CN101867382B - 全数字欠采样脉冲式超宽带接收机 - Google Patents

全数字欠采样脉冲式超宽带接收机 Download PDF

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Abstract

本发明属于超宽带无线通信电子技术领域，具体为一种全数字欠采样脉冲式超宽带接收机。其系统架构包括片外带通滤波器、低噪声放大器、可变增益放大器、片内带通滤波器、模数转换器、后端数字处理模块、功率检测器、控制器；模数转换器直接欠采样量化射频前端的放大信号；数字处理模块先进行信道估计，然后利用信道估计结果实现符号同步并产生信道模板，最后利用信道模板检测输出数据。本发明可以解决当前一些全数字结构接收机的灵活性差、性能低、传输数据速度慢、误码率高、功耗大等缺点，具有上百兆的高速数据传输速率、低功耗、可靠性强的特点，可应用于高速数据传输的多媒体、无线局域网络等短矩离无线通信领域。

Description

全数字欠采样脉冲式超宽带接收机
技术领域
本发明属于超宽带无线通信电子技术领域，具体涉及高速的脉冲式超宽带接收机。
背景技术
脉冲式超宽带(impulse radio ultra wideband, IR-UWB)无线通信系统直接发射宽度为纳秒或亚纳秒级的脉冲，采用极低的发射功率，功率谱密度不超过-41.3dBm/MHz，具有超宽带、低截获率/低侦察率、抗多径、穿透力强、逻辑结构简单等优点。采用极窄脉冲作为信息载体，无需载波和调制信号，使得发射机电路结构简单；但多径是IR-UWB信道的特点之一，多径是接收机设计的难点，使得接收机电路较为复杂。目前为止IR-UWB还没有一个统一的标准，使得设计具有极大的空间。IR-UWB接收机系统的设计是超宽带系统的关键，早期的IR-UWB接收机采用的结构都是基于Rake接收机原理，在接收端采用多支路收集信号的多径，都是基于射频和模拟前端来处理信号的。比较成熟的接收机系统方案采用匹配滤波器将接收的射频信号进行相关处理，接着由后面的模拟基带或数字基带处理，这样做可以降低基带处理的工作频率，但采用匹配滤波器相关的结构，接收机中亚纳秒级脉冲模板的设计和多径支路加大了电路的复杂性，同时实现窄脉冲的同步也是一个难点。采用传输参考波(Transmitted Reference)方法，不需要产生相关所需的本地脉冲，但其缺点在于传输的参考波，自身经空间传输受到噪声和失真污染，将其作为匹配滤波器模板进行相关操作，恶化了误码率；同时对于亚纳秒级的窄脉冲，在电路上实现精确延时比较困难。采用能量检测的方法，即自相关，这种结构简单，自相关受自身噪声和失真等干扰较大，误码率较差。目前的全数字结构接收机将接收信号频谱划分成多个频率带分段处理，采用多个滤波器和ADC电路实现，功耗较大，此方案在电路实现上较复杂，特别是高频、窄带的带通滤波器在目前的芯片电路中较难实现。采用以上方法实现的接收机，其性能受到自身结构的限制，一般限制应用于较低速的定位、探测和监测等低速传输无线通信领域。
发明内容
针对当前脉冲式超宽带接收机存在的问题，本发明提出一种全数字、欠采样的接收机，以实现高速的短距离无线通信，采用全数字结构和欠采样的方法，以降低复杂度和成本，并增强灵活性和可行性。
本发明提出的脉冲式超宽带接收机，采用全数字结构，其系统结构如图1所示，由片外带通滤波器(BPF1)、低噪声放大器(LNA)、可变增益放大器(VGA)、片内带通滤波器(BPF2)、模数转换器(ADC)、后端数字处理模块、功率检测器(Power Detector)、控制器(Controller)组成；前端由天线直接接收射频信号，进入片外带通滤波器(BPF1) 滤波，然后依次经低噪声放大器(LNA)和可变增益放大器(VGA)两级放大，再由片内带通滤波器(BPF2)滤波，由模数转换器(ADC)采样，将模拟信号量化为数字信号，并输入后端数字处理模块(digital backend)；同时由功率检测器(Power detector)检测可变增益放大器(VGA)输出信号的均方根(RMS)，将结果输入数字处理模块(digital backend)，数字处理模块(digital backend)经过处理，通过输出反馈信号来控制可变增益放大器(VGA)放大倍数；数字处理模块(digital backend)按照操作顺序恢复数据的算法，依次进行：信道估计、同步、数据检测。即首先进行信道估计，然后利用信道估计同时完成信号的粗同步和精同步，最后产生信道模板开始数据检测。 
