CN101951356A - 一种基于峰值检测的ofdm-uwb系统同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种基于峰值检测的OFDM-UWB系统同步方法。对现有的“互相关+延迟自相关+累加运算”方法做了改进，使用准匹配滤波运算取代了累加运算，不仅实现了多径信道能量的累积，同时也抑制了能量收集过程中的噪声分量，更加有利于信号捕获，同时通过搜索峰值位置可以较准确的实现符号定时同步，在此基础上利用ECMA-368所提供的的同步码序列实现帧同步，进而实现频偏估计。与传统的超宽带同步方法相比，本发明提出的方法更具有普适性和准确性。

Description

一种基于峰值检测的OFDM-UWB系统同步方法

技术领域

本发明属于短距离无线通信技术领域，具体涉及到正交频分复用超宽带(简写“OFDM-UWB”，全称为“Orthogonal Frequency Division Multiplexing-Ultra Wideband”)通信系统的同步方法。

背景技术

超宽带(UWB)技术是一种新兴的、目前受到广泛关注的无线通信技术，由于其具有极大的带宽，系统容量大，在短距离内传输速率高，抗多径能力强等特点，被视作短距离、高速无线连接最具开发潜力的传输技术，并具有广阔的应用前景。OFDM-UWB是UWB载波调制方案中的一种，它基于OFDM技术，兼容了OFDM技术的许多优点。同步是接收端首先要解决的问题，同时也是接收端最重要的组成部分之一，然而OFDM-UWB系统发射功率低，多径信道分量密集以及载波频率偏移较大等因素的存在均增大了系统同步的难度，因此，同步已经成为OFDM-UWB系统设计的关键问题。

OFDM-UWB系统的同步是基于PS(Packet/Frame Synchronization)序列的，在具体实现上包括定时同步、帧同步和粗的频率同步(频偏估计)三部分，其中定时同步包括帧捕获(检测)和粗的符号定时同步，帧捕获信号可用作介质访问控制(MAC)层的载波侦听信号，符号定时同步是用来确定OFDM符号起始位置；帧同步用于确定PS序列结尾；OFDM技术对频率偏差较为敏感，载波频率偏差破坏了各个子载波之间的正交性，所以在帧同步之后需要对频偏进行估计，实现频率同步。

目前，在传统的互相关算法基础之上，针对OFDM-UWB系统，有许多改进的同步方案。其中对性能提升较大的有延迟自相关方案，对低信噪比有较好的鲁棒性，但是不能克服多径影响。在延迟自相关之后进行多径能量累积，虽然实现复杂度有了一定程度的提高，但同步性能较之前有了很大的改善。现有的能量累积方案是对延迟自相关结果进行累加处理，对于ECMA-368标准中所提到的四种不同的信道环境，不具有普适性，尤其对于CM4这种信道模式，多径能量分散，同步效果并不是很好。

发明内容

发明目的：本发明的目的在于针对上述同步方法存在的不足，提供一种基于峰值检测的OFDM-UWB系统同步方法，在不增加硬件实现复杂度的基础上，进一步改善同步性能，使其更具有准确性和普适性。

技术方案：本发明所述的一种基于峰值检测的OFDM-UWB系统同步方法，它是对现有的延迟自相关方法进行了改进，采用能量加权方式累积信道能量。

首先利用ECMA-368标准中给出的PS时域基本符号，完成互相关运算；对相关结果进行延迟自相关，由于延迟自相关与差分运算相类似，将一次延迟自相关定义为一阶差分；在捕获阶段，采用与多径信道的功率延迟分布具有近似分布的加权系数，对延迟自相关结果加权运算，其结果取模运算后与接收信号的累积能量比较以捕获发送信号，然后采用峰值检测方法获得符号定时位置；之后改变加权系数的值，换为累加操作，对累加结果再进行一次延迟自相关运算，实际上实现了对接收重复序列的二阶差分运算，倘若此结果与ECMA-368标准中给出的同步码二阶差分结果相同，则完成了帧同步，最后利用已有的一阶差分结果实现频偏估计。

