CN102255631B - 基于时频转换和滑动相关的超宽带通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法。在超宽带通信系统的发射端，首先在发送数据中插入导频序列，然后进行基带调制和线性调频扩频，输出在可用射频频段的线性调频扩频超宽带发射信号。在超宽带通信系统的接收端，首先采用滑动相关的方法，通过对线性调频扩频超宽带参考信号的时延调整完成对接收信号的同步，然后将线性调频扩频超宽带参考信号与接收信号混频，即进行Dechirp处理，最后在经过低通滤波后，对接收信号进行基带解调。该超宽带通信方法可以降低接收端的采样速率和信号处理规模，对同步精度的要求不高，实现复杂度较低，更适合应用于具有高扩频增益的超宽带拓展距离低速通信。

Description

基于时频转换和滑动相关的超宽带通信方法

技术领域

本发明涉及一种使用线性调频扩频的超宽带通信方法，尤其涉及一种采用Dechirp和滑动相关结构的超宽带通信方法。

背景技术

2002年2月，美国联邦通信委员会(FCC)批准超宽带技术进入民用领域，并对超宽带进行了重新定义，规定超宽带信号为-10dB分数带宽大于20％或-10dB绝对带宽大于500MHz的无线电信号，且在主要工作频段内的辐射功率谱密度限制在-41.3dBm/MHz以下。超宽带技术主要应用于通信系统、成像系统、雷达系统和测量系统等。自2002年至今，新技术不断涌现，出现了无载波超宽带、单载波超宽带和多载波超宽带等多种系统设计方案。超宽带通信系统常用于短距离高速无线通信，这在IEEE 802.15.3a提案和ECMA-368/369标准中已经有所体现。同时，根据IEEE 802.15.4a标准，超宽带通信系统还可应用于低成本和低功耗的工业无线通信和无线传感器网络，其对通信速率的要求不高，但需要更高的扩频增益以实现更远的通信距离。另外，在IEEE 802.15.4a标准中定义了一种使用线性调频扩频的宽带通信系统，其工作在2.4GHz至2.483GHz的ISM频段，信号带宽为22MHz，发射功率为1μW至250mW，通信速率最高为1Mbps，通信距离可超过100m。由于线性调频信号的频率随着时间的变化而线性变化，即使使用超宽带的带宽，仍然可以具有较长的码片周期，可获得极高的扩频增益，且系统设计复杂度很低，电磁兼容性能好，所以将线性调频信号应用于超宽带通信成为目前的一个研究热点。

目前，现有的线性调频扩频超宽带通信系统普遍使用基于匹配滤波的脉冲压缩技术，一般采用直接调制或二进制正交键控调制。以直接调制为例，在发射端已调基带脉冲信号经过声表面波滤波器或直接数字频率合成器转换为上扫频或下扫频的线性调频信号，在接收端使用参数一致的下扫频或上扫频的线性调频信号进行匹配滤波脉冲压缩，将接收信号还原为基带窄脉冲信号并进行解调。这种方法虽然可以使用低成本、低功耗的声表面波器件实现，获得所需的扩频增益以避免接收信号动态范围的不足，但是由于经过匹配滤波脉冲压缩后仍为超宽带信号，需要使用大动态范围的接收机、高采样率的模数转换器件和较高的信号处理规模，所以应用于具有高扩频增益的超宽带拓展距离低速通信时仍然具有较高的实现复杂度。同时，这种方案对模拟电路的要求较高，其参数设计不灵活，且精度和稳定性较差。

为了获得更高的距离分辨率，在雷达系统中一般使用宽带或超宽带信号。线性调频信号由于具有较大的时间带宽积，且易于产生，便于检测，被广泛应用于雷达系统中。而为了在满足脉冲压缩性能指标的前提下尽可能降低采样速率，在一些雷达系统中采用了Dechirp脉冲压缩的方法，例如线性频率调制连续波的合成孔径雷达(LFM-CW SAR)系统。Dechirp方法又被称为宽带压缩法或时频转换法，其基本原理是采用与发射信号相同的线性调频扩频超宽带信号作为本振参考信号，与接收信号进行差拍处理，即去斜脉冲压缩，这样接收信号与本振参考信号之间的时间差就转换成不同的差频频率。而如果将这种方法应用于超宽带通信，就可以大幅度降低接收端的采样速率和信号处理规模，更好地应用于具有高扩频增益的超宽带拓展距离低速通信。

发明内容

本发明针对现有技术不足，提出了一种基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，可以大幅度降低接收端的采样速率和信号处理规模，还可以获得更高的处理增益，在超宽带拓展距离低速通信中具有较高的应用价值。