本发明所述的接收机，其物理层帧采用全“1”的训练码和数据流组成；其中训练码脉冲发送周期大于信道冲激响应的时间长度，数据脉动冲发送频率超过百兆的速度。
本发明所述的接收机，全数字结构的射频前端至少包括低噪声放大器LNA、可变增益放大器VGA、模数转换器ADC，且依次连接。
本发明所述的接收机，其数字处理模块以一个脉冲发送周期内采样量化的数据为一组，所有数据处理都是基于数据组并行处理，大大降低数字处理模块(digital backend)的工作频率。
本发明所述的接收机，其先进行信道估计，利用信道估计结果实现符号的粗同步，即找到帧头，再实现符号的精同步，即找到第一个脉冲到达位置；最后计算估计值和接收值的方差，比较大小来判定，恢复数据，作为数据检测算法。
本发明所述的接收机中，信道估计算法：以一个训练码脉冲发送周期内模数转换器ADC采样量化值为一组数据，发送N个训练码，则连续求M个出N组数据的平均值，找出M个平均值中的最大值作为信道估计结果。
本发明所述的接收机中，同步算法：信道估计中采用N组数据计算平均值，当找到最大的信道估计结果时，此时的第一个脉冲周期即为物理层的帧头。 利用信道估计最大值，找出最大值这组数据中能量最集中的一部分，其第一个值即为帧的第一个脉冲位置。
本发明所述的接收机中，检测算法：利用信道估计结果，产生信道模板；考虑发送数据的两种情况，利用信道估计结果产生的模板，加入发送数据之间的码间干扰，分别估算两种情况的接收信号的大小，将其与实际接收到的信号大小作比较，计算方差大小，方差小的作为最后数据判定结果。
本发明所述的接收机，其芯片是基于CMOS工艺的。
下面详细叙述发明具体内容：
(一)帧结构设计
图3所示中间层表示数据帧的结构，由训练码和数据组成；底层表示时域上训练码和数据的关系，                                                
Figure 157969DEST_PATH_IMAGE001
为训练码发送周期，
Figure 339551DEST_PATH_IMAGE002
为数据发送周期，其中训练码发送码间无干扰，数据发送码间有干扰。顶层表示数据模块的操作步骤，按顺序依次信道估计、帧同步符号粗同步、符号精同步、数据检测。在接收机数字处理模块中，先进行信道估计，然后利用信道估计结果进行帧同步、符号粗同步和精同步，结合信道估计模板进行数据检测。
为了简化信道估计，忽略码间干扰，采用
Figure 857120DEST_PATH_IMAGE003
Figure 491364DEST_PATH_IMAGE004
时间周期发送
Figure 870524DEST_PATH_IMAGE005
个训练码来进行信道估计，时间内集中信道冲激响应80%～90%的能量；采用上百兆以上的数据发送周期，数据间必须考虑码间干扰。采用直接序列发送，帧训练码序列采用全”1”（或”-1”），为了消除频谱图中的功率峰值谱的出现，发送的数据采用
Figure 795252DEST_PATH_IMAGE008
序列编码：
Figure 227370DEST_PATH_IMAGE009
，为伪随机二进制序列编码。
(二) 发送端的传输脉冲信号模型：
脉冲式超宽带收发系统中传输信号采用无载波信号传送方式，直接将基带信号转成亚纳秒级的极窄脉冲进行发射，发射脉冲为高斯脉冲二阶导数脉冲
Figure 993649DEST_PATH_IMAGE011
：
Figure 602485DEST_PATH_IMAGE012
                                       （1）
其中：
Figure 369452DEST_PATH_IMAGE013
是脉冲形成因子，为方差；脉冲的能量为
Figure 364401DEST_PATH_IMAGE015
Figure 460533DEST_PATH_IMAGE016
，通过调节
Figure 234454DEST_PATH_IMAGE017
因子来控制发射脉冲宽度。基带信号，采用BPSK调制方式，天线发射脉冲信号
Figure 51549DEST_PATH_IMAGE019
表示为：
Figure 634977DEST_PATH_IMAGE020
                                               （2）