本发明所述的基于峰值检测的OFDM-UWB系统同步方法，具体包括如下步骤：

(1)帧捕获阶段：首先对接收信号进行两路处理，上支路是连续进行匹配滤波、延迟自相关和准匹配滤波运算，下支路是信号能量累积运算，分别得到U、V两个量，通过比较二者大小实现帧捕获，然后通过搜索峰值位置实现粗的符号定时同步；

(2)帧同步阶段：帧同步实现受步骤(1)的结果cap_ok信号控制，当cap_ok＝1为真时，启动帧同步运算，反之重复步骤(1)的操作；

(3)频偏估计阶段：频偏估计实现受步骤(2)的结果sync_ok信号控制，当sync_ok＝1为真时，启动频偏估计运算，反之重复步骤(1)的操作。

步骤(1)中，上支路的处理步骤如下：

(11)接收信号r(n)首先经过滤波处理，此滤波器是与发送端使用的基本PS序列相对应的匹配滤波器；采用基本PS序列的符号p(n)作为滤波器的系数；此步骤实现了数据的互相关运算，以CC表示，CC的结果c(n)为

$c\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{p}^{*}\left(k\right)r(n-k),$ 其中x^*(n)表示x(n)的共轭运算，下同；

(12)对步骤(11)的结果c(n)作延迟自相关运算，即复乘运算，如下式：

z(n)＝c(n)c^*(n+D)，

z(n)为输出结果，D的选取与跳频方式有关，在不跳频模式下，D＝165；

(13)对步骤(12)结果进行准匹配滤波，即实现多径能量加权累积；输出结果：

$u\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}^{L-i}z(n-i),$

α和L均是可调整参数，在同步性能仿真过程中可以进行优化，其中0＜α≤1，L≤32；

(14)取模运算，U＝|u(n)|。

步骤(1)中，下支路的比较量V计算式如下：

$V^{\′}=\underset{i=0}{\overset{164}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(n+i)\right|}^2,$

V＝V′×Th；

式中的Th是预设门限值。

步骤(2)具体包括以下步骤：

(21)匹配滤波，实现数据的互相关运算；

(22)在步骤(21)的基础上，实现第一次延迟自相关运算，之后根据步骤(1)所给出的峰值位置确定累加窗的位置，进行求和运算；

(23)二阶差分处理，对步骤(22)的结果再进行一次延迟自相关运算，消除载波频偏对帧同步性能的影响；

(24)提取步骤(23)结果的实部符号并保存；

(25)搜索同步码，取其二阶差分结果末尾六个符号作为比较标准，在有限长度范围内搜索，当步骤(24)结果与以上符号序列相同时则完成了帧同步。

本发明中，准匹配滤波运算取代了以往的累加运算，不仅累积了多径能量，而且抑制了能量累积过程中的噪声分量，便于帧捕获。通过搜索由帧捕获位置起32点内的峰值位置，确定多径信道的第一有效到达径，通过峰值位置实现粗的符号定时同步。

本发明与现有技术相比，其有益效果为：1、与现有的能量累加方式相比，本发明充分利用室内信道特性，在检测阶段采用了与多径信道的功率延迟分布近似的加权系数，不会产生累加运算中的“平台”效应，便于峰值检测，即使在较低的信噪比条件下也会有较好的检测性能；2、在完成粗的符号定时基础之上，采用二阶差分方式实现帧同步，帧捕获与帧同步中的某些硬件资源可以重复利用，所以在一定程度上降低了实现复杂度。

附图说明

图1为OFDM-UWB系统PLCP协议数据单元格式；

图2为PS序列形成框图；

图3为OFDM-UWB系统同步实现流程图；

图4为帧捕获结构框图；

图5为帧同步结构框图；

其中，图2中M＝24时表示标准模式，M＝12时表示突发模式。

具体实施方式

下面结合附图，对最佳实施例进行详细说明，但是本发明的保护范围不局限于所述实施例。

在ECMA-368标准中，规定了物理层会聚协议(Physical Layer Convergence Protocol，PLCP)子层数据帧格式，如图1所示，PLCP前导序列位于数据帧的前端，由帧同步(PS)序列和信道估计(CE)序列组成，有标准和突发两种模式。其中，PS序列是由定义于时域上的自相关性能很好的基本的PS序列构成的，如图2所示，利用它可以实现数据帧的捕获，粗的定时同步，粗的载波频偏估计等。

