CN110557349A - 一种分层结构同步信号的生成和接收方法以及接收装置 - Google Patents
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Abstract
本发明提出了一种同步信号的生成和接收方法以及接收装置。同步信号由多层同步序列构成，每一层得到的信号都是上一层同步信号与本层同步序列时域上进行克罗内克积后产生。通过灵活选择层数和各层的序列，可以适应不同通信系统的PAPR要求和系统同步需求。同步序列在发送端的实现方法有时域生成和频域生成两种方式。在接收端，对同步信号每层进行去权重的延迟自相关后，再进行下一层的递归处理，可以得到相关检测结果。归一化后的相关检测结果峰值所在位置指示了定时同步信息，峰值相位指示了频率同步信息。
Description
技术领域
本发明属于通信领域，具体涉及一种同步信道的生成和接收方法及其相应装置。
背景技术
在现有的通信物理层系统中，实现发送端和接收端时频同步的方法基本是基于同步 信号来实现的。同步信号是物理层系统的发送端和接收端都已知的符号序列，同步信号可以位于物理帧的开始位置(常见于广播系统，通常称为同步信号，preamble)，也可 以位于物理帧的中间某个固定位置。同一种同步信号在每个物理帧或物理块内只出现一 次，接收端借助同步信号，可以获得准确可靠的帧同步、符号定时同步和频率同步。对 于相干接收机，优良的同步信号，还可以提供相干解调需要的信道信息或相位参考。
目前，同步信号的用途包括有：
(1)使接收端快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的信号；
(2)初始帧同步；
(3)检测出初始载波频偏和定时误差，进行补偿后达到频率和定时同步；
(4)提供基本传输参数(例如FFT点数、帧类型信息等)，以使接收端可以进行后 续接收处理；
(5)进行信道估计或参考相位估计；
优良的同步信号设计，需要考虑以下几个因素：
(1)较低的峰均比(PAPR，Peak to Average Ratio)或立方度量(CM，CubicMetric) 特性，便于进行发射功率提升；
(2)低检测复杂度。通常延迟自相关比互相关复杂度低，但自相关的噪声项会被放大，影响处理增益。需要设计使用延迟自相关，同时不损失信噪比的同步 序列结构；
(3)自相关和互相关特性要好；
(4)时频两个维度做独立检测或联合检测时，一个维度的估计误差不能对另一个维度的误差过于敏感。
(5)满足一定的组网要求。同步序列如果可以提供多址正交特性，就可以适用于类似蜂窝移动通信系统这样的复杂组网应用场合。
IEEE 802.11等标准中的同步信号采用时域上多次重复的特征，有利与延迟自相关处 理，复杂度低，但信噪比损失明显，必须依赖复杂的互相关操作才能获得较好的同步性 能；LTE等标准中的同步信号采用时域上单次结构，在降PAPR、组网便利、自相关/互相关特性等方面做了突出的优化，但时域上没有多次重复特征，无法使用自相关处理，只 能采用复杂度很高的互相关处理。且优选出的同步序列为了兼顾组网要求，牺牲了抗频 偏特性，对系统允许的最大频偏提出了苛刻的要求。DVB_T2、ATSC3.0标准中提出了基于 OFDM系统的同步信号设计，较好地优化了相关检测性能，并取得了复杂度的适当折中。 但PAPR较高、序列长度过长不利于快速检测。为了降低PAPR，DVB-S2等卫星广播使用 了时域恒模设计，但受限于升采样滤波和成型滤波的PAPR重升(re-growth)效应，最终 的PAPR都有显著的提升。本发明提出一种分层同步序列生成方法，可以通过灵活配置层 数和各层子序列的长度，得到不同处理增益、不同长度的同步信号，可以广泛匹配各种 不同系统的同步需求。序列支持时域和频域生成，可以兼顾多载波和单载波系统对频谱 模版等指标的限制。序列自身的加权多倍重复特性，利于延迟自相关接收处理的实施。 通过合理设计子层的同步序列，可以使延迟自相关的处理增益逼近理论最大值，不会出 现显著的信噪比恶化。各个子层的序列和调制模式可以独立设计，可以针对PAPR要求做 针对性的组合配置。本发明提出了对应的同步序列接收方法和接收装置，其去权重延迟 自相关的处理方法，可以获得比传统多次时间重复同步序列更理想的相关特性和同步性 能。
发明内容
为了解决上述问题，本发明提出了一种同步信号的生成和接收方法以及接收装置。
本发明涉及的英文及符号按如下说明：
DFT：离散傅立叶变换
IDFT：离散逆傅立叶变换
OFDM：正交频分复用
MB-OFDM：多带宽正交频分复用
BPSK：二进制频移键控
s：本发明所述的分层同步信号
xm：本发明所述的分层同步信号的第m层子序列
L：本发明所述的分层同步信号长度
M：本发明所述的分层同步信号的层数
Lm:序列xm的长度
ym：本发明所述的分层同步信号的第m层输出结果
L(m)：ym的长度
NDFT：DFT点数
Lcp：循环前缀长度
Lshort：MB-OFDM系统短同步信号总长度
L1,short:MB-OFDM系统短同步信号第1层子序列长度
L2,short:MB-OFDM系统短同步信号第1层子序列长度
sshort:MB-OFDM系统短同步信号的基础序列
sshort,k：序列sshort的第k个元素
Zshort：MB-OFDM系统短同步信号生成过程中的频域子载波集合
Zshort,n：序列Zshort的第n个元素
zshort：MB-OFDM系统短同步信号的第1层时域序列
yshort:MB-OFDM系统短同步信号的第2层时域序列
yshort,j:yshort的第j各元素
g：Zshort中负半频最靠近边带的第一个有效同步子载波序号
r：Zshort中相邻有效同步子载波之间的间隔子载波数
V：Zshort中有效同步子载波个数
Llong：MB-OFDM系统长同步信号的主体序列长度
Lcp,long：MB-OFDM系统长同步信号的循环前缀长度
slong：MB-OFDM系统长同步信号的频域基础序列
slong,k：slong的第k个元素
Zlong：MB-OFDM系统长同步信号生成过程中的频域子载波集合
zlong:Zlong进行IDFT处理后得到的时域序列
构成序列slong的相位旋转序号
u：MB-OFDM系统的基带接收信号
R(τ)：MB-OFDM系统短同步信号自相关器输出
P(d)：MB-OFDM系统短同步信号自相关第2层去权重合并后的输出 E(d)：MB-OFDM系统的接收信号平均功率
P(d)模方的最大值位置
flagshort：MB-OFDM系统短同步信号同步成功指示信号