其中，为发射数据个数，
Figure 932283DEST_PATH_IMAGE021
为脉冲发射周期。
(三) 信道模型
信道时域冲击响应：
Figure 125815DEST_PATH_IMAGE023
                                        （3）
其中，
Figure 241539DEST_PATH_IMAGE024
是簇数，
Figure 894368DEST_PATH_IMAGE025
是
Figure 375028DEST_PATH_IMAGE024
簇观察到的多径数目，
Figure 792103DEST_PATH_IMAGE024
簇
Figure 383621DEST_PATH_IMAGE026
径的信道增益系数是
Figure 94219DEST_PATH_IMAGE027
，
Figure 11360DEST_PATH_IMAGE028
是第
Figure 853414DEST_PATH_IMAGE024
簇到达时间，
Figure 248623DEST_PATH_IMAGE029
是簇径相对于
Figure 39576DEST_PATH_IMAGE028
的到达时间，信道反射因子
Figure 238476DEST_PATH_IMAGE030
随机取
Figure 720404DEST_PATH_IMAGE031
。
(四) 接收机
发射的高斯二阶单脉冲信号经过信道变成多径信号，考虑信道和收发机引入的噪声，加入噪声源(AWGN)
Figure 713768DEST_PATH_IMAGE032
，接收机输入信号
Figure 530414DEST_PATH_IMAGE033
：
                      （4）。
1）带通滤波器BPF1和BPF2
 在考虑单片集成整个接收机系统时，第一级带通滤波器BPF1为高频宽带，应采用片外滤波器实现。接收机系统中第二级带通滤波器BPF2可以采用片外内集成；带通滤波器BPF2工作在高频几GHz的频带上，目前的集成电路工艺较难实现BPF2滤波器与其它模块的单片集成，可以采用片外带通滤波器实现BPF2，但必须考虑与BPF2的输出和输入阻抗匹配、增益损失和噪声引入；也可以在此可以考虑将BPF2移除。
2）低噪声放大器LNA和可变增益放大器VGA
射频前端采用两级电路低噪声放大器LNA和可变增益放大器VGA进行放大，低噪声放大器LNA实现低噪声放大，控制系统的噪声系数；可变增益放大器VGA实现电路增益放大，满足后面模数转换器ADC采样量化要求的最佳信号幅度。在进行链路预算时，接收机系统射频前端的噪声系数为
Figure 603861DEST_PATH_IMAGE035
，包括天线、BPF1、LNA和VGA引入的噪声和非线性失真等。射频前端级联电路系统噪声系数
Figure 33705DEST_PATH_IMAGE035
：
Figure 134385DEST_PATH_IMAGE036
                                     （5）
Figure 409509DEST_PATH_IMAGE037
为低噪声放大器LNA功率放大系数，链路预算中低噪声放大器LNA功率增益放大倍数满足
Figure 69291DEST_PATH_IMAGE038
，整个射频前端电路的噪声系数主要由低噪声放大器LNA决定。在集成整个系统时，射频前端电路必须将前端低噪声放大器LNA的噪声系数设计得足够小，来达到低噪声的要求；同时提高低噪声放大器LNA的功率增益放大倍数
Figure 195696DEST_PATH_IMAGE037
，减小后级电路可变增益放大器VGA噪声对系统的影响。
3）可变增益放大器VGA
为实现模数转换器ADC量化器的最佳量化效果，必须控制可变增益放大器VGA增益系数
Figure 274511DEST_PATH_IMAGE040
，来提供理想的模数转换器ADC输入信号动态范围。锁定模数转换器ADC量程，脉冲式超宽带接收机系统中模数转换器ADC输入信号信噪比
Figure 382275DEST_PATH_IMAGE041
、均方根
Figure 153922DEST_PATH_IMAGE042
、模数转换器ADC精度为
Figure 370140DEST_PATH_IMAGE043
位时，输入与输出信噪比均方误差