本发明所采用的技术方案：

一种基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，在超宽带通信系统的发射端，具体的工作步骤如下：

A、在发送数据中插入导频序列，且在系统同步前首先发送导频序列；

B、进行基带调制；

C、对已调信号进行线性调频扩频，输出在可用射频频段的线性调频扩频超宽带发射信号；

在该超宽带通信系统的接收端，在进行同步捕获时，具体的工作步骤如下：

E、产生全“1”序列的数据，并进行基带调制；

F、对已调信号进行线性调频扩频，输出在可用射频频段的线性调频扩频超宽带参考信号；

G、利用线性调频扩频超宽带参考信号对接收信号进行Dechirp处理；

H、对经过Dechirp处理后的信号进行低通滤波，并采用滑动相关的方法，利用发送的导频序列完成对接收信号的同步，得出时延调整量；

在该超宽带通信系统的接收端，在进行数据接收时，具体的工作步骤如下：

I、产生全“1”序列的数据，并进行基带调制；

J、对已调信号进行线性调频扩频，并根据同步捕获时得出的时延调整量进行时延调整，输出在可用射频频段的线性调频扩频超宽带参考信号；

K、利用线性调频扩频超宽带参考信号对接收信号进行Dechirp处理；

L、对经过Dechirp处理后的信号进行低通滤波；

M、对同步后的接收信号进行基带解调，获得接收数据。

所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，在所述步骤A中，将发送的导频序列用于同步或用于同步和信噪比估计，用于进行同步的导频序列为全“1”序列，用于进行信噪比估计的导频序列包含一定数量的全“1”序列和一定数量的全“0”序列，序列长度分别满足同步和信噪比估计的要求。

所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，在所述步骤B中，采用通断键控(OOK)、差分二进制移相键控(DBPSK)、脉位调制(PPM)、二进制正交键控(BOK)、时域发送参考(TR)、频域参考(FSR)或正交码参考(COTR)的调制方式进行基带调制。

所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，在所述步骤M中，针对通断键控(OOK)、差分二进制移相键控(DBPSK)、脉位调制(PPM)、二进制正交键控(BOK)的调制方式，采用基于能量检测的解调方式；针对时域发送参考(TR)、频域参考(FSR)和正交码参考(COTR)的调制方式，采用基于发送参考的解调方式。

所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，在所述步骤C中，采用声表面波滤波器或直接数字频率合成器进行线性调频扩频，直接产生在可用射频频段的线性调频扩频超宽带信号，或者采用载波变频的方式将产生的基带线性调频扩频超宽带信号搬移至可用射频频段。

所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，在所述步骤G和K中，Dechirp处理即采用与发射信号形式相同的线性调频扩频超宽带信号作为本振参考信号与接收信号进行差拍处理，即去斜脉冲压缩，使接收信号与本振参考信号之间的时间差转换成不同的差频频率。

所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，当所述步骤H中的低通滤波器的带宽与超宽带信号的带宽相同时，滑动相关模块不工作，时延调整量为0。

所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，当所述步骤H中只有一个低通滤波器，且低通滤波器的带宽小于超宽带信号的带宽时，在接收用于进行同步的导频序列时，接收端的线性调频扩频超宽带参考信号从任意时间起点开始进行滑动相关，在每个比特周期较之上一个比特周期延时滑动一定的时间段，以完成对接收信号在超宽带信号带宽内的搜索；接收端通过能量检测器在这些滑动相关的能量中选择最大值或超过某个门限的值，并据此确定接收信号所在的位置；在下一个比特周期内，通过调整线性调频扩频超宽带参考信号的时延，使接收信号的主要能量进入低通滤波器，即完成了同步。

所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，当所述步骤H中有两个低通滤波器，且第一级低通滤波器的带宽小于超宽带信号的带宽，第二级低通滤波器的带宽小于第一级低通滤波器的带宽时，所述步骤H包含以下两个步骤：

H1、在接收用于进行粗同步的导频序列时，接收端的线性调频扩频超宽带参考信号从任意时间起点开始进行滑动相关，在每个比特周期较之上一个比特周期延时滑动一定的时间段，以完成对接收信号在超宽带信号带宽内的搜索；接收端通过能量检测器在这些滑动相关的能量中选择最大值或超过某个门限的值，并据此确定接收信号所在的粗略位置；在下一个比特周期内，通过调整线性调频扩频超宽带参考信号的时延，使接收信号的主要能量进入第一级低通滤波器，即完成了粗同步；

H2、在接收用于进行精同步的导频序列时，接收端的线性调频扩频超宽带参考信号从任意时间起点开始进行滑动相关，在每个比特周期较之上一个比特周期延时滑动一定的时间段，以完成对接收信号在第一级低通滤波器带宽内的搜索。接收端的能量检测器在这些滑动相关的能量中选择最大值或超过某个门限的值，并据此确定接收信号所在的精确位置；在下一个比特周期内，通过调整线性调频扩频超宽带参考信号的时延，使接收信号的主要能量进入第二级低通滤波器，即完成了精同步。

本发明的有益效果：

1、本发明基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，使用线性调频扩频，信号的能量在时域和频域上被同时展宽，信号峰均功率比很低，功率放大器设计简单，电磁兼容性能好。

2、本发明基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，在接收端利用参考模板信号进行Dechirp处理，即去斜脉冲压缩，然后对压缩后的窄带信号进行低通滤波和模数转换，这样不仅可以大幅度降低接收端的采样速率和信号处理规模，还可以获得更高的处理增益，在超宽带拓展距离低速通信中具有较高的应用价值。

3、本发明基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，使用滑动相关的方法完成了同步，对接收信号的多径分量具有更强的搜索能力，可以保证同步搜索的精确性和可靠性；使用基于发送参考或基于能量检测的解调方式，避免了复杂的信道估计和严格的同步要求，大大降低了接收机的复杂度。