MB-OFDM系统短同步信号的粗频偏估计结果
fs：MB-OFDM系统的采样率
Rlong(d)：MB-OFDM系统长同步信号自相关器输出
MB-OFDM系统长同步信号的细分数倍频偏估计结果
Rlong(d)模方的最大值位置
本发明所提出的同步信号的生成方法包括：
所述同步信号的主体在时域上由多层子序列逐层进行外积处理后生成。
所述同步信号至少用于接收端检测确定信道中传输的是否为期望接收的信号。
所述同步信号可位于物理帧或物理块的开始位置。
所述同步信号可用于载波频偏估计和定时同步。
所述同步信号的主体其离散时间表达式为
其中，s＝{si,0≤i＜L}是所述同步信号对应的离散时间序列，长度为L； xm＝{xm,l,0≤l＜Lm},1≤m≤M是第m层的子序列，长度为Lm；M是层数；符号表示 向量外积(也叫Kronecker product，克罗内克积)。
所述同步信号第m(m＞1)层的处理方法是：
其中，ym是第m(m＞1)层外积的输出结果，长度为y0＝x1。由该处理方法可知，
所述的同步信号的生成方法，各层子序列长度的乘积，需要等于同步信号的长度，即
所述的同步信号的生成方法，每一层输出都满足加权重复特性。即ym可等分成Lm段，任意两段子序列相同位置元素之间只相差了对应xm序列元素的权重。
所述的同步信号的生成方法，各层子序列采用的序列类型和调试方式都相互独立。
所述的同步信号可直接在时域通过外积生成，再经过上采和成型滤波，得到期望的 发送符号速率和频谱形状后，送给数模转换器进行发送。
所述的同步信号可直接在时域通过外积生成，符号速率与最终发射的符号速率相等；再通过L点的离散傅立叶变换(DFT)到频域，在频域进行频谱修正，将不需要发射功 率的子载波位置上的数值置0；最后进行离散逆傅立叶变换(IDFT)回到时域，送给数模转 换器进行发送。
所述的同步信号的第m层输出序列ym，可以先通过L(m)点的离散傅立叶变换(DFT)到频域，在频域进行频谱修正，将不需要发射功率的子载波位置上的数值置0；最后离散 逆傅立叶变换(IDFT)得到新的时域信号数值，刷新原ym的元素数值后输出给下一层使 用。
所述的同步信号，可以在时域上再进行多次重复，增加分集增益；
所述的同步信号的生成方法，进一步地，生成一种短同步信号，长度为Lshort。其在时域上表现为双层加权重复结构，即完整的短同步信号由一个长度为L1,short第1层短时域同步序列{zshort,i:i＝0,1,...,L1,short-1}与另一个长度为L2,short的第2层随机序列{yshort,j:j＝0,1,...,L2,short-1}进行外积后得到，其中Lshort＝L1,short·L2,short。短同步信号的生 成步骤如下：
第一步，优选一个PAPR和相关特性都比较理想的基础随机序列，记为 {sshort,k:k＝0,1,...,V}。其中V是长度为NDFT的频域符号里可以放置的同步子载波个数。
第二步，将序列sshort按照一定的间隔r映射到长度为NDFT的频域子载波集合{Zshort,n:n＝-NDFT/2,...,NDFT/2-1}里，映射方法如下：
其中，Zshort,p＝sshort,k，(-NDFT/2≤p＜NDFT/2)是频域有效子载波位置上的同步序列元素。为了避免发射信号出现直流干扰，Zshort的直流位置固定置0，即Zshort,0≡0。同 步序列子载波序号p的取值规则如下：
p＝g+k*r,0≤k≤V
其中，g是Zshort中负半频最靠近边带的第一个有效子载波序号；r是相邻有效子载波之间的间隔子载波数。
第三步，将Zshort进行IDFT处理，得到长度为NDFT的时域同步符号，其中包含了r份完全相同的长度为L1,short的第1层时域短序列zshort，且L1,short·r＝NDFT。
最后，将序列zshort与第2层长度为L2,short的随机序列yshort进行外积。一种实现方法是，将序列zshort在时域上先重复L2,short份；第j份序列zshort整体与yshort的第j个元素yshort,j相乘，得到最终短同步信号的第j部分。
本发明还提出了一种单层结构的同步信号的生成方法，其特征在于，时域结构包括循 环前缀和同步信号主体序列两部分。长同步信号的主体序列(长度为Llong＝2NDFT)在时 域上表现为双倍重复结构，即由一个长度为NDFT的同步序列{zlong,i:i＝0,1,...,L1,long-1}在 时域上重复两次生成。循环前缀在时域上是长同步信号主体序列尾部长度为 Lcp,long(0＜Lcp,long＜NDFT)部分的复制。长同步信号信号总长度为Llong+Lcp,long。长同步信 号的生成步骤如下：
第一步，优选一个PAPR和相关特性都比较理想的基础随机序列，记为 {slong,k:k＝0,1,...,V}。其中V是长度为NDFT的频域符号里可以放置的同步子载波个数。
第二步，将同步序列slong按以下规则映射到长度为NDFT的频域子载波集合{Zlong,n:n＝-NDFT/2,...,NDFT/2-1}里：
第三步，将Zlong进行离散逆傅立叶变换IDFT处理，得到长度为NDFT的序列zlong。
第四步，将序列zlong在时域上重复2份作为长同步信号的主体部分；
最后，将长同步信号主体部分尾部长度Lcp,long的部分拷贝复接到最前端作为循环前 缀。最终得到完整的长同步信号同步信号。
本发明还提出了一种物理层通信系统同步信号的的生成方法，包含两个同步信号， 短同步信号在前，长同步信号在后，短同步信号的主体在时域上由多层子序列逐层进行 外积处理后生成。
所述的物理层通信系统同步信号的的生成方法，长同步信号属于单层结构，其主体 在时域上表现为双倍重复结构。
本发明还提出了一种同步信号的接收方法，包括如下步骤：
处理步骤，对模数转换后接收到的高倍采样的中频或零中频数字信号进行频谱搬移、 匹配滤波和下采样处理后，得到处理后的基带信号；
检测步骤,利用同步信号每层的加权重复特性，进行逐层的延迟自相关处理。每层在 做延迟自相关的时候，需要将该层的加权系数除掉，以便恢复出无调制的自相关结果。自相关结果进行归一化之后，与预设门限比较，可以判断接收信号中是否可能存在期望 接收信号。超过门限的归一化后的相关峰值所在位置指示了定时同步信息，峰值相位指 示了频率同步信息，以此可以完成帧边界同步、符号定时同步和载波频率同步。
其中，所述同步信号的主体在时域上由多层子序列逐层进行外积处理后生成。
本发明还提出了一种同步信号的接收装置，包括：
处理单元，对模数转换后接收到的高倍采样的中频或零中频数字信号进行频谱搬移、匹配滤波和下采样处理后，得到处理后的基带信号；