Figure 252645DEST_PATH_IMAGE044
：
Figure 418178DEST_PATH_IMAGE045
                 （6）
其中模数转换器ADC输出信噪比
Figure 423043DEST_PATH_IMAGE046
，通过数据仿真的方法得到
Figure 860978DEST_PATH_IMAGE047
函数。锁定ADC量程，建立与
Figure 567214DEST_PATH_IMAGE048
数值关系，相对应的最优值
Figure 539718DEST_PATH_IMAGE049
和
Figure 464949DEST_PATH_IMAGE050
关系：
Figure 705568DEST_PATH_IMAGE051
                                    （7）
采用IEEE802.15.3a信道模型，数值仿真建立ADC输入信号与的关系，得出脉冲式超宽带接收机模数转换器ADC中最佳输入
Figure 526260DEST_PATH_IMAGE053
。数值仿真结果表明模数转换器ADC精度
Figure 164046DEST_PATH_IMAGE054
 bit时，模数转换器ADC输出信号的量化误差主要由模数转换器ADC输入信号的信噪比
Figure 345628DEST_PATH_IMAGE041
决定，因此系统电路设计时模数转换器ADC的精度
Figure 800880DEST_PATH_IMAGE043
位采用4位以下即可。
4）功率检测器Power detector
 本发明所提出的功率检测器是基于脉冲式超宽带的多径信道，功率检测器检测的不是信号能量，而是信号的均方根
Figure 700703DEST_PATH_IMAGE042
。功率检测器对模数转换器ADC输入信号进行分析，检测出模数转换器ADC输入信号的
Figure 79863DEST_PATH_IMAGE042
： 
Figure 381531DEST_PATH_IMAGE055
                                  （8）
功率检测器将检测结果输入到数字处理模块进行数据处理，而后将控制参数输出至控制器Controller模块；控制器Controller模块调整可变增益放大器VGA的增益来控制
Figure 804422DEST_PATH_IMAGE042
，根据公式(7)提供的仿真数据关系，得出最优的
Figure 191541DEST_PATH_IMAGE050
，进而确定可变增益放大器VGA增益
Figure 374392DEST_PATH_IMAGE056
。
5）模数转换器ADC
 脉冲式超宽带传输系统采用极窄脉冲波传输信息，占用3.6GHz-10.1GHz频段，若以2倍的奈奎斯特频率采样，目前的集成电路工艺较难实现这样高速的模数转换器ADC。本发明的系统算法基于时域，采样频率是大于两倍信号带宽、低于2倍奈奎斯特采样频率的。
发射的高斯二阶单脉冲信号经过信道变成多径信号，通过低噪声放大器、可变增益放大器放大。考虑信道和收发机引入的噪声，加入噪声源(AWGN)
Figure 264988DEST_PATH_IMAGE032
，接收机ADC量化前的信号：
                     （9）
令
Figure 719737DEST_PATH_IMAGE059
，经过ADC采样，第
Figure 730418DEST_PATH_IMAGE060
个
Figure 760691DEST_PATH_IMAGE021
周期中第
Figure 856823DEST_PATH_IMAGE061
个采样点信号
Figure 178214DEST_PATH_IMAGE062
：
（10）
其中ADC采样精度
Figure 447839DEST_PATH_IMAGE064
。
6）数字处理模块
图2是本发明的接收机数字处理模块结构，本发明的脉冲式超宽带接收机算法是有别于通常的通信系统，信道估计和同步是同时实现的，利用初步的信道估计结果进行同步，完成同步的同时精确的信道估计也实现了。功率检测器检测输入信号
Figure 844316DEST_PATH_IMAGE042
