CN102255832B - 一种正交频分复用超宽带系统的帧检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种正交频分复用超宽带系统的帧检测方法，其基本流程为：将接收到的模/数转换器采样数据进行1∶4串并变换，串并变换后的数据分为两路，一路首先使用优化的匹配滤波器系数进行匹配滤波，然后对匹配滤波后的结果进行延迟复乘运算，使用指数形式的加权系数对延迟复乘的结果进行准匹配滤波得到判决量，最后对该判决量进行4倍下采样处理；为了减少加权累加的计算量，使用了多相分解来实现。另外一路数据经功率估计，得到功率估计值，并对该功率估计值进行4倍下采样处理；为了降低计算量，功率估计和4倍下采样处理均采用多相分解实现，且每个多相分量均使用递归算法实现。两路计算的结果输入到比较器，判决是否有帧存在。

Description

一种正交频分复用超宽带系统的帧检测方法

技术领域

本发明属于短距离无线通信技术领域，具体涉及到OFDM-UWB（Orthogonal Frequency Division Multiplexing-Ultra Wideband，正交频分复用超宽带）通信系统的帧检测方法。

背景技术

超宽带（UWB）技术在不影响授权用户的前提下可以自由使用3.1GHz-10.6GHz的频谱进行短距离无线通信，具备大容量、高速率、低功耗、短距离等特点，具有广阔的应用前景。目前由WiMedia联盟提出的OFDM-UWB标准已经成为UWB系统的重要解决方案。

OFDM-UWB系统继承了一般OFDM（正交频分复用）系统的许多优点，如频谱利用率高，抗多径能力强，FFT实现简单，但也保持了OFDM系统的一些缺点，如对定时同步、频偏同步敏感。同时由于应用条件的限制，OFDM-UWB系统也有自身的特点，如高采样率、高时钟频率、低复杂度、低功耗、低信噪比等。这些都是OFDM-UWB系统设计需要考虑的关键因素。

OFDM-UWB是基于帧结构的传输方式，在每一个帧的开始都有一个帧同步（PS Packet/Frame Synchronization）序列，可用于自动增益控制(AGC  Auto-Gain-Control）调整、帧检测、符号定时同步以及载波频偏估计。帧检测处于OFDM-UWB接收机的最前端，用于判断信道上是否有有效帧的存在从而决定是否进行下一步操作，直接影响整个系统的性能。然而OFDM-UWB系统发射功率低、多径信道分量密集均增大了帧检测的难度。同时为了满足OFDM-UWB低复杂度、低功耗的要求，又必须尽可能地降低硬件实现复杂度。因此，如何在满足性能指标的条件下尽可能降低帧检测模块的复杂度是OFDM-UWB系统的关键技术之一。

多径信道下具有较好鲁棒性的检测器为广义似然比检测器(GLRT  Generalized Likelihood Ratio Test）。首先使用本地已知的基本帧同步序列与接收信号进行互相关或匹配滤波，其次将经过匹配滤波器相关或匹配后的数据平方后累加以收集多径能量，最后将平方后累加的结果与与接收信号的平均功率进行比较。在2011年1月19日公布的发明专利申请201010295043.9中提出了改进的OFDM-UWB帧检测方法：a) 使用基本帧同步序列的符号位序列作为匹配滤波器的系数对接收信号进行匹配滤波，这样匹配滤波就可以避免大量乘法运算，减少了硬件资源的使用。b) 使用延迟复乘代替GLRT中的平方操作，降低噪声的影响。c) 使用与多径信道的功率延迟谱（Profile）具有近似分布的加权系数对延迟复乘结果进行准匹配滤波代替GLRT中单纯的累加操作，提高了检测性能。该专利改进的方法在保证性能的同时大大降低了实现复杂度，但也存在着明显的不足在于：

（1）此方法只是考虑低速的OFDM-UWB系统（采样频率≤100MHz）下的帧检测，高速的OFDM-UWB系统采样频率已经达到528MHz，如果仍使用此方法将无法使用现场可编程逻辑门阵列(FPGA)进行验证。