检测单元,利用同步信号每层的加权重复特性，进行逐层的延迟自相关处理。每层在 做延迟自相关的时候，需要将该层的加权系数除掉，以便恢复出无调制的自相关结果。自相关结果进行归一化之后，与预设门限比较，可以判断接收信号中是否可能存在期望 接收信号。超过门限的归一化后的相关峰值所在位置指示了定时同步信息，峰值相位指 示了频率同步信息，以此可以完成帧边界同步、符号定时同步和载波频率同步。
其中，所述同步信号的主体在时域上由多层子序列逐层进行外积处理后生成。
进一步地，针对上述包含短同步信号和长同步信号的物理层通信系统，本发明提出了 一种物理层通信系统同步信号的的接收方法，包含如下步骤：
步骤1，对模数转换后接收到的高倍采样的中频或零中频数字信号进行数字前端处 理，包括频谱搬移、匹配滤波和下采样处理后，得到处理后的基带信号
步骤2，按照短同步信号第1层序列长度L1,short为延迟量和相关累加窗长，计算接收 到的基带信号的第1层延迟自相关，定义接收信号u的延迟自相关R(τ)如下：
步骤3，对R(τ)按照L1,short为延迟量，按照L2,short-1为累加次数，做第2层的延迟累加，得到最终的自相关结果P(d)：
步骤4，计算接收信号平均功率E(d)，计算方法如下：
注意，这步操作在硬件电路上，可以与之前的步骤并行处理；
步骤4，在预设同步搜索窗口内，搜索自相关P(d)的峰值，峰值位置记为
其中argmax(x)表示搜索x的最大值所在位置。
步骤5，将预设的自相关门限被接收信号平均功率加权后，与搜索到的峰值比较，得 到自相关同步成功指示flagshort(1表示同步成功，0表示未成功)
步骤6，如果flagshort等于0，则表示当前未搜索到有效的MB-OFDM信号，需要返回步骤1继续搜索；如果flagshort等于1，则表示捕获到了有效MB-OFDM信号，利用相关峰值 进行频偏估计，并将估计得到的频偏和峰值位置作为同步结果输出，系统状态机转入步 骤7开始的长同步信号同步阶段。频偏计算方法如下
其中，arg(x)表示计算x的角度。
步骤7，将置入频偏补偿模块，对频偏进行补偿。利用调整符号定时，并根据短同步信号序列长度，推算出长同步信号的边界位置，并以此从接收信号中将长同步 信号截取出来。
步骤8，对接收到的长同步信号按照L1,long为延迟量,L1,long为累加窗口，计算延迟相 关值：
残留频偏的细估计结果由自相关峰值的相位计算得到：
其中，表示自相关峰值位置。
步骤9，将置入频偏补偿模块，对频偏进一步补偿。对长同步信号进行互相关操作，根据互相关峰值位置，得到准确的符号定时。
与现有技术相比，本发明所提出的技术方案具有以下有益效果：
所述同步信号在时域上有加权重复特性，可以用低复杂度的延迟自相关进行同步处 理。通过仔细设计各层序列，可以消除传统延迟自相关处理特有的峰顶平层现象，同时几乎不损失信噪比或处理增益。
所述同步信号可以通过灵活配置分层数目，各层子序列长度以及分集次数，可以获 得各种不同长度和时域重复粒度特征。可以灵活地满足不同通信系统，对快速同步、相关增益等性能的不同要求。
所述的同步信号在降PAPR方面，不再依赖或强调时域恒模特性。通过各层子序列的 PAPR优化设计和组合，可以取得良好的低PAPR特性。
所述的同步信号支持时域生成和频域生成两种方式，可以针对单载波系统或多载波 系统灵活地选择生成方式，以便匹配发送端的硬件复杂度要求。对单载波系统，可以直接在时域上生成同步信号后，再与其它载荷数据复接在一起，经过统一的上采和成形滤 波器匹配速率和频谱模板后发送给数模转换器。对OFDM等多载波系统，可预先生成好匹 配频谱模版的频域同步序列，再利用现成的快速傅立叶逆变换(IFFT)模块生成时域信 号，在时域完成后面几层的外积处理，复接循环前缀后送给模数转换器。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构 成对本发明的限定。在附图中：
图1是本发明的分层同步信号构成示意图；
图2是本发明的分层同步信号的一种时域生成方法示意图；
图3是本发明的分层同步信号的一种发送频谱成型方法示意图；
图4是本发明的分层同步信号的一种逐层频谱成型方法示意图；
图5是本发明的分层同步信号在时间上重复发送分集方法示意图；
图6是本发明的分层同步信号在时域上复接循环前缀的方法示意图；
图7是本发明的MB-OFDM系统的物理帧结构示意图；
图8(a)是本发明的MB-OFDM系统传输模式0和1的短同步信号结构示意图
图8(b)是本发明的MB-OFDM系统传输模式2的短同步信号结构示意图
图8(c)是本发明的MB-OFDM系统传输模式3和4的短同步信号结构示意图
图9是本发明的MB-OFDM系统长同步信号结构示意图
图10是本发明的MB-OFDM系统同步信号信号接收处理示意图
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚、明白，下面结合附图，对本发明进行进一步的详细说明。在此，本发明的示意性实施方式及其说明用于解释本发明，但 并不作为对本发明的限定。以下使用的术语“单元”或“模块”可以是实现预定功能的 硬件、软件或者两者的结合，当实施例以其中一种实现方式进行描述时，其它两种方式 同样可以实现本发明构思的意图，因此同样属于本发明的贡献范畴。
首先对本实施例将涉及的英文符号进行如下说明：
DFT：离散傅立叶变换
IDFT：反离散傅立叶变换
OFDM：正交频分复用
MB-OFDM：多带宽正交频分复用
BPSK：二进制频移键控
PAPR：峰值功率与平均功率之比
CM：立方度量
s：本发明所述的分层同步信号
xm：本发明所述的分层同步信号的第m层子序列
L：本发明所述的分层同步信号长度
M：本发明所述的分层同步信号的层数
Lm:序列xm的长度
ym：本发明所述的分层同步信号的第m层输出结果
L(m)：ym的长度
NDFT：DFT点数
Lcp：循环前缀长度
N_fc：MB-OFDM系统里帧控制符号个数
N_pld：MB-OFDM系统里载荷数据符号个数
Lshort：MB-OFDM系统短同步信号总长度
L1,short:MB-OFDM系统短同步信号第1层子序列长度
L2,short:MB-OFDM系统短同步信号第1层子序列长度
sshort:MB-OFDM系统短同步信号的基础序列
sshort,k：序列sshort的第k个元素
Zshort：MB-OFDM系统短同步信号生成过程中的频域子载波集合
Zshort,n：序列Zshort的第n个元素
zshort：MB-OFDM系统短同步信号的第1层时域序列