，将结果输出给控制器，以决定是否启动数字处理模块工作。将模数转换器ADC采样量化值输入信道估计模块(Channel Estimator)，信道估计模块不断更新初步的信道估计结果，将其输出到帧同步和符号粗同步模块(Coarse Syn.)，实现帧同步，找到帧头，达到符号的粗同步。粗同步模块将粗同步的信道估计值输给符号精同步模块(Symbol Fine Syn.)，即达到脉冲同步；精同步后随即产生信道模板(Channel Template)，由信道模板和检测模块(Detector)判定数据。 
下面是数字处理模块的详细内容：
6.1）信道估计
第
Figure 94032DEST_PATH_IMAGE060
个
Figure 141622DEST_PATH_IMAGE003
周期内，ADC采样量化接收到的训练脉冲值
Figure 451381DEST_PATH_IMAGE065
。假定发射训练码脉冲信号
Figure 388561DEST_PATH_IMAGE067
 ，此时模数转换器ADC采样量化接收到的训练码信号
Figure 87396DEST_PATH_IMAGE068
，令
Figure 568056DEST_PATH_IMAGE069
由
Figure 876808DEST_PATH_IMAGE043
位ADC采样量化为，第
Figure 490509DEST_PATH_IMAGE060
个
Figure 142070DEST_PATH_IMAGE003
周期内的量化值
Figure 785455DEST_PATH_IMAGE071
：
Figure 180664DEST_PATH_IMAGE072
                    （11）
将
Figure 995037DEST_PATH_IMAGE005
个时间内的信道量化值求平均作为信道估计结果，信道估计
Figure 163161DEST_PATH_IMAGE074
：
Figure 424378DEST_PATH_IMAGE075
                             （12） 。
6.2）同步算法
脉冲式超宽带系统不存在载波而是直接脉冲发射，因此不需要考虑载波的相位和频率同步，信道估计模块在无信号数据传输时，信道估计模块也计算
Figure 640727DEST_PATH_IMAGE076
，这大大增加了系统电路功耗。本发明增加了功率检测器模块，物理层粗同步采用功率检测器和信道估计相结合的方法。功率检测器一方面检测信号是否有信号，以启动数字模块工作；另一方面可以检测模数转换器ADC输入信号调整可变增益放大器VGA来优化量化误差。设定启动信道估计模块工作的阈值，当功率检测器检测值
Figure 250066DEST_PATH_IMAGE042
大于阈值
Figure 789762DEST_PATH_IMAGE077
，信道估计模块开始工作。信道估计模块求连续
Figure 219607DEST_PATH_IMAGE005
个
Figure 257970DEST_PATH_IMAGE003
周期内的采样量化值的平均值，因为训练序列码采用的是全“1”或全“-1”序列码，当信道估计值
Figure 798673DEST_PATH_IMAGE074
达到最大
Figure 51931DEST_PATH_IMAGE078
，则物理层帧同步及符号粗同步达到，物理层帧的帧头找到。利用
Figure 387097DEST_PATH_IMAGE079
实现物理层符号精同步，即第一个脉冲在模板中的位置。
图4中
Figure 381598DEST_PATH_IMAGE080
表示发送脉冲信号的时序，表示接收端的信号时序，
Figure 771439DEST_PATH_IMAGE071
表示信道估计时序，三者之间存在延时，计算 
Figure 339824DEST_PATH_IMAGE081
和
Figure 556041DEST_PATH_IMAGE082
之间的延时即实现符号精同步。计算信道估计与接收信号
Figure 604080DEST_PATH_IMAGE081
的第一个脉冲之间的延时
Figure 405683DEST_PATH_IMAGE084
，以此确定训练码周期中第一个脉冲位置，即实现符号精同步。利用符号粗同步时信道估计结果找出时间来完成精同步，即找到每个符号的第一个脉冲位置。取
Figure 753116DEST_PATH_IMAGE085
,则，令：
Figure 588533DEST_PATH_IMAGE087