（2）使用帧同步序列的符号位序列作为匹配滤波器的系数与接收到的信号进行互相关，一方面每个时钟需要计算128次累加，计算仍然复杂；另一方面基本帧同步序列中的较小值本来应该对整个匹配滤波的结果影响非常小，如果在低信噪比下使用符号位序列匹配时仍考虑较小值的符号位就相当于夸大了其作用进而引入了噪声，会降低检测性能。

（3）使用相当于加权累加的准匹配滤波器代替单纯的累加操作，增加了硬件资源和计算复杂度。

（4）每个时钟需要估计一次信号功率值，计算复杂度仍然很大。

发明内容

技术问题：本发明提供了一种可在保证性能的前提下进一步降低计算复杂度的正交频分复用超宽带系统的帧检测方法。

技术方案：一种正交频分复用超宽带系统的帧检测方法，包括以下步骤：

1）使用模拟/数字转换器对模拟基带信号进行采样并转换为数字信号；

2）将步骤1）中的数字信号经过1：4串并变换后输入到帧检测模块，所述帧检测模块采用四路并行处理；

3）帧检测模块使用优化的匹配滤波器系数对步骤2）中串并变换后的数字信号进行匹配滤波；优化的匹配滤波器系数的产生方法为：先取匹配滤波器的各个系数值为基本帧同步序列的符号位，然后将基本帧同步序列中最小的N个值所对应的匹配滤波器系数置为0，其中0≤N<64；

4）对步骤3中匹配滤波后的结果进行延迟复乘运算，降低噪声对检测性能的影响；

5）使用指数形式的加权系数对步骤4）中延迟复乘运算的结果进行准匹配滤波得到判决量，然后对该判决量进行4倍下采样处理；

6）对步骤2）中经1:4串并变换后的采样数据进行功率估计，得到功率估计值，并对该功率估计值进行4倍下采样处理；

7）将步骤5）中经过了4倍下采样处理后的判决量与步骤6）中4倍下采样处理后的功率估计值进行比较，如果判决量大于或等于功率估计值，则判断检测到了有效帧，并输出该结果；如果判决量小于功率估计值，则判断没有检测到有效帧，并输出该结果。

本发明中，模拟/数字转换器的采样频率为528MHz，帧检测模块的时钟工作在132MHz。

本发明的步骤3）中，所述的N为48，即将基本帧同步序列中最小的48个值所对应的匹配滤波器系数置为0。 

本发明的步骤5）中，准匹配滤波和4倍下采样处理均采用多相分解实现。

本发明的步骤6）中，功率估计和4倍下采样处理均采用多相分解实现，进行所述功率估计时，用于多相实现的各个多相分量都使用递归实现。    

有益效果：本发明的正交频分复用超宽带系统的帧检测方法，其相对于现有技术具有如下优点：

首先，本发明采用了四路并行处理，避免系统工作在高速率状态，便于使用现场可编程门阵列（FPGA）进行硬件逻辑验证。

其次，本发明采用了优化的匹配滤波器系数与接收信号进行匹配滤波，优化后的匹配滤波器系数将基本帧同步序列较小的N个值对应的匹配滤波器系数置为0，其中0≤N<64。这样一方面使得匹配滤波计算中每个时钟内的累加个数减少，降低了硬件实现复杂度；另一方面，基本帧同步序列中的较小值本来应该对整个匹配滤波的结果影响非常小，如果在低信噪比下使用符号位序列匹配时仍考虑较小值的符号位就相当于夸大了其作用进而引入了噪声，本发明中优化的匹配滤波器系数忽略了基本帧同步序列中的较小值的符号位，降低噪声影响，进而提高性能。

同时，本发明对准匹配滤波器和信号功率估计结果均使用了4倍下采样处理，这样平均每个时钟内准匹配滤波的计算量和功率估计的计算量均降为原来的1/4。

优选的，优化的匹配滤波器系数产生时将基本帧同步序列较小的48个值对应的匹配滤波器系数置为0，能够使得漏检概率最小，达到最佳的检测性能。

优选的，准匹配滤波器和功率估计均使用多相滤波器实现，充分发挥了数字信号处理的能力，使得单位时间内的乘法器、加法器及比较器的工作次数均减少，降低了计算量和功耗。

附图说明

图1为OFDM-UWB的帧结构，图中PS序列表示帧同步序列，由若干个基本同步符号组成，CE序列表示信道估计序列，Header表示帧头部，Payload表示帧的负载数据；

