CN114650083A - 一种hplc双模高速无线系统的峰均比优化方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开HPLC双模高速无线系统的峰均比优化方法：1.定义系统参数；2.基于信道特征量设计频域导频子载波图样的位置规则；3.码元数据经过编码映射到数据子载波；设计PN序列，经BPSK调制后作为初始导频图样映射到导频子载波得频域OFDM符号，IFFT后得时域OFDM符号；4.对时域OFDM符号做能量峰值搜索和PAPR计算；5.计算的PAPR小于阈值时直接将时域OFDM符号送入发端滤波器；否则，记录OFDM符号序列中能量峰值对应的数值；基于峰值数值和位置形成具有位置对应的脉冲序列，做时域到频域序列的构建；6.对构建的频域序列只提取导频序列；7.将第3步频域OFDM符号减去提取的导频序列得到新的频域OFDM符号并做IFFT，得新的时域OFDM符号；8.将新的时域OFDM符号添加循环前缀后送入发端滤波器。

Description

一种HPLC双模高速无线系统的峰均比优化方法

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其是电力线无线通信领域，具体涉及一种HPLC(高速电力线载波)双模高速无线系统的峰均比优化方法。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)是一种特殊的多载波信号调制方法，该技术的显著优势是能够有效地对抗频率选择性衰落，且与传统并行数据传输相比频谱利用率高。但，OFDM调制技术也有一个明显的缺点是具有较高的峰均比PAPR。PAPR是PeaktoAverage Power Ratio的缩写，译为“峰值平均功率比”，简称峰均比。

国内外推出基于OFDM通信技术的各种技术标准，被广泛应用到有线通信系统(如电力线通信)和无线通信系统中。OFDM较高的峰均比，会使得OFDM符号存在较大的功率值差别，从而对各种硬件的线性工作范围要求较高，尤其是对模拟前端功率放大器的设计要求高，从而使得整体接收机对应用不同环境下的性能和成本提出较高要求。

发明内容

为弥补现有技术的不足，本发明提出一种HPLC双模高速无线系统的峰均比优化方法，在不增加带宽和数据帧的情况下降低整体符号的峰均比。

为达上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种HPLC双模高速无线系统的峰均比优化方法，包括如下步骤：S1、设计一HPLC双模高速无线系统，基于需求定义系统主要参数；S2、基于系统应用场景的信道特征量设计频域导频子载波图样的位置规则；S3、码元数据经过编码调制后，映射到数据子载波；设计一伪随机序列，经过BPSK调制后作为初始导频图样，映射到导频子载波，从而得到频域OFDM符号；对频域OFDM符号做快速傅里叶逆变换IFFT，得到时域OFDM符号；S4、对时域OFDM符号做能量峰值搜索和峰均比的计算；S5、设置一峰均比的阈值；步骤S4计算的峰均比小于该阈值时，直接将时域OFDM符号送入发端滤波器进行后续处理；否则，步骤S4计算的峰均比大于等于该阈值时，记录时域OFDM符号序列中能量峰值对应的数值；基于峰值数值和位置，形成具有位置对应的脉冲序列，做时域到频域序列的构建；S6、对构建的频域序列，只提取导频子载波对应位置的数值序列，作为导频序列；S7、将步骤S3得到的频域OFDM符号，减去步骤S6提取的导频序列，得到新的频域OFDM符号；对新的频域OFDM符号做快速傅里叶逆变换IFFT，得到新的时域OFDM符号；S8、将新的时域OFDM符号添加循环前缀，然后滤波，送入发端模拟前端，经过功率放大和上变频后发送。

本发明的有益效果在于：现有的电力无线OFDM的导频结构固定，不能适应不同时钟偏差和不同多径衰落信道环境，采用该方法设计导频可以根据实际的应用需求，设计出在不同时钟偏差和不同多径衰落信道环境下的最优导频，获得优质的通信效果。在不增加带宽和数据帧的情况下，仅增加少量计算，可明显降低整体符号的峰均比，同时对偶发的特别大的峰均比符号也有明显减小，得到较好的抑制效果。从而，进一步减小OFDM系统对各硬件器件的线性工作范围要求，可以进一步减少整体接收机的成本。

附图说明

图1是本发明实施例一种HPLC双模高速无线系统的峰均比优化的导频设计方法流程示意图；

图2是本发明实施例OFDM符号的数据子载波和导频子载波位置示意图；

图3是本发明具体实施下的优化对比。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施方式对本发明作进一步说明。