总之，本发明基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，能够降低超宽带通信系统接收端的采样速率和信号处理规模，易于实现同步捕获且对同步精度的要求不高，实现复杂度较低，更适合应用于具有高扩频增益的超宽带拓展距离低速通信。

附图说明

图1为本发明基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法的基本流程图；

图2为基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信系统模型的工作原理图；

图3为基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信系统模型的帧结构图；

图4为接收的各多径分量在Dechirp前后的时频谱图；

图5为基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信系统在不同信道下的性能仿真图；其中，(a)为AWGN信道；(b)为IEEE 802.15.3a CM1信道；(c)为IEEE 802.15.3a CM4信道。

具体实施方式

实施例一：参见图1。

本发明基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，在超宽带通信系统的发射端，具体的工作步骤如下：

A、在发送数据中插入导频序列，且在系统同步前首先发送导频序列；

B、进行基带调制；

C、对已调信号进行线性调频扩频，输出在可用射频频段的线性调频扩频超宽带发射信号；

在该超宽带通信系统的接收端，在进行同步捕获时，具体的工作步骤如下：

E、产生全“1”序列的数据，并进行基带调制；

F、对已调信号进行线性调频扩频，输出在可用射频频段的线性调频扩频超宽带参考信号；

G、利用线性调频扩频超宽带参考信号对接收信号进行Dechirp处理；

H、对经过Dechirp处理后的信号进行低通滤波，并采用滑动相关的方法，利用发送的导频序列完成对接收信号的同步，得出时延调整量；

在该超宽带通信系统的接收端，在进行数据接收时，具体的工作步骤如下：

I、产生全“1”序列的数据，并进行基带调制；

J、对已调信号进行线性调频扩频，并根据同步捕获时得出的时延调整量进行时延调整，输出在可用射频频段的线性调频扩频超宽带参考信号；

K、利用线性调频扩频超宽带参考信号对接收信号进行Dechirp处理；

L、对经过Dechirp处理后的信号进行低通滤波；

M、对同步后的接收信号进行基带解调，获得接收数据。

在所述步骤A中，将发送的导频序列用于同步或用于同步和信噪比估计，用于进行同步的导频序列为全“1”序列，用于进行信噪比估计的导频序列包含一定数量的全“1”序列和一定数量的全“0”序列，序列长度分别满足同步和信噪比估计的要求。

实施例二：本实施例结合图1～图5，进一步对本发明的具体实施方式进行详细说明。

1、系统模型的总体设计

针对超宽带拓展距离通信，本发明提出了一种基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法。下面介绍一种具体实施方式的系统模型。在该系统模型中，假设超宽带信道在每个帧周期内保持不变，而在不同帧之间则会发生变化。为了便于评价该系统的总体性能，省略了交织、信道编码、CRC校验和速率控制等模块。

在该超宽带通信系统的发射端，首先对发射数据进行OOK调制，然后插入用于进行粗同步、精同步和信噪比估计的导频序列，对发射信号进行线性调频扩频，经过数模转换后，进行载波变频，输出线性调频扩频超宽带发射信号。

在该超宽带通信系统的接收端，首先产生基于全“1”序列的线性调频扩频超宽带参考信号，并使用I、Q两路的线性调频扩频超宽带参考信号与接收信号混频，完成Dechirp的过程。然后，经过两级低通滤波和模数转换后，采用两级滑动相关的方法，通过对线性调频扩频超宽带参考信号的时延调整实现对接收信号的粗同步和精同步。完成同步后，利用帧头部分的信噪比估计序列计算最佳的判决门限，采用能量检测的方法对传输数据部分的接收信号进行OOK解调。需要说明的是，其中的粗同步序列和精同步序列均为全“1”序列，信噪比估计序列中则包含一半的全“1”序列和一半的全“0”序列。该超宽带通信系统模型的工作原理图如图2所示，帧结构图如图3所示。

根据该系统模型，仿真参数的定义和取值如表1所示。其中，超宽带信号的扫频斜率为μ＝B/T_b，扩频增益为G＝BT_b。另外，假设第一级模拟低通滤波器的带宽为B_LPF1，第二级数字低通滤波器的带宽为B_LPF2，并且满足B_LPF2＜＜B_LPF1＜＜B。需要说明的是，为了提高仿真速度，取超宽带信号的中心频率f₀＝500MHz。

表1基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信系统的仿真参数

2、线性调频信号产生和Dechirp模块

当时，发射端的I、Q两路线性调频扩频超宽带基带信号分别为

$s_I\left(t\right)=A_s\mathrm{rect}\left(\frac{t}{T_b}\right)\cos \left(\mathrm{\π\μ}{t}^2\right)$ (1)

$s_Q\left(t\right)=A_s\mathrm{rect}\left(\frac{t}{T_b}\right)\sin \left(\mathrm{\π\μ}{t}^2\right)$

其中A_s是发射信号的幅度，并且有 $\mathrm{rect}\left(\frac{t}{X}\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& -\frac{X}{2}\≤t\≤\frac{X}{2}\\ 0,& \mathrm{else}\end{array}\right.$ 其中X是给定的时间周期。