图2为帧检测模块的逻辑结构框图；

图3为基本PS序列时域波形。基本PS序列长度为128，横坐标表示基本PS序列的序号（1≤n≤128），纵坐标表示基本PS序列的值；

图4为使用基本PS序列符号位序列实现的匹配滤波器系数。匹配滤波器的系数的个数为128，横坐标为匹配滤波器系数的序号（1≤n≤128），纵坐标表示匹配滤波器的值，只能取-1或+1；

图5为优化后的匹配滤波器系数。优化后的匹配滤波器的系数个数为128，横坐标为匹配滤波器系数的序号（1≤n≤128），纵坐标表示匹配滤波器的值，可取-1，0或+1；

图6为不同的优化滤波器系数对漏检概率的影响，图中SNR为接收信号的信噪比；

图7为匹配滤波器的原理结构示意图，图中×表示乘法器，∑表示加法器，箭头表示数据流的方向；

图8为延迟复乘信号经过准匹配滤波器后的功率谱密度；

图9为准匹配滤波器结构示意图，箭头表示数据流向，数据先经过冲击响应为h(n)的准匹配滤波器，然后4倍下采样。图中h(n)表示准匹配滤波器的冲击响应，其中n表示准匹配滤波器冲击响应的序号（0<n<32），4表示4倍下采样处理；

图10为准匹配滤波器多相分解的结构示意图，箭头表示数据流向，数据经过延迟器后4倍下采样，然后通过各分支滤波器，最后将各分支结果相加。其中D ^-k 表示延迟k个时钟，∑表示加法器；

图11为递归实现的功率估计结构示意图，箭头表示数据流向。数据平方后分为两路一路直接送入累加器，另外一路送入延迟128个时钟的延迟器。当前累加器的输出结果为前一个时钟的累加器的输出值加上当前输入值减去由延迟器输入的值。其中D ^-k 表示延迟k个时钟，+、∑表示加法器；

图12为多相分解实现的功率估计结构示意图，箭头表示数据流向，数据经过延迟器后4倍下采样，然后通过各递归实现的分支，最后将各分支结果相加。其中D ^-k 表示延迟k个时钟，+、∑表示加法器。

具体实施方式

本发明的一种正交频分复用超宽带系统的帧检测方法，包括以下步骤：

1）使用采样频率为528MHz的模拟/数字转换器对模拟基带信号进行采样并转换为数字信号；

2）将步骤1）中的数字信号经过1：4串并变换后输入到帧检测模块，所述帧检测模块采用四路并行处理；

3）帧检测模块使用优化的匹配滤波器系数对步骤2）中串并变换后的数字信号进行匹配滤波；优化的匹配滤波器系数的产生方法为：先取匹配滤波器的各个系数值为基本帧同步序列的符号位，然后将基本帧同步序列中最小的N个值所对应的匹配滤波器系数置为0，其中0≤N<64；

4）对步骤3中匹配滤波后的结果进行延迟复乘运算，降低噪声对检测性能的影响；

5）使用指数形式的加权系数对步骤4）中延迟复乘运算的结果进行准匹配滤波得到判决量，然后对该判决量进行4倍下采样处理；

6）对步骤2）中经1:4串并变换后的采样数据进行功率估计，得到功率估计值，并对该功率估计值进行4倍下采样处理；

7）将步骤5）中经过了4倍下采样处理后的判决量与步骤6）中4倍下采样处理后的功率估计值进行比较，如果判决量大于或等于功率估计值，则判断检测到了有效帧，并输出该结果；如果判决量小于功率估计值，则判断没有检测到有效帧，并输出该结果。