本发明实施例提出一种HPLC双模高速无线系统的峰均比优化方法，图1是该方法的流程图。参考图1，该方法包括：

S1、设计一HPLC双模高速无线系统，基于需求定义系统主要参数，具体如下：

标称带宽为BW，子载波间隔为fc，有效子载波数为Nactive＝BW/fc-1；数据子载波数为Ndata，导频子载波数为Npilot，且满足有效子载波数Nactive＝Ndata+Npilot；空子载波数为Nnull，则总子载波数为Nall＝Nactive+Nnull；其中，空子载波位于信号带宽的边带，导频子载波以预设的子载波间隔规则均匀地分布在数据子载波之间，形成连续的有效子载波，参见图2。

S2、基于系统应用场景的信道特征量设计频域导频子载波图样的位置规则：基于系统应用场景的信道特征参数，根据信道相干带宽、频偏变化和信道衰落变化周期设计频域的导频子载波之间间隔的子载波数Npilotgap，以及时域上需要插入导频的OFDM符号数Nofdmgap；其中，Npilotgap满足(2*Npilotgap)小于信道相干带宽；Nofdmgap满足经过系统频偏估计和补偿后得到残留频偏误差存在的情况下，(残留频偏误差*2*π*Nofdmgap*OFDM符号周期时间)的累积相位误差小于π/2。

S3、码元数据经过编码调制后，映射到数据子载波；设计一伪随机序列，经过BPSK(二进制相移键控)调制后作为初始导频图样，映射到导频子载波，从而得到频域OFDM符号；对频域OFDM符号做快速傅里叶逆变换IFFT，得到时域OFDM符号。

S4、对时域OFDM符号做能量峰值搜索和峰均比的计算。

步骤S4包括S41、在峰均比的计算过程中，同时对峰值进行搜索，记录最大峰值的数值和位置；

步骤S4还可包括S42、进一步扩展次峰值，对最大峰值的次峰值进行搜索并记录次峰值的数值和位置。可扩展多次，每搜索到一个次峰值，记录次峰值的数值和位置，然后将该次峰值看作当前最大峰值，继续搜索其次峰值，一直扩展下去。每扩展一次次峰值，其处理流程都参照最大峰值处理。

S5、设置一峰均比的阈值；步骤S4计算的峰均比小于该阈值时，直接将时域OFDM符号送入发端滤波器进行后续处理；否则，步骤S4计算的峰均比大于等于该阈值时，记录时域OFDM符号序列中能量峰值对应的数值；基于峰值数值和位置，形成具有位置对应的脉冲序列，做时域到频域序列的构建。步骤S5包括：

S51、步骤S4计算的峰均比大于等于所述阈值时，记录时域OFDM符号序列中能量峰值对应的数值，可以是原始数值，以保留更完整的峰值信息；此种情况下可以通过做FFT变换输出频域序列作为构建输出，或者通过步骤S52基于延时特征关系简化表示初始相位，来做频域序列的构建；

S52、对原始数值的实部和虚部取较大值作为数值表征，另一路的数据置零，则将时域的提取峰值序列变换成实部或虚部的具有一定时间延迟(此时间延迟可看成Ndly个采样点位置的延迟，也对应了时域序列峰值的位置序号)的脉冲序列，从而使得经过FFT变化的序列的初始相位具有脉冲信号的FFT延时特征关系，则此时可以不做FFT变换，而直接利用时延和公式的转换直接进行相位计算得到频域序列作为构建输出。时延特征关系表示如下：

其中，X(k)表示OFDM频域子载波序列，k为频域子载波序号，k＝0,1,…,Nall-1；Nall为全部子载波数；x(n)为时域序列，n＝0,1,…,Nall-1；Ndly表示时域序列峰值的位置序号，也是时域OFDM符号的数值采样点个数。

在步骤S42进行了次峰值的扩展的基础上，步骤S5还可包括：

S53、在步骤S42的基础上，对步骤S42扩展的次峰值，依照步骤S52进行计算，并与此前搜索的峰值所对应的步骤S52的计算结果相加。

S6、对构建的频域序列，只提取导频子载波对应位置的数值序列，作为导频序列。步骤S6具体包括：

S61、在步骤S52的基础上，基于延时特征关系简化表示初始相位；

S62、在步骤S52和步骤S61的基础上，由于导频位置之间为均匀的Npilotgap，因此导频之间的相位差是相同的；因此可以根据步骤S52中保留的是实部还是虚部，以及峰值位置直接得到幅值归一化的具有相位关系的导频序列，从而减少FFT的复杂计算；基于公式(1)，当仅提取导频子载波对应位置的X(Kpilot)时，做如下变化：

Kpilot(k_pilot)＝Npilotgap*k_pilot+Kpilot(0) (2)

