CN103580723A - 一种基于时频联合调制的超宽带无线传感器通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信技术，具体的说是涉及一种基于时频联合调制的超宽带无线传感器通信方法。本发明所述的方法主要步骤为：采用串并转换器将串行二进制数据转换为N路并行二进制流；对N路并行二进制流中的N-1路并行二进制流进行多通道并行频率源调制，将其调制在N-1个离散频率上；对调制得到的N-1个离散频率进行合成，生成合成窄脉冲；对合成窄脉冲进行时域调制，将剩下的1路并行二进制流调制到合成窄脉冲上。本发明的有益效果为，可极大地提高无线通信系统的传输速率和通信容量；可与认知无线电、时间反演通信等新的通信技术相结合，产生出更好的通信效果。本发明尤其适用于超宽带无线传感器通信。

Description

一种基于时频联合调制的超宽带无线传感器通信方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术，具体的说是涉及一种基于时频联合调制的超宽带无线传感器通信方法。

背景技术

超宽带属于一种低功耗、绿色的、辐照安全的、短距离无线通信技术。它采用短时脉冲或有载波的宽谱信号携带二进制信息，实现无线通信。相对于传统的窄带载波无线通信系统，超宽带系统具有低功率谱、低截获、低功耗、抗干扰能力强、数据传输速率高、多径分辨能力强以及能与现有无线通信系统共享频谱等优点。这些独特的技术优势使其在物联网、智能电网、智慧家庭、智能交通、医疗护理、环境监测、精细农业、航空航天、军事侦测等领域具有广阔的应用前景，并成为当前短距离无线局域网（Wireless Local Area Networks，WLAN）、低功耗无线传感器网络（WSN，Wireless Sensor Networks）、高安全性体域网（BAN，Body AreaNetworks）等无线通信技术的研究前沿。

调制与解调是超宽带无线通信系统中一项极为关键的核心技术，它对系统的通信性能具有决定性影响。因此，自超宽带技术提出以来，调制与解调方法一直都是超宽带系统研究中的重点，同时也是难点。目前，研究最为广泛的超宽带无线信息调制与解调方法主要有：1、脉冲位置调制（Pulse Position Modulation，PPM）例如：V.Yajnanarayana,et al."Designof impulse radio UWB transmitter for short range communications using PPM signals,"IEEE International Conference on Electronics,Computing and CommunicationTechnologies(CONECCT),pp.1-4,Jan.2013；2、开关调制（On-Off Keying，OOK），例如：X.Cheng,et al."Optimal BER-Balanced Combining for Weighted Energy Detection ofUWB OOK Signals,"IEEE Communications Letters,vol.17,no.2,pp.353-356,Feb.2013；3、脉冲幅度调制（Pulse Amplitude Modulation，PAM），例如：J.Xu,et al."Singular ValueDecomposition-Based Algorithm for Noise Suppression of TH-PAM UWB Signal in AWGNChannel,"7th International Conference on Wireless Communications,Networking andMobile Computing(WiCOM),pp.1-3,23-25,Sep.2011；4、正交频分复用（OrthogonalFrequency Division Modulation,OFDM），例如：A.Khalil,et al."Spectrum sharingoptimization model for multiuser linear-precoded OFDM UWB systems,"WirelessCommunications and Networking Conference(WCNC),pp.1467-1472,April 2012。

在上述调制方法中，PPM、PAM和OOK不需要复杂的数字调制/解调算法、电路结构简单、便于实现。因此，在超宽带技术发展初期，人们对其研究广泛。但是，这三种调制方法受限于在简易的超宽带系统中应用。这是因为它们占据非常宽的频谱资源且频谱连续分布，不易实现对频谱资源的灵活配置与管理，极易引起频谱干扰，对其他短距离窄带无线通信系统性能会造成严重影响。相比较而言，采用正交信道调制的OFDM技术，则能够利用灵活的频谱资源配置和发射功率控制等管理功能来规避频谱冲突，同时也具有较高的通信速率，是当前研究的热点。但是，由于缺乏对时域信息的利用，在实际的OFDM系统中，很难充分发挥超宽带原本具有的一些独特技术优势，诸如测距、定位、时域加密等，这些技术在WLAN、WSN以及BAN中均具有十分重要的应用。