yshort:MB-OFDM系统短同步信号的第2层时域序列
yshort,j:yshort的第j各元素
g：Zshort中负半频最靠近边带的第一个有效同步子载波序号
r：Zshort中相邻有效同步子载波之间的间隔子载波数
V：Zshort中有效同步子载波个数
Llong：MB-OFDM系统长同步信号的主体序列长度
Lcp,long：MB-OFDM系统长同步信号的循环前缀长度
slong：MB-OFDM系统长同步信号的频域基础序列
slong,k：slong的第k个元素
Zlong：MB-OFDM系统长同步信号生成过程中的频域子载波集合
zlong:Zlong进行IDFT处理后得到的时域序列
构成序列slong的相位旋转序号
u：MB-OFDM系统的基带接收信号
R(τ)：MB-OFDM系统短同步信号自相关器输出
P(d)：MB-OFDM系统短同步信号自相关第2层去权重合并后的输出
E(d)：MB-OFDM系统的接收信号平均功率
P(d)模方的最大值位置
flagshort：MB-OFDM系统短同步信号同步成功指示信号
MB-OFDM系统短同步信号的粗频偏估计结果
fs：MB-OFDM系统的采样率
Rlong(d)：MB-OFDM系统长同步信号自相关器输出
MB-OFDM系统长同步信号的细分数倍频偏估计结果
Rlong(d)模方的最大值位置
同步信号被广泛地使用在物理层通信系统中，用于接收端检测确定信道中传输的是否 为期望接收的信号，进一步地用于载波频偏估计和定时同步。大多数情况下同步信号位 于物理帧或物理块的开始位置。
图1是本发明的分层同步信号构成示意图。如图1所示，所述分层同步信号的主体在时域上由多层子序列逐层进行外积处理后生成，其离散时间表达式为
其中，s＝{si,0≤i＜L}是所述分层同步信号对应的离散时间序列，长度为L； xm＝{xm,l,0≤l＜Lm},1≤m≤M是第m层的子序列，长度为Lm；M是层数；符号表示 向量外积(也叫Kronecker product，克罗内克积)。第m(1＜m≤M)层外积的处理方 法是：
其中，ym是第m(m＞1)层外积的输出结果，长度为当m＝1时，y1＝x1。各层子序列长度的乘积，需要等于同步信号的长度，即
所述分层同步信号的每一层输出都满足时域加权重复特性。即ym可等分成Lm段，任意两段子序列相同位置元素之间只相差了对应xm序列元素的权重。利用这种时域上的加权重复特性，可以在接收端用低复杂度的延迟自相关进行同步处理。通过仔细设计各层 序列，可以消除传统延迟自相关处理特有的峰顶平层现象，同时几乎不损失信噪比或处 理增益。
所述分层同步信号的各层子序列的长度，采用的序列类型和调试方式都相互独立配 置。所述分层同步信号通过灵活配置分层数目，各层子序列长度以及分集次数，可以获得各种不同长度和时域重复粒度特征。可以灵活地满足不同通信系统，对快速同步、相 关增益等性能的不同要求。
如图2所示，所述的分层同步信号可直接在时域通过外积生成，与物理层载荷数据符 号复接后，再经过上采、成型滤波和速率匹配后，得到期望的发送符号速率和频谱形状后，送给数模转换器和RF前端，进行发送。
如图3所示，所述的分层同步信号可直接在时域通过外积生成，符号速率与最终发射 的符号速率相等；再通过L点的DFT变换到频域，在频域进行频谱修正，将不需要发射 功率的子载波位置上的数值置0；最后IDFT变换回到时域，与成型滤波后的物理层载荷 数据符号复接后送给数模转换器和RF前端，进行发送。
如图4所示，所述的分层同步信号的第m-1(m＞2)层输出序列ym-1，可以先通过L(m)点的DFT变换到频域，在频域进行频谱修正，将不需要发射功率的子载波位置上的数值 置0；最后IDFT变换得到新的时域信号数值，刷新原ym-1的元素数值后，与第m层子序 列一起进行第m层的外积处理。
如图5所示，所述的分层同步信号，可以在时域上再进行N(N≥1)次重复，增加分集增益；
如图6所示，所述的经过N倍时域重复后的长度为L·N的分层同步信号，可以在时域上，将尾部一段长度为Lcp的序列拷贝与本序列复接在一起。这种结构，可以使得在 Lcp+L·N长度区间内任取一段长度为L·N的信号，其信号特征都是原分层同步信号的循 环移位。这种特性，可以在OFDM多载波系统里，对抗多径带来的符号间干扰。
本发明提出一种对所述的分层同步信号的接收方法，所述方法包括：
处理步骤，对模数转换后接收到的高倍采样的中频或零中频数字信号进行频谱搬移、 匹配滤波和下采样处理后，得到处理后的基带信号；
检测步骤,利用同步信号每层的加权重复特性，进行逐层的延迟自相关处理。每层在 做延迟自相关的时候，需要将该层的加权系数除掉，以便恢复出无调制的自相关结果。自相关结果进行归一化之后，与预设门限比较，可以判断接收信号中是否可能存在期望 接收信号。超过门限的归一化后的相关峰值所在位置指示了定时同步信息，峰值相位指 示了频率同步信息，以此可以完成帧边界同步、符号定时同步和载波频率同步。
11、一种同步信号的接收装置，其特征在于，所述装置包括：
处理单元，对模数转换后接收到的高倍采样的中频或零中频数字信号进行频谱搬移、 匹配滤波和下采样处理后，得到处理后的基带信号；
检测单元,利用同步信号每层的加权重复特性，进行逐层的延迟自相关处理。每层在 做延迟自相关的时候，需要将该层的加权系数除掉，以便恢复出无调制的自相关结果。自相关结果进行归一化之后，与预设门限比较，可以判断接收信号中是否可能存在期望 接收信号。超过门限的归一化后的相关峰值所在位置指示了定时同步信息，峰值相位指 示了频率同步信息，以此可以完成帧边界同步、符号定时同步和载波频率同步。
本发明将给出一个具体实施例，该实施例详细描述了根据本发明提出的分层同步信号 构造方法所构造的同步信号信号，如何应用于MB-OFDM(multi-band orthogonalfrequency division multiplexing)物联网系统，以实现本发明所要达到的目的。具体内容包括，
MB-OFDM系统是以突发方式进行通信，类似IEEE 802.11a,采用载波侦听的方式进行 竞争式接入。对同步提出的要求是在尽量短的时间内识别出信道中是否存在有效信号正 在传输；如果有信号正在传输，需要稳定、可靠的在规定时长内完成定时同步和频率同步。为了适应不同的物联网速率吞吐需求，MB-OFDM系统设计了5种不同带宽的传输模式，分别支持3.2MHz,1.6MHz,0.8MHz,0.4MHz和0.2MHz带宽。具体的系统参数如下表所示。
表1 MB-OFDM系统不同传输模式的系统参数