其中，X(Kpilot)表示第K个导频子载波在频域的子载波序号；Kpilot(k_pilot)为第k_pilot个导频子载波的位置序号，Kpilot∈(0,Nall-1)，k_pilot＝0,1,…,Npilot-1；则将式(2)带入式(1)得到：

当确定k_pilot时，只有含n的累加项为未知对象，其他分量均明确；又由于x(n)为只有n＝Ndly时有数值，且x(n)在步骤S51中为复数峰值序列，在步骤S52中为实部或虚部，因此累加项就变成如下计算公式(4)：

S63、在步骤S42的基础上，对步骤S53处理后得到的信息，以步骤S62的计算处理，并与最大峰值对应的步骤S62的输出进行相加，作为步骤S6最终输出的保留导频子载波对应位置的数值序列，再送入步骤S7。

S7、将步骤S3得到的频域OFDM符号，减去步骤S6提取的导频序列，得到新的频域OFDM符号；对新的频域OFDM符号做快速傅里叶逆变换IFFT，得到新的时域OFDM符号。

S8、将新的时域OFDM符号添加循环前缀，然后滤波，送入发端模拟前端，经过功率放大和上变频后发送。

下面通过一个具体的示例对本发明的效果进行验证。

步骤1、设计一个HPLC双模高速无线系统，其主要参数如下表1所示：

表1

总子载波数Nall	32
		数据子载波数Ndata	19
导频子载波数Npilot	6
		空子载波数Nnull	6
导频子载波间隔的子载波数Npilotgap	4

步骤2、产生随机的QPSK调制数据映射到数据子载波位置；并在导频子载波位置填充BPSK调制的全0序列，形成频域的OFDM符号，做IFFT得到时域OFDM符号序列。

步骤3、对时域OFDM符号序列做能量峰值搜索，记录下能量峰值的数值和位置，并同时计算OFDM符号总能量。用总能量除以Nall得到平均能量。峰值能量除以平均能量，得到峰均比PAPR。若PAPR小于预设的PAPR阈值，则直接添加循环前缀后，送入发端滤波器，进入后续处理；否则，当PAPR大于等于阈值时，进入峰均比优化的导频设计处理。

步骤4、将能量峰值的位置记录为Ndly，对能量峰值保留，其余置零，做傅里叶变换FFT，得到频域序列，并仅提取导频子载波位置的序列，其余子载波置零的序列定义为A。进一步地，取能量峰值数值中实部或虚部幅值较大的一路，归一化幅值，并通过时延特征和简化计算仅计算导频子载波位置的相位构建频域序列，定义为B。

步骤5、对步骤2形成的频域符号减去A序列形成新的OFDM(此种情况对应于“直接峰值优化”)；或进一步地，对步骤2形成的频域符号减去B序列形成新的OFDM(此种情况对应于“峰值加简化运算优化”)；将两种情况新形成的频域OFDM符号分别做IFFT，得到对应的新的时域OFDM符号序列，并重新计算对应的峰均比PAPR。所得到的结果如图3所示，不采用本发明的优化方法的情况下峰均比较大，而采用本发明的优化方法优化后峰均比有较大程度改善(可满足小于阈值)。个别偶发的特别大的峰均比优化后，有一定改善，但仍会较大，可进一步运用此优化方法做进一步优化。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种HPLC双模高速无线系统的峰均比优化方法，其特征在于，包括如下步骤：

S1、设计一HPLC双模高速无线系统，基于需求定义系统主要参数；

S2、基于系统应用场景的信道特征量设计频域导频子载波图样的位置规则；

S3、码元数据经过编码调制后，映射到数据子载波；设计一伪随机序列，经过BPSK调制后作为初始导频图样，映射到导频子载波，从而得到频域OFDM符号；对频域OFDM符号做快速傅里叶逆变换IFFT，得到时域OFDM符号；

S4、对时域OFDM符号做能量峰值搜索和峰均比的计算；

S5、设置一峰均比的阈值；步骤S4计算的峰均比小于该阈值时，直接将时域OFDM符号送入发端滤波器进行后续处理；否则，步骤S4计算的峰均比大于等于该阈值时，记录时域OFDM符号序列中能量峰值对应的数值；基于峰值数值和位置，形成具有位置对应的脉冲序列，做时域到频域序列的构建；

S6、对构建的频域序列，只提取导频子载波对应位置的数值序列，作为导频序列；

S7、将步骤S3得到的频域OFDM符号，减去步骤S6提取的导频序列，得到新的频域OFDM符号；对新的频域OFDM符号做快速傅里叶逆变换IFFT，得到新的时域OFDM符号；