为克服常规调制方法的不足，研究者们又提出不少新型的超宽带无线信息调制技术。例如，（1）基于扫频脉冲的超宽带无线通信调制方法(“郑国莘，冯金振，基于扫频脉冲的超宽带无线通信调制方法，中国专利:CN101267424,2008”)；（2）一种超宽带混沌通信方法(“宁鑫斐，冯久超，一种超宽带混沌通信方法，中国专利:CN101605112,2009”)；（3）基于子载波编码的正交频分复用超宽带通信系统及其通信方法(“刘琪，邹卫霞，周正，王树彬，扬程，宋琦军，基于子载波编码的正交频分复用超宽带通信系统及其通信方法，中国专利:CN101459640,2009”)等。这几种方法主要是将编码后的二进制信号调制到不同频谱上形成基带信号。这类方法传输速度高，但解码复杂，不利于降低接收机设计成本。

在国外，也有不少超宽带调制专利技术被相继提出。例如：Gerokhov等人提出了一种多调制技术方案，可在同一系统上集成多种不同的调制技术(Gerokhov，et al.Multiplemodulation schemes in single rate layering wireless communication systems.US Patent:8457152,2005)。但是，多调制技术只能分时单独使用，并不能从根本上解决每种调制方法原本存在的问题。2011年，为实现超宽带近场通信，Tzoreff提出了一种频率调制共存对消技术(Y.Tzoreff,et al.Near field communication and frequency modulation coexistenceconcealment system and method.US Patent:8472873,2011)。该调制方法虽然能够解决在近场区域内的一些电磁干扰问题，使通信系统性能得到改善，但其灵活性欠缺、通信速率低、传输距离近，距实际应用要求还有相当大的距离。

发明内容

本发明所要解决的，就是针对上述问题，提出一种先进的时频联合调制方法，用以克服现有超宽带无线通信调制方法的不足，进而提高超宽带无线通信系统在通信速率、系统容量和无线共存等几个方面的性能。

本发明解决上述技术问题所采用的技术方案是：一种基于时频联合调制的超宽带无线传感器通信方法，其特征在于，包括以下步骤：

a.采用串并转换器将串行二进制数据转换为N路并行二进制流；

b.对N路并行二进制流中的前N-1路并行二进制流进行多通道并行频率源调制，将其调制在N-1个离散频率上；

c.对调制得到的N-1个离散频率进行合成，生成合成窄脉冲；

d.对合成窄脉冲进行时域调制，将步骤b中剩下的最后1路并行二进制流调制到合成窄脉冲上。

具体的，步骤b的具体方法为：

b1.假设步骤a输出的N路并行二进制流{m_i(t),i＝1,2,…,N-1}均为单极性二元基带信号，并且二元信息{b_i,i＝1,2,…N-1}取0或1，则可将各路二进制调制信号表示成：m_i(t)＝b_ig_T(t-T_b),(i＝1,2,…,N-1)，其中g_T(t)为幅度为1的单极性不归零方波，T_b为二进制码元时间间隔；

b2.将步骤b1中的二进制调制信号输入到多通道频率源调制器，所述多通道频率源调制器由N-1个离散频率源f_i(i＝1,2,3…N-1)组成，对于一个中心频率为f₀、带宽为B的超宽带系统，假设采用等频率间隔Δf＝B/(N-1)进行子带划分，则各路频率可设置为 $f_i=f_0-\frac{B}{2}+(i-\frac{1}{2})\mathrm{\Δf},(i=\mathrm{1,2},...,N-1),$ 与之对应的频率源信号为c_i(t)＝Acos(2πf_it),(i＝1,2,…,N-1)，其中，A为载波信号幅值；

b3.采用二元幅移键控技术对频率源进行调制，具体为将每路二进制调制信号{m_i(t),i＝1,2,…,N-1}调制到与之对应的离散频率源{c_i(t),i＝1,2,…,N-1}上，各路频率调制输出信号为：s_i(t)＝m_i(t)·Acos(2πf_it),(i＝1,2,…,N-1)。

具体的，步骤c中对调制得到的N-1个离散频率进行合成为采用幅度加权同步合成方法，具体为：

利用带宽为Δf的高斯脉冲

对频率源幅度进行幅度加权，得到合成窄脉冲p(t)， $p\left(t\right)=A\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i{g}_T(t-i{T}_b)\·g_0\left(t\right)\·\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_i\right).$

具体的，步骤d中对合成窄脉冲进行时域调制为采用PPM、PAM或OOK。

本发明的有益效果为，同时利用了时域和频域携带信息，相比传统的PPM、OOK、PAM、OFDM等调制技术，可极大地提高无线通信系统的传输速率和通信容量；可以通过灵活设定载波频率f_i位置和幅度，以避免频谱冲突以及对其他无线通信系统造成干扰；可与认知无线电、时间反演通信等新的通信技术相结合，产生出更好的通信效果；在未来的短距离无线通信系统（如WLAN、WSN和BAN等）中具有广阔的应用潜力。