每种传输模式里，短同步信号和长同步信号可用的频域子载波数和时域基带样点个数 都不同，针对PAPR、定时同步和频率同步要求也有所不同。针对不同传输模式下不同的 系统需求，利用本发明提出的分层同步信号构造方法，灵活采用不同的分层设计参数，构造了一种双层结构同步信号，称作短同步信号；又设计了一种单层时域上两倍重复加 循环前缀的同步信号，称作长同步信号。两种同步信号级联在一起，共同完成更快、更 准确的同步检测以适应突发通信。其中短同步信号用于能量检测、AGC控制、快速定时捕 获和频偏粗估计等；长同步信号用于定时细同步、频偏细估计、信道估计和参考相位估 计等。
MB-OFDM系统的物理层帧结构如图7所示。物理层帧由短同步信号、长同步信号、帧控制和载荷数据组成。其中，短同步信号由2层子序列外积生成，第1层序列长度L1,short较短，第2层序列长度L2,short较长，不加循环前缀，时域上表现为L2,short段长度为L1,short的 子序列进行加权重复的特征；长同步信号为单层结构，时域上表现为2段长度为Llong的 子序列前后重复且加长度为Lcp,long的循环前缀的特征；帧控制符号(个数为N_fc)和载 荷数据符号(个数为N_pld)的结构一致，采用经典的OFDM结构，由DFT数据块加循环 前缀构成。为了抑制频谱的带外旁瓣泄漏，可以在相邻OFDM时域符号交界处用窗函数进 行平滑。窗函数滤波带来的滚降区域也包含在循环前缀长度内。但时域窗函数所带来的 好处，也可以通过其它实现手段获得，比如频域滤波。本发明提出的帧结构，可以支持 带窗函数，也可以支持不加窗函数(滚降长度为0)。下文中涉及到的OFDM符号结构， 如果未做特殊说明，都是指未加窗函数。
MB-OFDM系统不同传输模式的短同步信号的长度都固定为5个DFT块长(即总样点长 度为Lshort＝5NDFT)。其在时域上表现为双层加权重复结构，即完整的短同步信号由一个长度为L1,short第1层短时域同步序列{zshort,i:i＝0,1,...,L1,short-1}与另一个长度为L2,short的第 2层随机序列{yshort,j:j＝0,1,...,L2,short-1}进行外积后得到，其中 Lshort＝L1,short·L2,short＝5·NDFT。
本发明提供了一种短同步信号的生成方法如下：
第一步，优选一个PAPR和相关特性都比较理想的基础随机序列，记为 {sshort,k:k＝0,1,...,V}。其中V是MB-OFDM系统里指定传输模式选项里长度为NDFT的频域 符号里可以放置的同步子载波个数。
第二步，将序列sshort按照一定的间隔r映射到长度为NDFT的频域子载波集合{Zshort,n:n＝-NDFT/2,...,NDFT/2-1}里，映射方法如下：
其中，Zshort,p＝sshort,k，(-NDFT/2≤p＜NDFT/2)是频域有效子载波位置上的同步序列元 素。为了避免发射信号出现直流干扰，频域OFDM符号的直流位置固定置0，即Zshort,0≡0。同步序列子载波序号p的取值规则如下：
p＝g+k*r,0≤k≤V
其中，g是OFDM频域数据中负半频最靠近边带的第一个有效子载波序号；r是相邻有效 子载波之间的间隔子载波数。
第三步，将Zshort进行IDFT处理，得到长度为NDFT的时域同步符号，其中包含了r份完全相同的长度为L1,short的第1层时域短序列zshort，且L1,short·r＝NDFT。
最后，将序列zshort与第2层长度为L2,short的随机序列yshort进行外积。一种实现方法是， 将序列zshort在时域上先重复L2,short份；第j份序列zshort整体与yshort的第j个元素yshort,j相 乘，得到最终短同步信号的第j部分。
在不同带宽传输模式下，本发明提供了上述步骤中的关键参数取值如下表所示。
表2不同传输模式选项下短同步信号的关键参数取值
MB-OFDM系统不同传输模式下的短同步信号时域结构示意图，如图8所示。其中图8(a) 表示了传输模式0和1的短同步信号结构，图8(b)表示了传输模式2的短同步信号结构，图8(c)表示了传输模式3和4的短同步信号结构。
本发明提供的频域基础序列sshort是一种经过截短并经过BPSK调制后的二进制随机序 列。由该序列生成的第1层序列zshort具备较好的循环自相关和互相关特性，和非常低的 PAPR。第1层序列zshort的优良特性决定了最终的短同步信号序列的相关特性和PAPR指标都比较理想。五种传输模式下短同步信号序列的PAPR分别为2.75dB,1.76dB,1.76dB,1.76dB和1.25dB，远低于数据OFDM符号的PAPR(通常高于8dB)，这使得短同步信号 的发射功率可以进一步地增加，提高接收信噪比和同步的鲁棒性。
本发明提供的第2层序列yshort是一种二值随机序列，其取值决定了外积后序列的极 性变化。如果yshort的元素取值为全1，则短同步信号的时域结构就退化成类似IEEE802.11a系统采用的单层结构。单层结构对发射机来说实现上比较简单，但在接收端如果采用延迟自相关的处理方法，得到的自相关结果会存在明显的峰顶平层。即便在单 径信道环境下，定时同步结果也会出现较大的偏差。通过增加L2,short数值，或对自相关结 果再次叠加平均等方法，可以消除峰顶平层效应，但却会显著增加相关噪声项，恶化信 噪比或处理增益。采用本发明的多层结构，可以在保持信噪比几乎没有损失的前提下， 消除峰顶平层效应，改善定时同步性能。序列yshort的取值不唯一，只要能达到类似目的 的序列也都可以适用。
如上文提到，如果yshort的元素取值为全1，则退化成单层结构。本发明也提供一种具体的单层结构的同步序列的生成方法。
长同步信号的长度固定为2.5个DFT块长，特征为单层同步序列结构，其中包括长度 为DFT块长一半(Lcp,long＝NDFT/2)的循环前缀和长度为两个DFT块长的同步信号主体。长同步信号的主体序列(长度为Llong＝2NDFT)在时域上表现为双倍重复结构，即由一个 长度为NDFT的同步序列{zlong,i:i＝0,1,...,L1,long-1}在时域上重复两次生成。长同步信号的时域结构示意图如图9所示
本发明提供了一种长同步信号的生成方法如下：
第一步，优选一个PAPR和相关特性都比较理想的基础随机序列，记为 {slong,k:k＝0,1,...,V}。其中V是MB-OFDM系统里指定传输模式选项里长度为NDFT的频域符 号里可以放置的同步子载波个数。
第二步，将同步序列slong按以下规则映射到长度为NDFT的频域子载波集合{Zlong,n:n＝-NDFT/2,...,NDFT/2-1}里：