经过正交上变频后，在每个比特周期内的线性调频扩频超宽带信号可以表示为

$s\left(t\right)=s_I\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{0}t\right)-s_Q\left(t\right)\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{0}t\right)=A_s\mathrm{rect}\left(\frac{t}{T_b}\right)\cos \left[2\mathrm{\π}(f_{0}t+\frac{1}{2}{\mathrm{\μt}}^2)\right]---\left(2\right)$

设OOK的调制信号为b(t)＝0，1，则线性调频扩频超宽带发射信号为b(t)s(t)。另外，为了简化分析，忽略超宽带信道中的簇效应，可设超宽带信道的冲激响应为

$h\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_i)---\left(3\right)$

其中K为所有多径分量的个数。考虑到两级复低通滤波器均只能处理正频率部分的接收信号，导致τ_i＜0的多径分量对应的负频率部分的接收信号无法进入后续处理模块，取τ_i≥0，i＝0，1，…，K-1为各多径分量的时延，α_i，i＝0，1，…，K-1为接收各多径分量幅度与发射信号幅度的比值。这样，接收信号可以表示为

r(t)＝[b(t)s(t)]*h(t)+n(t)    (4)

其中“*”表示卷积，n(t)为加性高斯白噪声。为了简化分析，这里以发送全“1”的粗同步序列为例，由于b(t)＝1，接收的第i路多径分量可以表示为

$r_i\left(t\right)=s\left(t\right)*{\mathrm{\α}}_i\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_i)={\mathrm{\α}}_{i}s(t-{\mathrm{\τ}}_i)=A_s{\mathrm{\α}}_i\mathrm{rect}\left(\frac{t-{\mathrm{\τ}}_i}{T_b}\right)\cos \left\{2\mathrm{\π}\right[f_0(t-{\mathrm{\τ}}_i)+\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{(t-{\mathrm{\τ}}_i)}^2\left]\right\}---\left(5\right)$

在接收端，提供I、Q两路线性调频扩频超宽带参考信号作为混频信号以进行Dechirp处理，其表达式为

$m_I\left(t\right)=A_m\mathrm{rect}\left(\frac{t}{T_b}\right)\cos \left[2\mathrm{\π}(f_{0}t+\frac{1}{2}{\mathrm{\μt}}^2)\right]$ (6)

$m_Q\left(t\right)=A_m\mathrm{rect}\left(\frac{t}{T_b}\right)\sin \left[2\mathrm{\π}(f_{0}t+\frac{1}{2}{\mathrm{\μt}}^2)\right]$

其中A_m是线性调频扩频超宽带参考信号的幅度。则该线性调频扩频超宽带参考信号的复数形式为

$m\left(t\right)=m_I\left(t\right)+j\·m_Q\left(t\right)=A_m\mathrm{rect}\left(\frac{t}{T_b}\right)\exp \left[j2\mathrm{\π}(f_{0}t+\frac{1}{2}{\mathrm{\μt}}^2)\right]---\left(7\right)$

第i路多径分量的信号与复参考信号取差频，可得经过Dechirp后的信号为

$d_i\left(t\right)=r_i\left(t\right)m\left(t\right)={\mathrm{\α}}_{i}s(t-{\mathrm{\τ}}_i)m\left(t\right)$

$=A_s{A}_m{\mathrm{\α}}_i\mathrm{rect}\left(\frac{t-{\mathrm{\τ}}_i}{T_b}\right)\mathrm{rect}\left(\frac{t}{T_b}\right)\cos \left\{2\mathrm{\π}\right[f_0(t-{\mathrm{\τ}}_i)+\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{(t-{\mathrm{\τ}}_i)}^2\left]\right\}\exp \left[j2\mathrm{\π}(f_{0}t+\frac{1}{2}{\mathrm{\μt}}^2)\right]$

$=\frac{A_s{A}_m{\mathrm{\α}}_i}{2}\mathrm{rect}\left(\frac{t-{\mathrm{\τ}}_i/2}{T_b-{\mathrm{\τ}}_i}\right)---\left(8\right)$

$\·\left\{\exp \right[j2\mathrm{\π}(\left(\mathrm{\μ}{t}_i\right)t+(f_0{\mathrm{\τ}}_i-\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{\mathrm{\τ}}_i^2))]+\exp [j2\mathrm{\π}((2f_0-\mathrm{\μ}{t}_i)t+\mathrm{\μ}{t}^2-(f_0{\mathrm{\τ}}_i-\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{\mathrm{\τ}}_i^2))\left]\right\}$

当μτ_i＞B_LPF1时，该路多径分量的信号将作为高频成分被滤除而无法进入后续处理模块。而

当μτ_i≤B_LPF1时，经过第一级模拟低通滤波器后，该路多径分量的复数形式可以表示为

$c_i\left(t\right)={\mathrm{LPF}}_1\left\{d_i\left(t\right)\right\}=\frac{A_s{A}_m{\mathrm{\α}}_i}{2}\mathrm{rect}\left(\frac{t-{\mathrm{\τ}}_i/2}{T_b-{\mathrm{\τ}}_i}\right)\·\exp \left\{j2\mathrm{\π}\right[\left(\mathrm{\μ}{\mathrm{\τ}}_i\right)t+(f_0{\mathrm{\τ}}_i-\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{t}_i^2)\left]\right\}---\left(9\right)$