附图说明

图1为实施例的发射端逻辑结构框图；

图2为实施例的接收解调端逻辑结构框图；

图3为实施例中21路并行频率源调制合成窄脉冲的频谱曲线示意图；

图4为实施例中21路并行频率源调制合成窄脉冲的时域波形示意图；

图5为含22路二进制信息的时频联合调制信号发射波形示意图；

图6为含22路二进制信息的时频联合调制信号接收波形示意图；

图7为单个码元时隙内接收信号的频谱分布图；

图8为时域解调误码率曲线，En是能量解调，Re是相关解调；

图9为频域解调误码率曲线，En是能量解调，Re是相关解调。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，详细描述本发明的技术方案：

与传统调制方法所不同，本发明提供的时频联合调制方法，不再单独采用时域调制或者频率调制，而是采用新型的时域波形合成与调制机制，将时域调制和多通道频率源调制两种不同类型的调制方法有机地结合了在一起。首先，通过串并转换器，将串行二进制数据，变换为N路并行二进制信息流；其次，进行多通道并行频率源调制，将N-1路二进制信息，并行地调制在N-1个离散频率f_i(i＝1,2,3…N-1)上。经过并行频率调制后，再对N-1个离散频率源进行合成，产生出合成窄脉冲。最后，对合成窄脉冲进行时域调制，即在时域上将剩下的1路二进制信息，采用PPM、PAM或OOK调制方式，调制到合成窄脉冲上。经过此时频联合调制后，一个时域窄脉冲不仅能够同时携带N路二进制信息，而且还可进行灵活的频谱配置，可有效解决现有超宽带系统的通信速率、系统容量以及频谱冲突等技术难题。相比传统方法，本发明提供的时频联合调制方法将更能满足未来短距离、低功耗超宽带无线通信技术在WLAN、WSN和BAN等网络系统中的应用需求。

实施例：

如图1所述，为本例的发射端逻辑示意图，包括串/并转换器1、多通道频率源调制器2、脉冲波形合成器3、时域脉冲调制器4和发射天线5。

其中，串/并转换器1的功能是：将串行二进制信息流转换为N路并行数据流，为超宽带无线通信系统的时频联合调制提供相应的调制信息。其中，前面N-1路并行二进制数据将送入多通道频率源调制器2，作为频率调制信号；而余下的1路则送入时域脉冲调制器4，作为时域调制信号。

多通道频率源调制器2由N-1个离散频率源f_i(i＝1,2,3…N-1)组成，每个频率源均采用二进制信号进行独立控制。多通道频率源调制器2可通过将系统频带划分为N-1个子带，并在每个子带内设置一个频率源来设计。通过多通道频率源调制器2，可将串/并转换器输出的前N-1路并行二进制信息，同步调制到N-1个频率源上，完成多路二进制信息的并行频率调制。

上述调制过程可采用数学公式加以精确表述：设串/并转换器1输出的各路频率调制信号{m_i(t),i＝1,2,…,N-1}均为单极性二元基带信号，并且二元信息{b_i,i＝1,2,…N-1}取0或1，则可将各路二进制调制信号表示成

m_i(t)＝b_ig_T(t-T_b),(i＝1,2,…,N-1)    (1.1)

其中，g_T(t)为幅度为1的单极性不归零方波，T_b为二进制码元时间间隔。

对于一个中心频率为f₀、带宽为B的超宽带系统，假设采用等频率间隔Δf＝B/(N-1)进行子带划分，则各路频率可设置为

$f_i=f_0-\frac{B}{2}+(i-\frac{1}{2})\mathrm{\Δf},(i=\mathrm{1,2},...,N-1)---\left(1.2\right)$

与之对应的频率源信号可写成

c_i(t)＝Acos(2πf_it),(i＝1,2,…,N-1)    (1.3)

其中，A为载波信号幅值。

对频率源的调制，可采用简单的二元幅移键控（Binary Amplitude Shift Keying,2ASK）技术，将每路二进制调制信号{m_i(t),i＝1,2,…,N-1}调制到与之对应的离散频率源{c_i(t),i＝1,2,…,N-1}上：

s_i(t)＝m_i(t)·Acos(2πf_it),(i＝1,2,…,N-1)    (1.4)