S8、将新的时域OFDM符号添加循环前缀，然后滤波，送入发端模拟前端，经过功率放大和上变频后发送。

2.如权利要求1所述的HPLC双模高速无线系统的峰均比优化方法，其特征在于，步骤S1中基于需求定义系统主要参数如下：

标称带宽为BW，子载波间隔为fc，有效子载波数为Nactive＝BW/fc-1；数据子载波数为Ndata，导频子载波数为Npilot，且满足有效子载波数Nactive＝Ndata+Npilot；空子载波数为Nnull，则总子载波数为Nall＝Nactive+Nnull；其中，空子载波位于信号带宽的边带，导频子载波以预设的子载波间隔规则均匀地分布在数据子载波之间，形成连续的有效子载波。

3.如权利要求2所述的HPLC双模高速无线系统的峰均比优化方法，其特征在于，步骤S2包括：

基于系统应用场景的信道特征参数，根据信道相干带宽、频偏变化和信道衰落变化周期设计频域的导频子载波之间间隔的子载波数Npilotgap，以及时域上需要插入导频的OFDM符号数Nofdmgap；其中，Npilotgap满足(2*Npilotgap)小于信道相干带宽；Nofdmgap满足经过系统频偏估计和补偿后得到残留频偏误差存在的情况下，(残留频偏误差*2*π*Nofdmgap*OFDM符号周期时间)的累积相位误差小于π/2。

4.如权利要求3所述的HPLC双模高速无线系统的峰均比优化方法，其特征在于，步骤S4包括：

S41、对峰均比计算的过程中，同时对峰值进行搜索，记录最大峰值的数值和位置。

5.如权利要求4所述的HPLC双模高速无线系统的峰均比优化方法，其特征在于，步骤S4还包括：

S42、对次峰值进行搜索，并记录次峰值的数值和位置；并且，每扩展一个次峰值，依照最大峰值的处理流程进行处理。

6.如权利要求5所述的HPLC双模高速无线系统的峰均比优化方法，其特征在于，步骤S5包括：

S51、步骤S4计算的峰均比大于等于所述阈值时，记录时域OFDM符号序列中能量峰值对应的数值是原始数值；此种情况做FFT变换输出频域序列作为构建输出，或者通过步骤S52计算初始相位来做频域序列的构建；

S52、对原始数值的实部和虚部取较大值作为数值表征，另一路的数据置零，则将时域的提取峰值序列变换成实部或虚部的具有预定时间延迟的脉冲序列，并通过公式(1)对该脉冲序列直接进行相位计算得到频域序列作为构建输出；该预定时间延迟为Ndly个采样点位置的延迟，也对应了时域序列峰值的位置序号；

其中，X(k)表示OFDM频域子载波序列，k为频域子载波序号，k＝0,1,…,Nall-1；Nall为全部子载波数；x(n)为时域序列，n＝0,1,…,Nall-1；Ndly表示时域序列峰值的位置序号，也是时域OFDM符号的数值采样点个数。

7.如权利要求6所述的HPLC双模高速无线系统的峰均比优化方法，其特征在于，步骤S5还包括：

S53、在步骤S42的基础上，对步骤S42扩展的次峰值，依照步骤S52进行计算，并与此前搜索的峰值所对应的步骤S52的计算结果相加。

8.如权利要求7所述的HPLC双模高速无线系统的峰均比优化方法，其特征在于，步骤S6包括：

S61、在步骤S52的基础上，基于延时特征关系简化表示初始相位；

S62、在步骤S52和步骤S61的基础上，由于导频位置之间为均匀的Npilotgap，因此导频之间的相位差是相同的；因此根据步骤S52中保留的是实部还是虚部，以及峰值位置直接得到幅值归一化的具有相位关系的导频序列，从而减少FFT的复杂计算；基于公式(1)，当仅提取导频子载波对应位置的X(Kpilot)时，做如下变化：

Kpilot(k_pilot)＝Npilotgap*k_pilot+Kpilot(0) (2)

其中，X(Kpilot)表示第K个导频子载波在频域的子载波序号；Kpilot(k_pilot)为第k_pilot个导频子载波的位置序号，Kpilot∈(0,Nall-1)，k_pilot＝0,1,…,Npilot-1；则将式(2)带入式(1)得到：

当确定k_pilot时，只有含n的累加项为未知对象，其他分量均明确；又由于x(n)为只有n＝Ndly时有数值，且x(n)在步骤S51中为复数峰值序列，在步骤S52中为实部或虚部，因此累加项就变成如下计算公式(4)：

S63、在步骤S42的基础上，对步骤S53处理后得到的信息，以步骤S62的计算处理，并与最大峰值对应的步骤S62的输出进行相加，作为步骤S6最终输出的保留导频子载波对应位置的数值序列，再送入步骤S7。

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