该复信号的频谱为

$F_{c_i}\left(f\right)=\frac{A_s{A}_m{\mathrm{\α}}_i}{2}(T_b-{\mathrm{\τ}}_i)\mathrm{Sa}\left[\mathrm{\π}(T_b-{\mathrm{\τ}}_i)f\right]\exp (-j2\mathrm{\πf}\frac{{\mathrm{\τ}}_i}{2})\·\mathrm{\δ}(f-\mathrm{\μ}{\mathrm{\τ}}_i)\·\exp \left[j2\mathrm{\π}(f_0{\mathrm{\τ}}_i-\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{\mathrm{\τ}}_i^2)\right]$

$=\frac{A_s{A}_m{\mathrm{\α}}_i}{2}(T_b-{\mathrm{\τ}}_i)\mathrm{Sa}\left[\mathrm{\π}(T_b-{\mathrm{\τ}}_i)(f-\mathrm{\μ}{\mathrm{\τ}}_i)\right]\·\exp \left[j2\mathrm{\π}(-\frac{1}{2}{\mathrm{\τ}}_{i}f+f_0{\mathrm{\τ}}_i)\right]---\left(10\right)$

其中取样函数Sa(x)＝sin(x)/x。可以看出，第i路多径分量的信号带宽由B压缩为1/(T_b-τ_i)，载波频率为μτ_i，而噪声谱的能量分布没有变化，从而获得了B(T_b-τ_i)≈BT_b倍的处理增益。假设满足μτ_i≤B_LPF1的多径个数为L，且有τ_i≥0，i＝0，1，…，L-1，则经过第一级模拟低通滤波器后的信号为

$c\left(t\right)={\mathrm{LPF}}_1\left\{d\left(t\right)\right\}={\mathrm{LPF}}_1\left\{r\left(t\right)m\left(t\right)\right\}$

$={\mathrm{LPF}}_1\left\{\right[\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{r}_i\left(t\right)+n\left(t\right)\left]m\left(t\right)\right\}=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{r}_i\left(t\right)m\left(t\right)+{\mathrm{LPF}}_1\left\{n\left(t\right)m\left(t\right)\right\}---\left(11\right)$

然后对该信号进行模数转换，则输出信号为c(n)＝c(f_s，LPF1t)。接收的各多径分量在Dechirp前后的时频谱图如图4所示。

3、粗同步和精同步模块

使用该系统设计方案，尽管可以显著降低接收端的采样速率和信号处理规模，但需要使用滑动相关的方法进行信号检测和时间同步。由于多径时延扩展，经过Dechirp后的信号将在频域扩展，所以需要对该信号在超宽带信号的带宽内进行全频域搜索。

在接收用于信号检测的粗同步序列时，接收端的线性调频扩频超宽带参考信号将从任意时间起点开始进行滑动相关，在每个比特周期较之上一个比特周期延时滑动T_bB_LPF2/B时间段，当滑动N_cors＝B/B_LPF2次后，接收端完成粗同步所需的最短时间为T_B(N_cors+1)，最长时间为T_b(N_cors+2-1/N_cors)。因此，一般取T_cors＝T_b(N_cors+2)。接收端的能量检测器将在这些滑动相关的能量中选择最大值，对应的滑动相关序号为n_cors，1≤n_cors≤N_cors。这样，在下一个比特周期内，粗同步的时间起点为滑动相关初始起点延时(n_cors-1)T_bB_LPF2/B-T_bB_LPF1/2B。这样通过调整线性调频扩频超宽带参考信号的时延，即完成了粗同步。

在接收每一帧帧头的精同步序列时，接收端的线性调频扩频超宽带参考信号将从完成粗同步的时间起点开始进行滑动相关，在每个比特周期较之上一个比特周期延时滑动TbB_LPF2/B时间段，当滑动N_fine＝B_LPF1/B_LPF2次后，接收端完成精同步所需的最短时间为T_b(N_fine+1)，最长时间为T_b(N_fine+2-1/N_fine)。因此，一般取T_fine＝T_b(N_fine+2)。接收端的能量检测器将在这些滑动相关的能量中选择最大值，对应的滑动相关序号为n_fine，1≤n_fine≤N_fine。这样，在下一个比特周期内，精同步的时间起点为完成粗同步的时间起点延时(n_fine-1)T_bB_LPF2/B。这样通过调整线性调频扩频超宽带参考信号的时延，即完成了精同步。

可以看出，该方案采用两级滑动相关的方法完成了粗同步和精同步，对接收信号的多径分量具有更强的搜索能力，可以保证同步搜索的精确性和可靠性。

4、信噪比估计和解调模块

由于多径时延扩展，经过Dechirp后的接收信号在频域弥散，将导致载波频率估计的偏差，且滑动相关的方法处理精度有限，所以一般需要使用大于信息传输带宽的第二级数字低通滤波器滤波后直接解调，这给接收信号的信道估计和相位恢复带来了很多困难，导致传统的幅度检测解调方法一般难以正常工作。所以，本系统设计方案使用了OOK调制和基于能量检测的解调方式，从而避免了复杂的信道估计和严格的同步要求，大大降低了接收机的复杂度。