本发明中，模拟/数字转换器的采样频率为528MHz，帧检测模块的时钟工作在132MHz。

本发明的步骤3）中，N取值为48，即将基本帧同步序列中最小的48个值对应的匹配滤波器系数置为0。 

本发明的步骤5）中，准匹配滤波和4倍下采样处理均采用多相分解实现。

本发明的步骤6）中，功率估计和4倍下采样处理均采用多相分解实现，进行所述功率估计时，用于多相实现的各个多相分量都使用递归实现。

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的说明。

OFDM-UWB接收机首先必须对信道中的有效帧进行检测。帧检测模块在信道中存在有效帧时输出“检测到有效帧”，反之则输出“没有检测到有效帧”。由于OFDM-UWB系统高速率、低功耗的要求使得帧检测的方法不能复杂。

如图1所示，OFDM-UWB数据帧包括了帧同步（PS）序列，信道估计（CE）序列数据头（Header）和数据（Payload）。其中PS序列是由定义于时域上的自相关性能很好的基本PS序列构成，由WiMedia联盟提出的MB-OFDM UWB系统的ECMA368标准针对不同的逻辑信道定义了不同的基本PS序列，一种典型的PS序列的时域波形如图3所示。本实施例中PS序列由连续8个如图3所示的基本PS序列组成。

图2给出了帧检测模块的结构框图。首先将接收到的模拟数字转换器（A/D）采样信号经过一个1：4串并变换，其次将数据分为两支路，一支路数据经过优化的匹配滤波器后延迟复乘，再经过使用多相滤波器实现的准匹配滤波器得到判决量U _n ，送入比较器进行判决。另外一支路数据计算模平方后进入使用多相滤波器实现的功率估计器估计信号功率P _n ，功率估计值乘以预设门限值TH后送入比较器。比较器判断是否检测到有效帧存在。

下面对各个模块分别进行具体说明。

1．串并变换

OFDM-UWB系统带宽为528MHz, A/D采样速率为528MHz, 为了避免系统工作在528MHz的高速率状态，将信号经过1:4串并变换。帧检测模块内部时钟132MHz,每个时钟对4个采样信号进行处理。

2．优化匹配滤波

基本PS序列为s(n) 0≤n≤127（如图3所示），接收信号为r(n)，匹配滤波器的系数为p(n)，则经过匹配滤波器后的结果为c(n)=∑¹²⁷ _m=0  p(m)r(n-m)。最佳匹配滤波器的系数为p(n)=s(127-n) 0≤n≤127，考虑到简化硬件实现可以使用基本PS序列的符号位序列p(n)=sign(s(127-n)) 0≤n≤127，这样就可以省去128个乘法器。但s(n)中较小值本应该对匹配滤波的值影响很小，如果考虑了其符号位就夸大了其幅度，在低信噪比条件下相当于引入了噪声。式中s为发射的基本PS序列，n为表示时间的下标，r为接收到的信号，p为匹配滤波器系数，c为匹配滤波器后的输出结果，sign(·)为取符号运算，即正数结果为1，负数结果为-1。

作为一种优选方案，本发明使用基本PS序列的符号位序列，并将p(n)中基本PS序列较小值的符号位忽略，即当|s(127-n)|<threshold时, p(n)=0，其余情况下p(n)=sign(s(127-n))  0≤n≤127， threshold为门限值。

为了得到threshold ，设被忽略的小信号功率为P _ignored ，s(n)总功率为P _total ，令被忽略功率值和总功率值之比为ITR=10lg(P _ignored /P _total ), lg(·)表示以10为底的对数。画出在不同信噪比下不同ITR的漏检概率。如图6所示，在低信噪比下ITR为-9dB时比使用全部s(n)符号位作为匹配滤波器系数有1dB的性能增益。实例中ITR为-9dB时，s(n)中被忽略的较小值的个数为48个，相比较原来的128点累加节省了1/3的加法器资源。

匹配滤波器实现的结构示意图如图7所示。

3．延迟复乘运算

对匹配滤波后的结果做延迟复乘运算，以减小噪声的影响。z(n)=c(n)×c ^*(n-128),其中z为延迟复乘后的结果，c为匹配滤波后的结果，n为表示时间的下标。

4．多相分解实现准匹配滤波

延迟复乘的结果近似于信道的Profile, 使用与类似于信道Profile的系数对延迟复乘的结果进行加权累积，相当于对延迟复乘结果进行了准匹配滤波，可以进一步提高信噪比，改善检测性能。