上式即为多通道频率源调制器2的各路频率调制输出信号。最后，通过N-1条平行信号传输线，这些信号将被送至脉冲波形合成器3。需注意的是：在系统带宽范围内，离散频率源不一定按照等间隔进行划分，可根据实际应用需要进行灵活设置。例如：可以让某些已被其他通信系统占用的频率源不参与调制，由此可以避免与其他通信系统产生频谱冲突，实现彼此相互共存。

脉冲波形合成器3的功能是：将多通道频率源调制器2的各路输出信号{s_i(t),i＝1,2,…,N-1}进行同步合成，并在每一个二进制码元时隙内得到窄脉冲信号，以便为时域脉冲调制器4提供脉冲源。

波形合成有多种方式可供选择。其中，最简单的方式是等幅同步合成，即不做任何幅度加权，直接把各路频率源的调制输出信号进行同步相加

$s\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_i\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Am}}_i\left(t\right)\·\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{i}t\right)---\left(1.5\right)$

把（1.1）式中的{m_i(t),i＝1,2,…,N-1}代入（1.5）式，可知在每个码元时隙内，合成信号满足：

$p_0\left(t\right)=A\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i{g}_T(t-T_b)\·\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{i}t\right)---\left(1.6\right)$

对系统进行简单地模拟发现，采用等幅同步合成方法，合成信号p₀(t)在一个码元时隙内会出现多个等幅小脉冲；而且合成信号p₀(t)的载波频谱存在明显展宽，并且子带之间存在较为严重的谱间干扰。导致该现象的主要原因在于时域波形截断和二进制码的伪周期调制，这是等幅同步合成方法的一个固有缺陷。

为克服等幅同步合成方法的不足，本发明采用幅度加权同步合成方法，即利用带宽为Δf的高斯脉冲

$g_0\left(t\right)=\frac{\mathrm{\Δf}}{2\sqrt{\mathrm{\π}}}\exp (-\frac{{\mathrm{\Δf}}^2{t}^2}{4})---\left(1.7\right)$

对频率源幅度进行幅度加权，得到合成窄脉冲p(t)：

$p\left(t\right)=A\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i{g}_T(t-i{T}_b)\·g_0\left(t\right)\·\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_i\right)---\left(1.8\right)$

进行幅度加权后，可有效避免波形截断引起的谱间干扰，而且还能为下一级时域脉冲调制器4提供高质量的窄脉冲。

时域脉冲调制器4的作用是：将串/并转换器1输出的最后一路并行二进制信息，调制到合成窄脉冲p(t)上。其中，调制方式可采用PPM、PAM或OOK。

以PPM调制为例，设脉冲位置偏移量为τ_ppm，经过时域脉冲器4调制后，最后得到的发射信号为：

s(t)＝p(t)*δ(t-·τ_ppm)    (1.9)

至此，完成整个时频联合调制过程。可以看出，经过本发明所提供的时频联合调制后，一个窄脉冲可同时携带N个二进制信息，极大地提高了系统的传输通信速率和系统容量。同时，还可以对离散频率源进行灵活设置与管理，以实现与其他无线通信系统之间的相互共存。

发射天线5用于时频联合调制信号的发射。由于时频联合调制信号s(t)是一窄脉冲信号，占据很宽的频谱。因此，发射天线应采用超宽带天线，工作带宽需与s(t)带宽相匹配。具体实施中，可采用诸如蝶形天线、孔径天线、喇叭天线、螺旋天线、对数周期天线等超宽带天线。

如图2所示，为接收端逻辑示意图，包括接收天线6、信号分路器7、频谱变换器8、时域脉冲解调器9、多通道频率解调器10和并/串转换器11。

其中，发射天线5用于时频联合调制信号的接收。同理，接收天线也需要采用超宽带天线。理论上，只要工作带宽、结构尺寸及辐射性能满足系统要求，收/发天线可以选择同一类型天线，也可以选择不同类型天线，具体选择可根据实际应用情况而定。

设信号只受高斯白噪声n(t)污染，并且假设收/发天线及无线信道之间的冲击响应为h(t)，则由接收天线接收到的信号r(t)为：

r(t)＝s(t)*h(t)+n(t)    (1.10)

当接收天线6收到时频联合调制信号r(t)后，首先由脉冲波形分路器7将接收信号r(t)分为两路：一路送入频率变换器8，进行频谱分析；另一路则送入时域解调器9，用于对接收信号所携带的时域调制信息进行解调。

