进行符号同步及第一小数倍频偏估计。其中，这里的设定采样率可以设置为1.92MHz。

本实施例中的其他技术特征与上述实施例二中的相同，在此不予赘述。

实施例四

图10中示出了本发明的LTE系统中的频偏估计装置实施例四的结构示意图。如图10所示，相对于实施例二中装置的不同之处主要在于，本实施例中的装置还包括有：

连接于第一小数倍频偏估计校正单元701与帧同步及整数倍频偏估计校正单元702之间的第二小数倍频偏估计校正单元7012，用于通过对第一小数倍频偏校正后的数字信号的CP与主同步信号PSS所在的OFDM符号的尾部信号进行相关进行第二小数倍频偏估计，这里的相关可以采用归一化互相关方式进行，并根据第二小数倍频偏估计结果对第一小数倍频偏校正后的数字信号进行第二小数倍频偏校正；

此时，上述帧同步及整数倍频偏估计校正单元702，是根据第二小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS实现帧同步，提取第二小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS，并将提取的辅同步信号SSS变换到频域后，通过与本地辅同步信号SSS的频域进行互相关操作进行整数倍频偏估计，并根据整数倍频偏估计结果对第二小数倍频偏校正后的数字信号进行整数倍频偏校正。

依据本实施例中的方案，是采用了三级的小数倍频偏估计和校正机制，分别利用了主同步信号PSS、循环前缀CP及参考信号RS，它们所能估计的频偏范围与精度有所不同，分别是±15KHz、±7.5KHz和±1KHz。经过实际仿真，该方法在5dB的低性噪比下仍然具有较高的精度，当LTE信号带宽为20MHz的情况下，同步建立率达到90％以上，频偏估计的平均绝对误差小于65Hz，进一步提高了信号在恶劣信道环境下的同步建立率，增强了系统对噪声的抵抗能力。

本实施例中的其他技术特征与上述实施例一中的相同，在此不予赘述。

实施例五

图11中示出了本发明的LTE系统中的频偏估计装置实施例五的结构示意图。如图11所示，相对于实施例四中装置的不同之处主要在于，本实施例中的装置还包括有：

连接于低通滤波单元700与第一小数倍频偏估计校正单元701之间的下采样单元7001，用于对上述低通滤波后的数字信号进行下采样，将采样率降为设定采样率。

通过下采样操作，可以使得信号的频谱不会发生重叠，而且能够大幅降低后续计算的复杂度以及实现的难度，进一步提高了频偏估计的效率。此时，在上述进行符号同步时，是对下采样后的数字信号进行符号同步及第一小数倍频偏估计。其中，这里的设定采样率可以设置为1.92MHz。

本实施例中的其他技术特征与上述实施例四中的相同，在此不予赘述。

上述本发明的各实施例中的装置，其具体的下采样、第一小数倍频偏估计、第二小数倍频偏估计、第三小数倍频偏估计、帧同步、整数倍频偏估计等方式的具体实现方式可与上述本发明方法中的相同，在此不予多加赘述。

以上所述的本发明实施方式，仅仅是对本发明较佳实施例的详细说明，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (14)

1.一种LTE系统中的频偏估计方法，其特征在于，包括步骤：

对初始数字信号与本地主同步信号PSS进行相关，实现符号同步，进行第一小数倍频偏估计，并根据第一小数倍频偏估计结果对符号同步后的数字信号进行第一小数倍频偏校正；

根据第一小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS实现帧同步，提取第一小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS，并将提取的辅同步信号SSS变换到频域后，通过与本地辅同步信号SSS的频域进行相关操作进行整数倍频偏估计，并根据整数倍频偏估计结果对第一小数倍频偏校正后的数字信号进行整数倍频偏校正；

从整数倍频偏校正后的数字信号中提取一个子帧的信号，将提取的该子帧的信号变换到频域后，通过提取该子帧的信号中的参考信号RS与本地参考信号RS进行相关进行第三小数倍频偏估计，并根据第三小数倍频偏估计结果对整数倍频偏校正后的数字信号进行第三小数倍频偏校正。

2.根据权利要求1所述的LTE系统中的频偏估计方法，其特征在于，对初始数字信号与本地主同步信号PSS进行相关之前，还包括步骤：对基带数字信号进行低通滤波，提取载波中心设定个数个子载波的信号作为所述初始数字信号。

3.根据权利要求2所述的LTE系统中的频偏估计方法，其特征在于，在进行低通滤波之后、实现符号同步之前，还包括步骤，对所述低通滤波后的初始数字信号进行下采样，将采样率降为设定采样率。