，考虑时间段内的能量值，即
Figure 749705DEST_PATH_IMAGE089
个序列的平方和：
                                          （13）
得到平方和序列
Figure 712161DEST_PATH_IMAGE091
，找出序列
Figure 287630DEST_PATH_IMAGE092
中的最大值对应的下标，即求出了延时
Figure 469213DEST_PATH_IMAGE093
对应的下标
Figure 986782DEST_PATH_IMAGE094
：
Figure 886605DEST_PATH_IMAGE095
                                                   （14）
中接收信号
Figure 265765DEST_PATH_IMAGE081
和信道估计模板
Figure 301854DEST_PATH_IMAGE096
之间的延时
Figure 787062DEST_PATH_IMAGE093
确定，也即实现接收信号符号精同步。
6）信号检测和信道模板
数据发送速率为上百兆，考虑信号能量集中在
Figure 174181DEST_PATH_IMAGE006
时间内，计算
Figure 294715DEST_PATH_IMAGE006
时间内的符号干扰。将接收信号中数据信号
Figure 450890DEST_PATH_IMAGE097
与信道估计模板同步，即移动时间
Figure 310261DEST_PATH_IMAGE093
，接收信号为
Figure 919097DEST_PATH_IMAGE098
，记为
Figure 967956DEST_PATH_IMAGE099
。
Figure 791686DEST_PATH_IMAGE043
位ADC采样量化第
Figure 759642DEST_PATH_IMAGE060
个周期中第个数据信号记为
Figure 364116DEST_PATH_IMAGE100
，则第
Figure 307932DEST_PATH_IMAGE060
个数据周期
Figure 446790DEST_PATH_IMAGE007
时间内的量化值
Figure 889272DEST_PATH_IMAGE101
：
Figure 138988DEST_PATH_IMAGE102
         （15）
取信道估计模板长度为单个脉冲发送周期整数倍，令
Figure 140573DEST_PATH_IMAGE103
，则同步信道估计模板
Figure 450332DEST_PATH_IMAGE104
：
Figure 583373DEST_PATH_IMAGE105
                                          （16）
将
Figure 258285DEST_PATH_IMAGE104
分为
Figure 98065DEST_PATH_IMAGE106
个子模板，令
Figure 844304DEST_PATH_IMAGE107
，其中
Figure 136746DEST_PATH_IMAGE108
，记传输的前
Figure 806892DEST_PATH_IMAGE109
数据为
Figure 501179DEST_PATH_IMAGE110
，考虑前
Figure 152740DEST_PATH_IMAGE109
个数据对第
Figure 260373DEST_PATH_IMAGE060
个数据的干扰， 
Figure 655583DEST_PATH_IMAGE006
时间长的信道响应，则只有第
Figure 17425DEST_PATH_IMAGE111
个数据对第个数据存在符号间干扰，若发送的第个数据
Figure 164876DEST_PATH_IMAGE112
，叠加符号间干扰，则第
Figure 850066DEST_PATH_IMAGE060
个信号估计值
Figure 109009DEST_PATH_IMAGE113
：
Figure 660076DEST_PATH_IMAGE114
                                                            （17）
信号估计