第三步，将Zlong进行IDFT处理，得到长度为NDFT的序列zlong。
第四步，将序列zlong在时域上重复2份作为长同步信号的主体部分；
最后，将长同步信号主体部分尾部长度Lcp,long＝NDFT/2的部分拷贝复接到最前端作为 循环前缀。最终得到完整的长同步信号同步信号。
本发明提供的长同步信号频域基础序列slong在5种不同带宽传输模式下，采用不同的 序列设计。对于传输模式0，1和2，带宽相对比较大，对PAPR要求比较高，采用恒模的多相位序列作为基础序列，可以在保持优良的相关特性的同时，降低PAPR。对于传输模 式3和4，带宽较小，PAPR较好控制。但受限于短同步信号使用的r较小，可以估计的频 偏范围有限，需要设计对频偏和定时偏差不敏感的同步序列。经过对比，在传输模式3 和4，采用与短同步信号类似的BPSK调制二进制随机序列。按照本发明提供的序列设计， 五种传输模式下长同步信号的PAPR分别为2.75dB,1.76dB,1.76dB,1.76dB和1.25dB， 远低于数据OFDM符号的PAPR(通常高于8dB)，这使得长同步信号的发射功率可以进一 步地增加，提高接收信噪比和同步的鲁棒性。
本发明提供了长同步信号频域基础序列slong在五种传输模式下的生成方式，细节如 下：
对传输模式0，序列slong的生成方法是：
其中，是序列的的相位旋转序号，取值如下表所示。
表3传输模式0下长同步信号基础序列相位旋转序号取值
对传输模式1，序列slong的生成方法是：
其中，是序列的的相位旋转序号，取值如下表所示。
表4传输模式1下长同步信号基础序列相位旋转序号取值
对传输模式2，序列slong的生成方法是：
其中，是序列的的相位旋转序号，取值如下表所示。
表5传输模式2下长同步信号基础序列相位旋转序号取值
对于传输模式3，序列slong是BPSK二进制随机序列，直接映射到Zlong的结果参考下表:
表6传输模式3下长同步信号基础序列元素取值
对于传输模式4，序列slong是BPSK二进制随机序列，直接映射到Zlong的结果参考下表:
表6传输模式4下长同步信号基础序列元素取值
本发明提出的物理层系统同步信号接收方法的流程，如图10所示：
步骤1，对模数转换后接收到的高倍采样的中频或零中频数字信号进行数字前端处 理，包括频谱搬移、匹配滤波和下采样处理后，得到处理后的基带信号
步骤2，按照短同步信号第1层序列长度L1,short为延迟量和相关累加窗长，计算接收 到的基带信号的第1层延迟自相关，定义接收信号u的延迟自相关R(τ)如下：
步骤3，对R(τ)按照L1,short为延迟量，按照L2,short-1为累加次数，做第2层的延迟累加，得到最终的自相关结果P(d)：
步骤4，计算接收信号平均功率E(d)，计算方法如下：
注意，这步操作在硬件电路上，可以与之前的步骤并行处理；
步骤4，在预设同步搜索窗口内，搜索自相关P(d)的峰值，峰值位置记为
其中argmax(x)表示搜索x的最大值所在位置。
步骤5，将预设的自相关门限被接收信号平均功率加权后，与搜索到的峰值比较，得 到自相关同步成功指示flagshort(1表示同步成功，0表示未成功)
步骤6，如果flagshort等于0，则表示当前未搜索到有效的MB-OFDM信号，需要返回步骤1继续搜索；如果flagshort等于1，则表示捕获到了有效MB-OFDM信号，利用相关峰值 进行频偏估计，并将估计得到的频偏和峰值位置作为同步结果输出，系统状态机转入步 骤7开始的长同步信号同步阶段。频偏计算方法如下
其中，arg(x)表示计算x的角度。
步骤7，将置入频偏补偿模块，对频偏进行补偿。利用调整符号定时，并根据短同步信号序列长度，推算出长同步信号的边界位置，并以此从接收信号中将长同步 信号截取出来。
步骤8，对接收到的长同步信号按照L1,long为延迟量,L1,long为累加窗口，计算延迟相 关值：
残留频偏的细估计结果由自相关峰值的相位计算得到：
其中，表示自相关峰值位置。
步骤9，将置入频偏补偿模块，对频偏进一步补偿。对长同步信号进行互相关操作，根据互相关峰值位置，得到准确的符号定时。
对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背 离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论 从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。
应该注意到并理解，在不脱离前述权利要求所要求的本发明的精神和范围的情况下， 能够对上述详细描述的本发明作出各种修改和改进。因此，要求保护的技术方案的范围 不受所给出的任何特定示范教导的限制。
Claims (23)
1.一种同步信号的生成方法，其特征在于，所述同步信号的主体在时域上由多层子序列逐层进行外积处理后生成。
2.如权利要求1所述的同步信号的生成方法，其特征在于，所述同步信号至少用于接收端检测确定信道中传输的是否为期望接收的信号。
3.如权利要求1所述的同步信号的生成方法，其特征在于，所述同步信号位于物理帧或物理块的开始位置。
4.如权利要求1所述的同步信号的生成方法，其特征在于，所述同步信号用于载波频偏估计和定时同步。
5.如权利要求1所述的同步信号的生成方法，其特征在于，所述同步信号的主体其离散时间表达式为
其中，s＝{si,0≤i＜L}是所述同步信号对应的离散时间序列，长度为L；xm＝{xm,l,0≤l＜Lm},1≤m≤M是第m层的子序列，长度为Lm；M是层数；符号表示向量外积(也叫Kroneckerproduct，克罗内克积)。
6.如权利要求5所述的同步信号的生成方法，其特征在于，第m(m＞1)层外积的处理方法是：
其中，ym是第m(m＞1)层外积的输出结果，长度为y0＝x1。
7.如权利要求5所述的同步信号的生成方法，其特征在于，各层子序列长度的乘积，需要等于同步信号的长度，即
8.如权利要求5所述的同步信号的生成方法，其特征在于，每一层输出都满足加权重复特性。即ym可等分成Lm段，任意两段子序列相同位置元素之间只相差了对应xm序列元素的权重。
9.如权利要求5所述的同步信号的生成方法，其特征在于，各层子序列采用的序列类型和调试方式都相互独立。
10.如权利要求5所述的同步信号的生成方法，其特征在于，可直接在时域通过外积生成，再经过上采和成型滤波，得到期望的发送符号速率和频谱形状后，送给数模转换器进行发送。