在经过精同步后，信号通过平方律检波器和区间积分器，在每个比特周期内其判决统计量的形式可以表示为

$\left\{\begin{array}{c}{H}_1:Z=\underset{m=1}{\overset{2M}{\mathrm{\Σ}}}{[z\left(m\right)+n\left(m\right)]}^2\\ H_0:Z=\underset{m=1}{\overset{2M}{\mathrm{\Σ}}}{\left[n\left(m\right)\right]}^2\end{array}\right.---\left(12\right)$

其中2M为每比特周期内的采样点数，也表示χ²分布的自由度，n(m)服从均值为0，方差为N₀/2的高斯分布。则该判决统计量的均值和方差分别为

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\μ}}_0=E\left(Z\right|H_0)={\mathrm{MN}}_0\\ {\mathrm{\σ}}_0^2=\mathrm{var}\left(Z\right|H_0)={\mathrm{MH}}_0^2\\ {\mathrm{\μ}}_1=E\left(Z\right|H_1)={\mathrm{MN}}_0+E_b\\ {\mathrm{\σ}}_1^2=\mathrm{var}\left(Z\right|H_1)={\mathrm{MN}}_0^2+2N_0{E}_b\end{array}\right.---\left(13\right)$

其中表示发送“1”时信号的比特能量，则信号的平均比特能量为E_b/2。根据中心极限定理，当2M较大时，经过采样后的输出变量可以近似看作高斯随机变量，且判决统计量Z近似服从高斯分布，则Z的概率密度分布函数可以表示为

$\left\{\begin{array}{c}{P}_{H_0}\left(Z\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_0}\exp [-\frac{{(Z-{\mathrm{\μ}}_0)}^2}{2{\mathrm{\σ}}_0^2}]\\ P_{H_1}\left(Z\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_1}\exp [-\frac{{(Z-{\mathrm{\μ}}_1)}^2}{2{\mathrm{\σ}}_1^2}]\end{array}\right.---\left(14\right)$

因此，其误比特率分别为

$\left\{\begin{array}{c}P\left(1\right|H_0)={\∫}_{\mathrm{\γ}}^{+\∞}{P}_{H_0}\left(Z\right)\mathrm{dZ}=Q\left(\frac{\mathrm{\γ}-{\mathrm{\μ}}_0}{{\mathrm{\σ}}_0}\right)\\ P\left(0\right|H_1)={\∫}_{-\∞}^{\mathrm{\γ}}{P}_{H_1}\left(Z\right)\mathrm{dZ}=Q\left(\frac{{\mathrm{\μ}}_1-\mathrm{\γ}}{{\mathrm{\σ}}_1}\right)\end{array}\right.---\left(15\right)$

其中

为互补累积分布函数，γ为高斯分布假设条件下的判决门限。由于发射端的信号源服从均匀分布，即有

根据最小错误概率准则，当误比特率最小时，有P(1|H₀)＝P(0|H₁)，通过求解该式，可得最佳判决门限的表达式为

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{opt}}=\frac{{\mathrm{\μ}}_1{\mathrm{\σ}}_0+{\mathrm{\μ}}_0{\mathrm{\σ}}_1}{{\mathrm{\σ}}_0+{\mathrm{\σ}}_1}={\mathrm{MN}}_0+\frac{E_b\sqrt{{\mathrm{MN}}_0^2}}{\sqrt{{\mathrm{MN}}_0^2}+\sqrt{{\mathrm{MN}}_0^2+2E_b{N}_0}}$ (16)

$={\mathrm{MN}}_0+\frac{N_0(E_b/N_0)\sqrt{M}}{\sqrt{M}+\sqrt{M+2(E_b/N_0)}}$

则其误比特率的表达式为

$p_b=P\left(\right|H_0)P\left(H_0\right)+P\left(0\right|H_1)P\left(H_1\right)=P\left(1\right|H_0)$

$=Q\left(\frac{{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{opt}}-{\mathrm{\μ}}_0}{{\mathrm{\σ}}_0}\right)=Q\left(\frac{({\mathrm{\μ}}_1{\mathrm{\σ}}_0+{\mathrm{\μ}}_0{\mathrm{\σ}}_1)-{\mathrm{\μ}}_0({\mathrm{\σ}}_0+{\mathrm{\σ}}_1)}{({\mathrm{\σ}}_0+{\mathrm{\σ}}_1){\mathrm{\σ}}_0}\right)$

$=Q\left(\frac{{\mathrm{\μ}}_1-{\mathrm{\μ}}_0}{{\mathrm{\σ}}_0+{\mathrm{\σ}}_1}\right)=Q\left(\frac{E_b}{\sqrt{{\mathrm{MN}}_0^2}+\sqrt{{\mathrm{MN}}_0^2+2E_b{N}_0}}\right)---\left(17\right)$

$=Q\left(\frac{(E_b/N_0)}{\sqrt{M}+\sqrt{M2+(E_b/N_0)}}\right)$

在接收端，根据信噪比估计序列，发送“1”时信号比特能量的样本均值为

${\mathrm{\μ}}_{\mathrm{est}1}=\frac{1}{N_{\mathrm{est}1}}\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{est}1}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{2M}{\mathrm{\Σ}}}{[z_i\left(m\right)+n_i\left(m\right)]}^2---\left(18\right)$