Figure 351083DEST_PATH_IMAGE113
与模数转换器ADC采样量化值
Figure 874468DEST_PATH_IMAGE115
方差比较，分别考虑
Figure 101050DEST_PATH_IMAGE116
和 
Figure 342675DEST_PATH_IMAGE117
时的方差，对
Figure 696427DEST_PATH_IMAGE112
估计判定：
Figure 74319DEST_PATH_IMAGE118
                                             （18）。
本发明的效果：
本发明提出全数字欠采样脉冲式超过宽带接收机可以达到上百兆传输速度，采用全数字的结构，使得射频前端电路结构简单，采用数字处理模块处理信号增强了系统的灵活性和易实现性。本发明的提出克服了基于rake原理的相关、基于能量的自相关、基于分段多频带处理的全数字结构接收机的复杂性、高功耗、可靠性差、误码率高的问题；可以大幅度降低电路功耗，简化电路结构，增强系统的可靠性，降低误码率，实现高速率数据传输。可应用于高速数据传输的多媒体、无线局域网络等短矩离无线通信领域。 
附图说明
图1 是本发明的全数字欠采样脉冲式超宽带接收机的基本组成。其中，BPF1 为片外带通滤波器，BPF2 为片内带通滤波器，LNA为低噪声放大器，VGA为可变增益放大器 ，ADC为模数转换器，Power Detector为功率控测器， Controller为控制器 ， Digital Backend为数字处理模块 。
图2 是数字处理模块的组成。其中，Channel Estimator为信道估计模块，Channel Template为信道估计模板，Controller为控制模块， ADC为模数转换器， Detector为检测模块，Coarse Syn.为符号粗同步模块， Symbol Fine Syn.为符号精同步模块，VGA为可变增益放大器VGA的控制信号，Output为检测出的数据输出信号 ，PowerDetector为功率控测器，Control为输入控制器Controller的信号。
图3 是传输数据帧的组成。其中，中间层：数据帧的结构，由训练码和数据组成；顶层：数据模块的操作步骤，按顺序依次信道估计、帧同步符号粗同步、符号精同步、数据检测；
底层：时域上训练码和数据的关系，
Figure 534119DEST_PATH_IMAGE119
为训练码发送周期，
Figure 997462DEST_PATH_IMAGE120
为数据发送周期，其中训练发送码间无干扰，数据发送码间有干扰。
图4 是数字处理模块的同步算法中发送脉冲、接收脉冲、信道估计三者之间时域关系示意图，
Figure 358167DEST_PATH_IMAGE120
为数据发送周期，信道估计
Figure 856144DEST_PATH_IMAGE083
与接收信号
Figure 424529DEST_PATH_IMAGE081
的第一个脉冲之间的延时
Figure 640747DEST_PATH_IMAGE093
。
具体实施方式
（一）发送端
数据帧的结构，采用3072个全“1”脉冲作为训练码，训练码脉冲发送周期为50ns；发送数据100000个数据，数据脉冲发送周期为7.5ns，则计算出数据发送周期约为110MHz。发送二阶高斯脉冲的控制因子
Figure 133039DEST_PATH_IMAGE017
=0.5，发射脉冲幅度为300mV。
（二）接收端
低噪声放大器LNA为噪声系数为3dB，增益为20dB；可变增益放大器VGA设计为20～40dB可调，按照4dB递加设计；带通滤波器BPF1和带通滤波器BPF2的带宽为3GHz～５GHz；模数转换器ADC采样速率为4GHz，采样精度为3bit；功率探测器Power Detector检测信号能量，按照可变增益放大器VGA对应的20～40dB的五档，检测信号的幅度分300mV为五档,将结果输给数字模块，由数字模块Controller控制可变增益放大器VGA放大倍数；可变增益放大器最初始的放大倍数为40dB，VGA功率检测器检测
Figure 485523DEST_PATH_IMAGE121
，当
Figure 428071DEST_PATH_IMAGE122
超过阈值1.5mW时，启动数字处理模块中信道估计模块工作；调整可变增益放大器VGA的放大倍数档，使得