针对标准模式，结合图3详细说明PS序列的构造过程：

根据时频码(Time-Frequency Code，TFC)的类型选取长为128的基本的PS序列，通过添加0后缀，将其扩展成长为165的序列，之后选择相应的同步码序列，对扩展后的序列作Kronecker积，即按照同步码序列的值，对扩展序列进行重复，最终形成长度为24*165的PS序列。

在系统接收端，从射频接口获取的数据经过A/D转换后，首先要实现同步。现结合图4和图5对图3所给出的同步流程图做详细的说明：

A、帧捕获阶段：信号检测问题可归类于二元假设检验问题，关键是要找到判决统计量，然后与预设的门限值比较以判定信号有无；图4分上下两支路得到计算结果U，V′，判决统计量

预设门限值为Th，当Λ＞Th时，检测到信号，反之没有检测到信号；由于除法运算在硬件实现上比较复杂，转化成乘法实现，即V＝V′×Th，由此只需比较U和V的大小即可；

B、帧同步阶段：帧同步实现受步骤A的结果cap_ok信号控制，当cap_ok＝1为真时，启动帧同步运算，反之重复步骤A的操作；

C、频偏估计阶段：频偏估计实现受步骤B的结果sync_ok信号控制，当sync_ok＝1为真时，启动频偏估计运算，反之重复步骤A的操作。

所述步骤A的实现主要为了获得U，V两个比较量，如图5所示，分上下两路完成；上支路包括以下分步骤：

a1、图4中的r(n)为接收信号，首先经过滤波处理，此滤波器是与发送端使用的基本PS序列相对应的匹配滤波器；为了降低硬件实现复杂度，仅采用基本PS序列的符号p(n)作为滤波器的系数；此步骤实现了数据的互相关运算，以CC表示，CC的结果c(n)为

$c\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{p}^{*}\left(k\right)r(n-k);$

a2、对步骤a1的结果c(n)作延迟自相关运算，如下式：

z(n)＝c(n)c^*(n+D)，

z(n)为输出结果，D的选取与跳频方式有关，在不跳频(FFI)模式下，D＝165；

a3、对步骤a2结果进行准匹配滤波，即实现多径能量加权累积；之所以称它为准匹配滤波，是因为系数服从指数分布，它与室内多径信道的功率延迟谱分布相似，能够有效地辨别第一有效到达径；输出结果

$u\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}^{L-i}z(n-i),$

α(0＜α≤1)和L(L≤32)均是可调整参数，在同步性能仿真过程中可以进行优化，在实施例中α＝0.98，L＝32；

a4、取模运算，U＝|u(n)|。

下支路主要完成接收信号能量的累积运算，比较量V计算式如下：

$V^{\′}=\underset{i=0}{\overset{164}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(n+i)\right|}^2,$

V＝V′×Th；

式中的Th是预设门限值，门限值大小直接影响捕获性能，过大容易漏检，过小容易出现虚警，因此为达到最优的捕获性能，需要选择一个适当的门限值。

在实施例中，在虚警概率不高于10^-7数量级的条件下，选取Th＝22。另外，还可以在捕获基础增加一次捕获确认过程，以实现降低虚警、提高捕获性能的目的。由于PS序列使用了24个基本的PS序列，增加一次捕获确认过程是可实现的。步骤A在完成帧捕获同时也实现了符号定时同步。结合步骤a3、a4，在捕获时刻之后32个数据范围内搜索峰值，给出峰值位置peak_pos，即可实现符号定时同步。