频率变换器8是时频联合调制超宽带接收机中的一个关键性功能器件，其主要作用是对接收信号进行频谱变换，得到接收信号的频谱。值得注意的是，此处的频谱变换应是一个短时傅里叶变换，每次只对一个码元时隙内的接收脉冲信号进行傅里叶变换，具体方法为：

设在一个码元时隙(mT_s,(m+1)T_s)范围内，截取到的信号为

剔除系统延迟，其数学表达式为：

$r_{T_s}\left(t\right)=[s\left(t\right)*h\left(t\right)+n\left(t\right)]\·w_{T_s}\left(t\right)---\left(1.11\right)$

其中，n(t)是均值为0，方差为N₀的高斯白噪声，为时间宽度等于码元时隙T_s的矩形窗函数：

将

进行频谱分析，可知其频谱

为：

$\begin{array}{c}{R}_{T_s}\left(f\right)\\ =\mathrm{Aexp}\left(\frac{4{\mathrm{\π}}^2{\left({f-f}_0\right)}^2}{B^2}\right)\·H\left(f\right)\·\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i{g}_T(t-T_b)*G_0(f\±f_i)+N_0{W}_{T_s}\left(f\right)\end{array}---\left(1.13\right)$

其中，H(f)是收/发无线信道的频率响应，对应于信道冲击响应h(t)的傅里叶变换；

为矩形窗函数

的傅里叶变换：

$W_{T_s}\left(f\right)=\frac{\sin \left(\mathrm{\πf}{T}_s\right)}{\mathrm{\πf}}---\left(1.14\right)$

由(1.13)式可以看出，在发射端所发送出的N-1路二进制频率调制信息{b_i,i＝1,2,…,N-1}均隐含在

的频谱中，此频谱波形将被送入多通道频率解调器10。

时域解调器9也是时频联合调制超宽带接收机中的一个关键性功能性器件，其主要作用是解调出接收信号所携带的时域调制信息，可采用常规的相关或能量解调器来实现。能量解调只需对脉冲进行能量积分，根据积分值解调出时域调制信息。而对于相关解调，由于时频联合调制信号的每个脉冲波形的频谱构成不同，这使得相关解调对模板信号的选取与常规相关解调方式略有不同。相关解调的具体技术方法为：

在发射时频联合调制信号前，由发射端发射一个合成脉冲信号p_r(t)作为相关模板信号，p_r(t)是未经调制的频率源合成信号，用数学公式可将其表达为：

$p_r\left(t\right)=A\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_T(t-T_b)\·g_0\left(t\right)\·\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{i}t\right)---(1.15)$

其频谱为:

$P_r\left(f\right)=\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \left(\mathrm{\πf}{T}_b\right)}{\mathrm{\πf}}*G_0(f\±f_i)---\left(1.16\right)$

假设接收机和发射机已同步，将此模板信号与接收信号做相关，可得判决变量Z_r：

$Z_r={\∫}_{t-{\mathrm{mT}}_s}^{t-(m+1)T_s}r\left(t\right)p_r\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(1.17\right)$

通过合理设定判别阀值e_h，可解调出时域调制信息，也即第N路二进制信息{b_N}：

$b_N=\left\{\begin{array}{cc}0& (Z_r>e_h)\\ 1& (Z_r<e_h)\end{array}\right.---\left(1.18\right)$

时域解调接收机误码率为：

${\mathrm{Pr}}_b=\frac{1}{2}\mathrm{Prob}(Z_r>e_h|a_n^N=1)+\frac{1}{2}\mathrm{Prob}(Z_r<e_h|a_n^N=0)---\left(1.19\right)$

当发送比特相互独立且概率相等时，接收机平均误码率为：

$\begin{array}{c}{\mathrm{Pr}}_b=\mathrm{Prob}(Z_r<e_h|a_n^N=0)\\ =\mathrm{Prob}(Z_{\mathrm{rp}}+n_0<e_h)\\ =1-\frac{1}{2}\mathrm{erfc}\left[\sqrt{\frac{e_h-Z_{\mathrm{rp}}}{2N_0}}\right]\end{array}---\left(1.20\right)$

其中，n₀是均值为0，方差是N₀的高斯随机变量，Z_rp、erfc(y)分别满足：

$Z_{\mathrm{rp}}={\&Integral;}_{t-{\mathrm{mT}}_s}^{t-(m+1)T_s}S\left(t\right)*h\left(t\right)\&CenterDot;x_r\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(1.21\right)$