11.如权利要求5所述的同步信号的生成方法，其特征在于，可直接在时域通过外积生成，符号速率与最终发射的符号速率相等；再通过L点的离散傅立叶变换(DFT)到频域，在频域进行频谱修正，将不需要发射功率的子载波位置上的数值置0；最后进行L点离散逆傅立叶变换(IDFT)回到时域，送给数模转换器进行发送。
12.如权利要求6所述的同步信号的的生成方法，其特征在于，第m层输出序列ym，可以先通过L(m)点的离散傅立叶变换(DFT)变换到频域，在频域进行频谱修正，将不需要发射功率的子载波位置上的数值置0；最后通过L(m)点离散逆傅立叶变换(IDFT)得到新的时域信号数值，刷新原ym的元素数值后输出给下一层使用。
13.如权利要求1所述的同步信号的的生成方法，其特征在于，可以在时域上再进行多次重复，增加分集增益。
14.如权利要求5所述的同步信号的生成方法，其特征在于，生成一种短同步信号，长度为Lshort；其在时域上表现为双层加权重复结构，即完整的短同步信号由一个长度为L1,short第1层短时域同步序列{zshort,i:i＝0,1,...,L1,short-1}与另一个长度为L2,short的第2层随机序列{yshort,j:j＝0,1,...,L2,short-1}进行外积后得到，其中Lshort＝L1,short·L2,short；短同步信号的生成步骤如下：
第一步，优选一个PAPR和相关特性都比较理想的基础随机序列，记为{sshort,k:k＝0,1,...,V}；其中V是MB-OFDM系统里指定传输模式选项里长度为NDFT的频域符号里可以放置的同步子载波个数；
第二步，将序列sshort按照一定的间隔r映射到长度为NDFT的频域子载波集合{Zshort,n:n＝-NDFT/2,...,NDFT/2-1}里，映射方法如下：
其中，Zshort,p＝sshort,k，(-NDFT/2≤p＜NDFT/2)是频域有效子载波位置上的同步序列元素；为了避免发射信号出现直流干扰，Zshort的直流位置固定置0，即Zshort,0≡0；同步序列子载波序号p的取值规则如下：
p＝g+k*r,0≤k≤V
其中，g是Zshort中负半频最靠近边带的第一个有效子载波序号；r是相邻有效子载波之间的间隔子载波数；
第三步，将Zshort进行IDFT处理，得到长度为NDFT的时域同步符号，其中包含了r份完全相同的长度为L1,short的第1层时域短序列zshort，且L1,short·r＝NDFT；
最后，将序列zshort与第2层长度为L2,short的随机序列yshort进行外积；一种实现方法是，将序列zshort在时域上先重复L2,short份；第j份序列zshort整体与yshort的第j个元素yshort,j相乘，得到最终短同步信号的第j部分；
MB-OFDM系统是采用OFDM为物理层传输技术，可以支持多速率发送的通信系统；
MB-OFDM系统支持5种不同发送速率的传输模式，每种传输模式的系统参数如下表所示：
其中，英文符号定义如下：
DFT：离散傅立叶变换
IDFT：离散逆傅立叶变换
OFDM：正交频分复用
MB-OFDM：多带宽正交频分复用
CP：循环前缀
s：本发明所述的分层同步信号
xm：本发明所述的分层同步信号的第m层子序列
L：本发明所述的分层同步信号长度
M：本发明所述的分层同步信号的层数
Lm:序列xm的长度
ym：本发明所述的分层同步信号的第m层输出结果
L(m)：ym的长度
NDFT：DFT点数
Lshort：MB-OFDM系统短同步信号总长度
L1,short:MB-OFDM系统短同步信号第1层子序列长度
L2,short:MB-OFDM系统短同步信号第1层子序列长度
sshort:MB-OFDM系统短同步信号的基础序列
sshort,k：序列sshort的第k个元素
Zshort：MB-OFDM系统短同步信号生成过程中的频域子载波集合
Zshort,n：序列Zshort的第n个元素
zshort：MB-OFDM系统短同步信号的第1层时域序列
yshort:MB-OFDM系统短同步信号的第2层时域序列
yshort,j:yshort的第j各元素
g：Zshort中负半频最靠近边带的第一个有效同步子载波序号
r：Zshort中相邻有效同步子载波之间的间隔子载波数
V：Zshort中有效同步子载波个数。
15.如权利要求14所述的短同步信号的生成方法，其特征在于，在不同带宽传输模式下，关键参数取值不同，典型传输模式下关键参数取值如下表所示：
其中，英文符号定义如下：
NDFT：DFT点数
g：Zshort中负半频最靠近边带的第一个有效同步子载波序号
r：Zshort中相邻有效同步子载波之间的间隔子载波数
V：Zshort中有效同步子载波个数
L1,short:MB-OFDM系统短同步信号第1层子序列长度
L2,short:MB-OFDM系统短同步信号第1层子序列长度
sshort:MB-OFDM系统短同步信号的基础序列
yshort:MB-OFDM系统短同步信号的第2层时域序列。
16.一种单层结构的同步信号的生成方法，其特征在于，时域结构包括循环前缀和同步信号主体序列两部分；长同步信号的主体序列(长度为Llong＝2NDFT)在时域上表现为双倍重复结构，即由一个长度为NDFT的同步序列{zlong,i:i＝0,1,...,L1,long-1}在时域上重复两次生成；循环前缀在时域上是长同步信号主体序列尾部长度为Lcp,long(0＜Lcp,long＜NDFT)部分的复制。长同步信号信号总长度为Llong+Lcp,long；长同步信号的生成步骤如下：
第一步，优选一个PAPR和相关特性都比较理想的基础随机序列，记为{slong,k:k＝0,1,...,V}；其中V是MB-OFDM系统里指定传输模式选项里长度为NDFT的频域符号里可以放置的同步子载波个数；
第二步，将同步序列slong按以下规则映射到长度为NDFT的频域子载波集合{Zlong,n:n＝-NDFT/2,...,NDFT/2-1}里：
第三步，将Zlong进行离散逆傅立叶变换IDFT处理，得到长度为NDFT的序列zlong；
第四步，将序列zlong在时域上重复2份作为长同步信号的主体部分；
最后，将长同步信号主体部分尾部长度为Lcp,long的部分复制复接到最前端作为循环前缀。最终得到完整的长同步信号同步信号；
其中，英文符号定义如下：
DFT：离散傅立叶变换
IDFT：离散逆傅立叶变换
OFDM：正交频分复用
MB-OFDM：多带宽正交频分复用
NDFT：DFT点数
Lcp,long：MB-OFDM系统长同步信号的循环前缀长度
Llong：MB-OFDM系统长同步信号的主体序列长度
slong：MB-OFDM系统长同步信号的频域基础序列
slong,k：slong的第k个元素