4.根据权利要求3所述的LTE系统中的频偏估计方法，其特征在于，所述设定采样率为1.92MHz。

5.根据权利要求2所述的LTE系统中的频偏估计方法，其特征在于，通过对所述低通滤波后的初始数字信号与本地主同步信号PSS的时域信号进行分段互相关来实现符号同步。

6.根据权利要求1至5任意一项所述的LTE系统中的频偏估计方法，其特征在于，在第一小数倍频偏校正之后、帧同步之前，还包括步骤：

通过对第一小数倍频偏校正后的数字信号的循环前缀CP与主同步信号PSS所在符号的尾部信号进行相关进行第二小数倍频偏估计，并根据第二小数倍频偏估计结果对第一小数倍频偏校正后的数字信号进行第二小数倍频偏校正；

所述帧同步根据第二小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号实现，所述提取的辅同步信号SSS是第二小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS，所述整数倍频偏校正是对第二小数倍频偏校正后的数字信号进行整数倍频偏校正。

7.根据权利要求6所述的LTE系统中的频偏估计方法，其特征在于，根据第二小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS实现帧同步的过程包括：

通过对变换到频域后的辅同步信号SSS提取两个序列分别进行运算，并与本地的SSS频域标识进行相关，计算出m₀、m₁的值，通过比较前后的m₀、m₁的值的大小实现帧同步；

或者

提取第二小数倍频偏校正后的数字信号中辅同步信号SSS所在的OFDM符号，将该OFDM符号与本地的336组信号做相关来实现帧同步，该相关过程在时域或者频域进行。

8.一种LTE系统中的频偏估计装置，其特征在于，包括：

第一小数倍频偏估计校正单元，用于对初始数字信号与本地主同步信号PSS进行相关，实现符号同步，进行第一小数倍频偏估计，并根据第一小数倍频偏估计结果对符号同步后的数字信号进行第一小数倍频偏校正；

帧同步及整数倍频偏估计校正单元，用于根据第一小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS实现帧同步，提取第一小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS，并将提取的辅同步信号SSS变换到频域后，通过与本地辅同步信号SSS的频域进行相关操作进行整数倍频偏估计，并根据整数倍频偏估计结果对第一小数倍频偏校正后的数字信号进行整数倍频偏校正；

第三小数倍频偏估计校正单元，用于从整数倍频偏校正后的数字信号中提取一个子帧的信号，将提取的该子帧的信号变换到频域后，通过提取该子帧的信号中的参考信号RS与本地参考信号RS进行相关进行第三小数倍频偏估计，并根据第三小数倍频偏估计结果对整数倍频偏校正后的数字信号进行第三小数倍频偏校正。

9.根据权利要求8所述的LTE系统中的频偏估计装置，其特征在于，还包括：

低通滤波单元，用于对基带数字信号进行低通滤波，提取载波中心设定个数个子载波的信号作为所述初始数字信号。

10.根据权利要求9所述的LTE系统中的频偏估计装置，其特征在于，还包括：

连接于低通滤波单元与第一小数倍频偏估计校正单元之间的下采样单元，用于对所述低通滤波后的初始数字信号进行下采样，将采样率降为设定采样率。

11.根据权利要求10所述的LTE系统中的频偏估计装置，其特征在于，所述设定采样率为1.92MHz。

12.根据权利要求9所述的LTE系统中的频偏估计装置，其特征在于，所述第一小数倍频偏估计校正单元通过对所述低通滤波后的初始数字信号与本地主同步信号PSS的时域信号进行分段互相关来实现符号同步。

13.根据权利要求8至12任意一项所述的LTE系统中的频偏估计装置，其特征在于，还包括：

连接于第一小数倍频偏估计校正单元与帧同步及整数倍频偏估计校正单元之间的第二小数倍频偏估计校正单元，用于通过对第一小数倍频偏校正后的数字信号的循环前缀CP与主同步信号PSS所在符号的尾部信号进行相关进行第二小数倍频偏估计，并根据第二小数倍频偏估计结果对第一小数倍频偏校正后的数字信号进行第二小数倍频偏校正；

所述帧同步及整数倍频偏估计校正单元，用于根据第二小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS实现帧同步，提取第二小数倍频偏校正后的数字信号的辅同步信号SSS，并将提取的辅同步信号SSS变换到频域后，通过与本地辅同步信号SSS的频域进行相关操作进行整数倍频偏估计，并根据整数倍频偏估计结果对第二小数倍频偏校正后的数字信号进行整数倍频偏校正。

14.根据权利要求13所述的LTE系统中的频偏估计装置，其特征在于，所述帧同步及整数倍频偏估计校正单元采用下述方式实现帧同步：

通过对变换到频域后的辅同步信号SSS提取两个序列分别进行运算，并与本地的SSS频域标识进行相关，计算出m₀、m₁的值，通过比较前后的m₀、m₁的值的大小实现帧同步；

或者

提取第二小数倍频偏校正后的数字信号中辅同步信号SSS所在的OFDM符号，将该OFDM符号与本地的336组信号做相关来实现帧同步，该相关过程在频域或者时域进行。

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