实例中准匹配滤波冲激响应为h(n) =α ^L-1-n (0<α<1,0≤n≤L-1)，其中α为大于0小于1的参数，L为准匹配滤波器系数的长度，n表示滤波器系数的序号。相当于一个低通滤波器。经过准匹配滤波器后的信号的功率谱密度如图8所示。此时信号处于过采样状态，没有必要对每一个数据都进行比较判决，可以对数据进行下采样。实例中采用4倍下采样，如图9所示。

图9中的结构可以进行多相分解，以降低实现复杂度。

准匹配滤波器的多相分解为：

H(z)=∑ _n=0 ^L-1 h(n)z ^-n =∑ _q=0 ³ G _q (z ⁴)z ^-q

其中H(z)为对准匹配滤波器系数进行Z变换得到的系统函数。L为准滤波器系数长度。G _q (z)为准匹配滤波器H(z)的第q个多相分量的系统函数：

G _q (z)=∑ _p=0 ^L/4-1 h(4p+q)z ^-p (q=0,1,2,3)

由此得到的准匹配滤波器的多相分解简化实现如图10所示。多相分解实现的准匹配滤波使得整个滤波运算都在1/4采样速率上进行，降低实现复杂度。实例中L=32，如果使用图9所示的结构，单位时间需要32次乘法31次加法运算，而使用图10的结构单位时间只需8次乘法7次加法运算。

5．多相实现功率估计

对接收信号进行长度为128点的功率估计，可以使用递归实现：

sum _n =sum _n-1 +|r(n)|²-|r(n-128)|²

^P _n = sum _n  /128

其中n为表示离散时间的下标。r(n)为n时刻的接收信号。sum _n 表示n时刻，128个接收信号的总能量。 ^P _n 表示n时刻接收信号的功率。

由于实现步骤5中采用了4倍下采样，这里同样也进行4倍下采样，实现结构如图11所示。

类似于实现步骤5，可以使用多相分解实现功率估计，使得在不增加硬件结构的基础上，将加法器工作速率变为原来的1/4。

多相实现的功率估计器如图12所示。

6．比较器

将步骤5、6计算的结果送入比较器进行比较。由于步骤5、6中均进行了4倍的下采样处理，使得比较器仅工作在1/4采样速率上。

Claims (4)

1.一种正交频分复用超宽带系统的帧检测方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

1）使用模拟/数字转换器对模拟基带信号进行采样并转换为数字信号；

2）将步骤1）中的数字信号经过1：4串并变换后输入到帧检测模块，所述帧检测模块采用四路并行处理；

3）帧检测模块使用优化的匹配滤波器系数对步骤2）中串并变换后的数字信号进行匹配滤波；所述优化的匹配滤波器系数的产生方法为：先取匹配滤波器的各个系数值为基本帧同步序列的符号位，然后将基本帧同步序列中最小的N个值所对应的匹配滤波器系数置为0，其中0≤N<64；

4）对步骤3）中匹配滤波后的结果进行延迟复乘运算，降低噪声对检测性能的影响；

5）使用指数形式的加权系数对步骤4）中延迟复乘运算的结果进行准匹配滤波得到判决量，然后对该判决量进行4倍下采样处理；

6）对步骤2）中经1:4串并变换后的采样数据进行功率估计，得到功率估计值，并对该功率估计值进行4倍下采样处理；

7）将步骤5）中经过了4倍下采样处理后的判决量与步骤6）中4倍下采样处理后的功率估计值进行比较，如果判决量大于或等于功率估计值，则判断检测到了有效帧，并输出该结果；如果判决量小于功率估计值，则判断没有检测到有效帧，并输出该结果。

2.根据权利要求1所述正交频分复用超宽带系统的帧检测方法，其特征在于，步骤3）中，所述的N为48。

3.根据权利要求1所述正交频分复用超宽带系统的帧检测方法，其特征在于，步骤5）中所述的准匹配滤波和4倍下采样处理均采用多相分解实现。

4.根据权利要求1所述正交频分复用超宽带系统的帧检测方法，其特征在于，步骤6）中所述功率估计和4倍下采样处理均采用多相分解实现，进行所述功率估计时，用于多相分解实现的各个多相分量都使用递归实现。

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