Zlong：MB-OFDM系统长同步信号信号生成过程中的频域子载波集合
zlong:Zlong进行IDFT处理后得到的时域序列。
17.如权利要求16的同步信号的生成方法，其特征在于，长同步信号频域基础序列slong在MB-OFDM系统五种传输模式下的生成方式如下：
对传输模式0，序列slong的生成方法是：
其中，是序列的的相位旋转序号，取值如下表所示：
对传输模式1，序列slong的生成方法是：
其中，是序列的的相位旋转序号，取值如下表所示：
对传输模式2，序列slong的生成方法是：
其中，是序列的的相位旋转序号，取值如下表所示：
对于传输模式3，序列slong是BPSK调制的二进制随机序列，直接映射到Zlong的结果参考下表:
对于传输模式4，序列slong是BPSK调制的二进制随机序列，直接映射到Zlong的结果参考下表:
其中，英文符号定义如下：
OFDM：正交频分复用
MB-OFDM：多带宽正交频分复用
BPSK：二进制相移键控
slong：MB-OFDM系统长同步信号信号的频域基础序列
slong,k：slong的第k个元素
Zlong：MB-OFDM系统长同步信号信号生成过程中的频域子载波集合
构成序列slong的相位旋转序号
n：MB-OFDM系统频域子载波序号。
18.一种包含权利要求1的物理层通信系统同步信号的的生成方法，其特征在于，包含两个同步信号，短同步信号在前，长同步信号在后，短同步信号的主体在时域上由多层子序列逐层进行外积处理后生成。
19.如权利要求18所述的物理层通信系统同步信号的的生成方法，其特征在于，长同步信号属于单层结构，其主体在时域上表现为双倍重复结构。
20.如权利要求19所述的物理层通信系统同步信号的的生成方法，其特征在于，短同步信号的生成方法和步骤，包含权利要求14；长同步信号的生成方法和步骤，包含权利要求16。
21.一种同步信号的接收方法，其特征在于，所述方法包括：
处理步骤，对模数转换后接收到的高倍采样的中频或零中频数字信号进行频谱搬移、匹配滤波和下采样处理后，得到处理后的基带信号；
检测步骤,利用同步信号每层的加权重复特性，进行逐层的延迟自相关处理。每层在做延迟自相关的时候，需要将该层的加权系数除掉，以便恢复出无调制的自相关结果；自相关结果进行归一化之后，与预设门限比较，可以判断接收信号中是否可能存在期望接收信号；超过门限的归一化后的相关峰值所在位置指示了定时同步信息，峰值相位指示了频率同步信息，以此可以完成帧边界同步、符号定时同步和载波频率同步；
其中，所述同步信号的主体在时域上由多层子序列逐层进行外积处理后生成。
22.一种同步信号的接收装置，其特征在于，所述装置包括：
处理单元，对模数转换后接收到的高倍采样的中频或零中频数字信号进行频谱搬移、匹配滤波和下采样处理后，得到处理后的基带信号；
检测单元,利用同步信号每层的加权重复特性，进行逐层的延迟自相关处理；每层在做延迟自相关的时候，需要将该层的加权系数除掉，以便恢复出无调制的自相关结果；自相关结果进行归一化之后，与预设门限比较，可以判断接收信号中是否可能存在期望接收信号；超过门限的归一化后的相关峰值所在位置指示了定时同步信息，峰值相位指示了频率同步信息，以此可以完成帧边界同步、符号定时同步和载波频率同步；
其中，所述同步信号的主体在时域上由多层子序列逐层进行外积处理后生成。
23.一种物理层通信系统同步信号的的接收方法，其特征在于，包含如下步骤：
步骤1，对模数转换后接收到的高倍采样的中频或零中频数字信号进行数字前端处理，包括频谱搬移、匹配滤波和下采样处理后，得到处理后的基带信号；
步骤2，按照短同步信号第1层序列长度L1,short为延迟量和相关累加窗长，计算接收到的基带信号的第1层延迟自相关，定义接收信号u的延迟自相关R(τ)如下：
步骤3，对R(τ)按照L1,short为延迟量，按照L2,short-1为累加次数，做第2层的延迟累加，得到最终的自相关结果P(d)：
步骤4，计算接收信号平均功率E(d)，计算方法如下：
注意，这步操作在硬件电路上，可以与之前的步骤并行处理；
步骤4，在预设同步搜索窗口内，搜索自相关P(d)的峰值，峰值位置记为
其中argmax(x)表示搜索x的最大值所在位置；
步骤5，将预设的自相关门限被接收信号平均功率加权后，与搜索到的峰值比较，得到自相关同步成功指示flagshort(1表示同步成功，0表示未成功)：
步骤6，如果flagshort等于0，则表示当前未搜索到有效的MB-OFDM信号，需要返回步骤1继续搜索；如果flagshort等于1，则表示捕获到了有效MB-OFDM信号，利用相关峰值进行频偏估计，并将估计得到的频偏和峰值位置作为同步结果输出，系统状态机转入步骤7开始的长同步信号同步阶段；频偏计算方法如下：
其中，arg(x)表示计算x的角度；
步骤7，将置入频偏补偿模块，对频偏进行补偿。利用调整符号定时，并根据短同步信号序列长度，推算出长同步信号的边界位置，并以此从接收信号中将长同步信号截取出来；
步骤8，对接收到的长同步信号按照L1,long为延迟量,L1,long为累加窗口，计算延迟相关值：
残留频偏的细估计结果由自相关峰值的相位计算得到：
其中，表示自相关峰值位置；
步骤9，将置入频偏补偿模块，对频偏进一步补偿；对长同步信号进行互相关操作，根据互相关峰值位置，得到准确的符号定时；
其中，所述物理层通信系统同步信号的的生成方法包含权利要求20；
其中，英文符号定义如下：
Lshort：MB-OFDM系统短同步信号总长度
L1,short:MB-OFDM系统短同步信号第1层子序列长度
L2,short:MB-OFDM系统短同步信号第1层子序列长度
yshort:MB-OFDM系统短同步信号的第2层时域序列
yshort,j:yshort的第j各元素
Llong：MB-OFDM系统长同步信号的主体序列长度
u：MB-OFDM系统的基带接收信号
R(τ)：MB-OFDM系统短同步信号自相关器输出
P(d)：MB-OFDM系统短同步信号自相关第2层去权重合并后的输出
E(d)：MB-OFDM系统的接收信号平均功率
P(d)平方的最大值位置
flagshort：MB-OFDM系统短同步信号同步成功指示信号
MB-OFDM系统短同步信号的粗频偏估计结果
fs：MB-OFDM系统的采样率
Rlong(d)：MB-OFDM系统长同步信号自相关器输出
Rlong(d)平方的最大值位置
MB-OFDM系统长同步信号的细分数倍频偏估计结果。
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