发送“0”时信号比特能量的样本均值为

${\mathrm{\μ}}_{\mathrm{est}0}=\frac{1}{N_{\mathrm{est}0}}\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{est}0}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{2M}{\mathrm{\Σ}}}{\left[n_i\left(m\right)\right]}^2---\left(19\right)$

所以估计得到的信噪比为

${(E_b/N_0)}_{\mathrm{est}}=M\frac{{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{est}1}-{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{est}0}}{{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{est}0}}---\left(20\right)$

估计得到的噪声功率谱密度为

${\left(N_0\right)}_{\mathrm{est}}=\frac{1}{M}{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{est}0}---\left(21\right)$

利用估计得到的信噪比和噪声功率谱密度，计算出的最佳判决门限为

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{est}}=M{\left(N_0\right)}_{\mathrm{est}}+\frac{{\left(N_0\right)}_{\mathrm{est}}{(E_b/N_0)}_{\mathrm{est}}\sqrt{M}}{\sqrt{M}+\sqrt{M+2{(E_b/N_0)}_{\mathrm{est}}}}---\left(22\right)$

为了评价接收信号经过两级低通滤波后获得的处理增益，给出的理论误比特率为

$p_b\left(G\right)=Q\left(\frac{G(E_b/N_0)}{\sqrt{M}+\sqrt{M+2G(E_b/N_0)}}\right)---\left(23\right)$

其中G为特定的扩频增益。

5、仿真实验与性能分析

在无线通信中由于存在多径时延扩展，产生频率选择性衰落和时间选择性衰落，导致信号检测和同步会出现偏差，还会产生一定的符号间干扰，极大地影响通信系统的性能，所以在进行系统性能评价时需要重点考虑传输信道的影响。

为了全面评价该超宽带通信系统的性能，采用以上给出的信号检测和定时同步策略，建立了完整的系统级仿真模型，并使用表1给出的参数取值进行了仿真实验，仿真中通过比特能量归一化保证了信噪比的准确性。该基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信系统在AWGN信道、IEEE 802.15.3a CM1和CM4信道下的误比特率与信噪比关系的仿真值如图5所示。需要说明的是，为了获得足够的随机性，仿真中使用的

个帧各使用了不同的信道冲激响应的实现，且每帧内的传输数据为N_data＝200bit。同时，为了进行比较分析，还给出了在AWGN信道下具有不同扩频增益的基于能量检测的OOK解调的误比特率与信噪比关系的理论值。

从图5(a)可以看出，在AWGN信道传输条件下，当不使用两级低通滤波器时，该超宽带通信系统的性能接近于G＝1时的理论值。当仅使用第一级模拟低通滤波器时，该系统的性能接近于G＝10时的理论值。当使用两级低通滤波器时，该系统的性能接近于G＝100时的理论值。仿真值的性能差于理论值是由同步偏差和滤波器性能的不理想等因素所导致的。可以看出，由于在AWGN信道中只有一个多径分量，所以经过Dechirp后的接收信号带宽很窄。因此，如果直接解调的经过低通滤波后的信号带宽较宽，将会引入更多的噪声分量。所以，在AWGN信道中，使用较窄的低通滤波器带宽可以有效提高系统性能。

从图5(b)可以看出，在IEEE 802.15.3a CM1信道传输条件下，当不使用两级低通滤波器时，该超宽带通信系统的性能略低于G＝1时的理论值。当仅使用第一级模拟低通滤波器时，该系统的性能低于G＝10时的理论值。当使用两级低通滤波器时，该系统的性能低于G＝100时的理论值。从图5(c)可以看出，在IEEE 802.15.3a CM4信道传输条件下该系统的性能均低于IEEE 802.15.3a CM1信道传输条件下的性能。这是因为在IEEE 802.15.3a CM1和CM4信道中均具有大量的多径分量，且IEEE 802.15.3a CM4信道下的多径分量更多，多径时延扩展更为严重，所以经过Dechirp后，其接收信号带宽远大于AWGN信道下的接收信号带宽。因此，如果直接解调的经过低通滤波后的信号带宽较窄，收集到的有用信号能量将减少，导致系统性能降低。所以，在实际多径传输信道中，需要优化配置两级低通滤波器的带宽以提高系统性能。

应当指出，以上所述仅是本发明具有代表性的实施方式，对于本技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明的技术原理的前提下，还可以做出若干的改进和变型，这些改进和变型也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，其特征在于，在超宽带通信系统的发射端，具体的工作步骤如下：

A、在发送数据中插入导频序列，且在系统同步前首先发送导频序列；

B、进行基带调制；

C、对已调信号进行线性调频扩频，输出在可用射频频段的线性调频扩频超宽带发射信号；

在该超宽带通信系统的接收端，在进行同步捕获时，具体的工作步骤如下：

E、产生全“1”序列的数据，并进行基带调制；

F、对已调信号进行线性调频扩频，输出在可用射频频段的线性调频扩频超宽带参考信号；

G、利用线性调频扩频超宽带参考信号对接收信号进行Dechirp处理；

H、对经过Dechirp处理后的信号进行低通滤波，并采用滑动相关的方法，利用发送的导频序列完成对接收信号的同步，得出时延调整量；其中，采用滑动相关的方法、利用发送的导频序列完成对接收信号的同步的具体步骤为：在每个比特周期较之上一个比特周期延时滑动一定的时间段，以完成对接收信号在超宽带信号带宽内的搜索，接收端通过能量检测器在这些滑动相关的能量中选择最大值或超过某个门限的值，并据此确定接收信号所在的位置；在下一个比特周期内，通过调整线性调频扩频超宽带参考信号的时延，使接收信号的主要能量进入低通滤波器，即完成了同步；