Figure 866006DEST_PATH_IMAGE121
的值范围为1.5mW～2.0mW的范围内。
（三）数字处理模块
接收模数转换器ADC的输出数据，首先按照公式（12）进行信道估计，以3072为一组求平均值，连续计算1024个以3072为一组的50ns的采样值的平均值，作为信道估计结果，找出最大值作为初步的信道估计结果
Figure 365251DEST_PATH_IMAGE074
，则帧头已经找到，即实现帧同步和符号粗同步；　　　利用信道估计结果，采用公式（13）取＝30ns，则
Figure 673239DEST_PATH_IMAGE089
＝30；求出
Figure 710596DEST_PATH_IMAGE123
，即实现符号精同步；利用公式(16)产生信道估计模板
Figure 37672DEST_PATH_IMAGE104
，其中
Figure 181078DEST_PATH_IMAGE124
＝４，将信道模板分为4块，根据公式(17)(18)进行数据检测，检测出数据并输出。

Claims (8)

1. 一种全数字欠采样脉冲式超宽带接收机，采用全数字结构，其特征在于：由片外带通滤波器(BPF1)、低噪声放大器(LNA)、可变增益放大器(VGA)、片内带通滤波器(BPF2)、模数转换器(ADC)、后端数字处理模块、功率检测器(Power Detector)、控制器(Controller)组成；前端由天线直接接收射频信号，进入片外带通滤波器(BPF1) 滤波，然后依次经低噪声放大器(LNA)和可变增益放大器(VGA)两级放大，再由片内带通滤波器(BPF2)滤波，由模数转换器(ADC)采样，将模拟信号量化为数字信号，并输入后端数字处理模块(digital backend)；同时由功率检测器(Power detector)检测可变增益放大器(VGA)输出信号的均方根(RMS)，将结果输入数字处理模块(digital backend)，数字处理模块(digital backend)经过处理，而后将控制参数输出至控制器(Controller)模块；通过输出反馈信号由控制器(Controller) 模块来控制可变增益放大器(VGA)放大倍数；数字处理模块(digital backend)按照操作恢复数据的算法，首先进行信道估计，然后利用信道估计同时完成信号的粗同步和精同步，最后产生信道模板开始数据检测。
2. 如权利要求1所述的一种全数字欠采样脉冲式超宽带接收机，其特征还在于：物理层帧采用全“1”的训练码和数据流组成；其中训练码脉冲发送周期大于信道冲激响应的时间长度，数据脉冲发送频率超过百兆的速度。
3. 如权利要求1所述的全数字欠采样脉冲式超宽带接收机，其特征还在于：数字处理模块以一个脉冲发送周期内采样量化的数据为一组，所有数据处理都是基于数据组并行处理。
4. 如权利要求1所述的全数字欠采样脉冲式超宽带接收机，其特征还在于：该接收机先进行信道估计，利用信道估计结果实现符号的粗同步，即找到帧头，再实现符号的精同步，即找到第一个脉冲到达位置,最后计算估计值和接收值的方差，比较大小来判定，恢复数据，以此作为数据检测算法。
5. 如权利要求4所述的全数字欠采样脉冲式超宽带接收机，其特征还在于：所述进行信道估计的算法是：以一个训练码脉冲发送周期内模数转换器ADC采样量化值为一组数据，发送N个训练码，连续求M个N组数据的平均值，找出M个平均值中的最大值作为信道估计结果。
6. 如权利要求4所述的全数字欠采样脉冲式超宽带接收机，其特征还在于：所述同步的算法是：信道估计中采用N组数据计算平均值，当找到最大的信道估计结果时，此时的第一个脉冲周期即为物理层的帧头；利用信道估计最大值，找出最大值作为这组数据中能量最集中的一部分，其第一个值即为帧的第一个脉冲位置。
7. 如权利要求1所述的全数字欠采样脉冲式超宽带接收机，其特征还在于：所述的检测算法是：利用信道估计结果，产生信道模板；考虑发送数据的两种情况，利用信道估计结果产生的模板，加入发送数据之间的码间干扰，分别估算两种情况的接收信号的大小，将其与实际接收到的信号大小作比较，计算方差大小，方差小的作为最后数据判定结果。
8. 如权利要求1所述的全数字欠采样脉冲式超宽带接收机，其特征还在于：接收机芯片是基于CMOS工艺的。
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