所述步骤B包括以下分步骤：

b1、匹配滤波，实现互相关运算；

b2、延迟自相关+累加运算，即在b1步骤基础上，实现第一次延迟自相关运算(一阶差分)，之后根据步骤A所给出的峰值位置确定累加窗的位置，进行求和运算；

b3、二阶差分处理，对步骤b2的结果再进行一次延迟自相关运算，消除了载波频偏对帧同步性能的影响；

b4、提取步骤b3结果的实部符号并保存；

b5、搜索同步码。实施例中的同步码序列c＝[-1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，1，1，1]，取其二阶差分结果末尾六个([-1，-1，1，1，-1，1])符号作为比较标准，在有限长度范围内搜索，当b4步骤结果与以上符号序列相同时则完成了帧同步，此步骤可借助有限状态机实现。

所述步骤C的实现方法相对简单些，只需求取步骤b2的复数结果的相角即可，但是要消除同步码引入的相位影响。在硬件实现上求相角要用到Cordic算法，可以借助IPCore实现。

步骤A和B中的某些模块是可以重复使用的，比如匹配滤波，延迟自相关等，节省了硬件资源。以上内容是结合具体优选实施方式对本发明所做的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员而言，在不脱离本发明构思的前提下，还可以作出若干推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种基于峰值检测的OFDM-UWB系统同步方法，其特征在于具体包括如下步骤：

(1)帧捕获阶段：首先对接收信号进行两路处理，上支路是连续进行匹配滤波、延迟自相关和准匹配滤波运算，下支路是信号能量累积运算，分别得到U、V两个量，通过比较二者大小实现帧捕获，然后通过搜索峰值位置实现粗的符号定时同步；

(2)帧同步阶段：帧同步实现受步骤(1)的结果cap_ok信号控制，当cap_ok＝1为真时，启动帧同步运算，反之重复步骤(1)的操作；

(3)频偏估计阶段：频偏估计实现受步骤(2)的结果sync_ok信号控制，当sync_ok＝1为真时，启动频偏估计运算，反之重复步骤(1)的操作。

2.根据权利要求1所述的基于峰值检测的OFDM-UWB系统同步方法，其特征在于步骤(1)中，上支路的处理步骤如下：

(11)接收信号r(n)首先经过滤波处理，此滤波器是与发送端使用的基本PS序列相对应的匹配滤波器；采用基本PS序列的符号p(n)作为滤波器的系数；此步骤实现了数据的互相关运算，以CC表示，CC的结果c(n)为

$c\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{127}{\mathrm{\Σ}}}{p}^{*}\left(k\right)r(n-k),$ 其中x^*(n)表示x(n)的共轭运算，下同；

(12)对步骤(11)的结果c(n)作延迟自相关运算，如下式：

z(n)＝c(n)c^*(n+D)，

z(n)为输出结果，D的选取与跳频方式有关，在不跳频模式下，D＝165；

(13)对步骤(12)结果进行准匹配滤波，即实现多径能量加权累积；输出结果：

$u\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}^{L-i}z(n-i),$

α以及L均是可调整参数，在同步性能仿真过程中可以进行优化，其中0＜α≤1，L≤32；

(14)取模运算，U＝|u(n)|。

3.根据权利要求1所述的基于峰值检测的OFDM-UWB系统同步方法，其特征在于步骤(1)中，下支路的比较量V计算式如下：

$V^{\′}=\underset{i=0}{\overset{164}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(n+i)\right|}^2,$

V＝V′×Th；

式中的Th是预设门限值。

4.根据权利要求1所述的基于峰值检测的OFDM-UWB系统同步方法，其特征在于步骤(2)具体包括以下步骤：

(21)匹配滤波，实现数据的互相关运算；

(22)在步骤(21)的基础上，实现第一次延迟自相关运算，之后根据步骤(1)所给出的峰值位置确定累加窗的位置，进行求和运算；

(23)二阶差分处理，对步骤(22)的结果再进行一次延迟自相关运算，消除载波频偏对帧同步性能的影响；

(24)提取步骤(23)结果的实部符号并保存；

(25)搜索同步码，取其二阶差分结果末尾六个符号作为比较标准，在有限长度范围内搜索，当步骤(24)结果与以上符号序列相同时则完成了帧同步。

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