在该超宽带通信系统的接收端，在进行数据接收时，具体的工作步骤如下：

I、产生全“1”序列的数据，并进行基带调制；

J、对已调信号进行线性调频扩频，并根据同步捕获时得出的时延调整量进行时延调整，输出在可用射频频段的线性调频扩频超宽带参考信号；

K、利用线性调频扩频超宽带参考信号对接收信号进行Dechirp处理；

L、对经过Dechirp处理后的信号进行低通滤波；

M、对同步后的接收信号进行基带解调，获得接收数据。

2.根据权利要求1所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，其特征在于，在所述步骤A中，将发送的导频序列用于同步或用于同步和信噪比估计，用于进行同步的导频序列为全“1”序列，用于进行信噪比估计的导频序列包含一定数量的全“1”序列和一定数量的全“0”序列，序列长度分别满足同步和信噪比估计的要求。

3.根据权利要求1或2所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，其特征在于，在所述步骤B中，采用通断键控（OOK）、差分二进制移相键控（DBPSK）、脉位调制（PPM）、二进制正交键控（BOK）、时域发送参考（TR）、频域参考（FSR）或正交码参考（COTR）的调制方式进行基带调制。

4.根据权利要求3所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，其特征在于，在所述步骤M中，针对通断键控（OOK）、差分二进制移相键控（DBPSK）、脉位调制（PPM）、二进制正交键控（BOK）的调制方式，采用基于能量检测的解调方式；针对时域发送参考（TR）、频域参考（FSR）和正交码参考（COTR）的调制方式，采用基于发送参考的解调方式。

5.根据权利要求1、2或4所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，其特征在于，在所述步骤C中，采用声表面波滤波器或直接数字频率合成器进行线性调频扩频，直接产生在可用射频频段的线性调频扩频超宽带信号，或者采用载波变频的方式将产生的基带线性调频扩频超宽带信号搬移至可用射频频段。

6.根据权利要求5所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，其特征在于，在所述步骤G和K中，Dechirp处理即采用与发射信号形式相同的线性调频扩频超宽带信号作为本振参考信号与接收信号进行差拍处理，即去斜脉冲压缩，使接收信号与本振参考信号之间的时间差转换成不同的差频频率。

7.根据权利要求1、2或4所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，其特征在于，在所述步骤G和K中，Dechirp处理即采用与发射信号形式相同的线性调频扩频超宽带信号作为本振参考信号与接收信号进行差拍处理，即去斜脉冲压缩，使接收信号与本振参考信号之间的时间差转换成不同的差频频率。

8.根据权利要求1、2或4所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，其特征在于，当所述步骤H中的低通滤波器的带宽与超宽带信号的带宽相同时，滑动相关模块不工作，时延调整量为0。

9.根据权利要求1、2或4所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，其特征在于，当所述步骤H中只有一个低通滤波器，且低通滤波器的带宽小于超宽带信号的带宽时，在接收用于进行同步的导频序列时，接收端的线性调频扩频超宽带参考信号从任意时间起点开始进行滑动相关，在每个比特周期较之上一个比特周期延时滑动一定的时间段，以完成对接收信号在超宽带信号带宽内的搜索；接收端通过能量检测器在这些滑动相关的能量中选择最大值或超过某个门限的值，并据此确定接收信号所在的位置；在下一个比特周期内，通过调整线性调频扩频超宽带参考信号的时延，使接收信号的主要能量进入低通滤波器，即完成了同步。

10.根据权利要求1、2或4所述的基于Dechirp和滑动相关的超宽带通信方法，其特征在于，当所述步骤H中有两个低通滤波器，且第一级低通滤波器的带宽小于超宽带信号的带宽，第二级低通滤波器的带宽小于第一级低通滤波器的带宽时，所述步骤H包含以下两个步骤：

H1、在接收用于进行粗同步的导频序列时，接收端的线性调频扩频超宽带参考信号从任意时间起点开始进行滑动相关，在每个比特周期较之上一个比特周期延时滑动一定的时间段，以完成对接收信号在超宽带信号带宽内的搜索；接收端通过能量检测器在这些滑动相关的能量中选择最大值或超过某个门限的值，并据此确定接收信号所在的粗略位置；在下一个比特周期内，通过调整线性调频扩频超宽带参考信号的时延，使接收信号的主要能量进入第一级低通滤波器，即完成了粗同步；

H2、在接收用于进行精同步的导频序列时，接收端的线性调频扩频超宽带参考信号从任意时间起点开始进行滑动相关，在每个比特周期较之上一个比特周期延时滑动一定的时间段，以完成对接收信号在第一级低通滤波器带宽内的搜索；接收端的能量检测器在这些滑动相关的能量中选择最大值或超过某个门限的值，并据此确定接收信号所在的精确位置；在下一个比特周期内，通过调整线性调频扩频超宽带参考信号的时延，使接收信号的主要能量进入第二级低通滤波器，即完成了精同步。

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