$\mathrm{erfc}\left(y\right)=\frac{2}{\sqrt{\mathrm{\&pi;}}}{\&Integral;}_y^{+\&infin;}{e}^{-{\mathrm{\&xi;}}^2}\mathrm{d\&xi;}---\left(1.22\right)$

多通道频率解调器10主要功能是进行频率解调，恢复出N-1路二进制频率调制信息。解调时可采用相关检测和能量检测，通过判定各个子带内是否存在相应的频谱分量，解调出频率调制信息。

对于能量检测，在每个子带内，积分计算出频谱信号的能量值

$Z_{f_i}={\&Integral;}_{f_i-\mathrm{\&Delta;f}/2}^{f_i+\mathrm{\&Delta;f}/2}{\left|R_{T_s}\left(f\right)\right|}^2\mathrm{df}---\left(1.23\right)$

设定频率f_i处最佳检测值为

则可以判定和解调出第i路二进制数据

$b_i=\left\{\begin{array}{cc}1& (E_{f_i}>e_{e_i})\\ 0& (E_{f_i}<e_{e_i})\end{array}\right.---\left(1.24\right)$

误码率为：

$\begin{array}{c}{\mathrm{Pr}}_b=\frac{1}{2}(P_0+P_1)\\ =\frac{1}{2}\mathrm{Prob}(E_{f_i}>e_{e_i}|b_i=0)+\frac{1}{2}\mathrm{Prob}(E_{f_i}<e_{e_i}|b_i=1)\end{array}---\left(1.25\right)$

对于相关检测，则需要根据子带上频谱分布规律，首先设计出各个子带对应的相关解调模板信号G_i(ω)；然后，取出子带内的信号频谱信号，计算频谱相关值

$E_{r_i}={\&Integral;}_{t-{\mathrm{mT}}_s}^{t-(m+1)T_s}{R}_i\left(\mathrm{\&omega;}\right)G_i\left(\mathrm{\&omega;}\right)\mathrm{d\&omega;}----\left(1.26\right)$

设定频率f_i处最佳检测值为

则可以判定和解调出第i路二进制数据

$b_i=\left\{\begin{array}{cc}1& \left(\right|E_{r_i}|>v_{r_i})\\ 0& \left(\right|E_{r_i}|<v_{r_i})\end{array}\right.---\left(1.27\right)$

误码率为：

$\begin{array}{c}{\mathrm{Pr}}_b=\frac{1}{2}(P_0+P_1)\\ =\frac{1}{2}\mathrm{Prob}\left(\right|E_{r_i}|>v_{r_i}|b_i=0)+\frac{1}{2}\mathrm{Prob}\left(\right|E_{r_i}|<v_{r_i}|b_i=1)\end{array}---\left(1.28\right)$

并/串转换器11作用是将频域解调出来的N-1路与时域解调出的1路二进制数据转换为串行二进制数据流，以恢复出在发射端发送的二进制数据流。在并/串转换时，频域解调与时域解调信息的先后次序需与发射端的串/并转换器1相对应。如果串/并转换器1将前N-1路作为频率调制信息、第N路作为时域调制信息，则并/串转换器11在运行时，则需把频率解调出的N-1路二进制数据放在前，而时域解调出的1路信息放在后；或者两个转换器同时对调频率和时域调制信息。

本例并行传输22路二进制数据，其中超宽带无线通信系统采用全频带工作，工作带宽范围为2-6GHz。为实现22路二进制信息并行传输，首先采用串/并转换器1将串行的二进制信息流转换为22路并行输出数据流。其中，前21（N-1）路被送入多通道频率调制器2；第22（N）路被送入时域脉冲调制器3。

多通道频率调制器2由21个离散频率源构成，频率间隔为190.48MHz，等间隔地分布在系统工作带宽范围2-6GHz范围之内。时域脉冲调制器3采用了PPM调制方式，调制时间码片长度为80ns，脉冲位值调制偏移量为40ns。

假设并行传输的22路二进制数据在第1个时间片80ns所传输的二进制数据为0110110101111101110110。图3显示了前21路并行二进制数据011011010111110111011经多通道频率调制器2在频域进行波形合成后，其信号的频谱分布图。图4显示了其合成波形对应的时域窄脉冲。利用时域脉冲调制器3，将第22路二进制信息0调制到合成窄脉冲上，可得发射波形。图5中，第1个时间片（0-80ns）内波形就是所述发射波形。图5共显示了4个时间片的发射波形，每个时间片内的窄脉冲均携带了22路二进制信息，即在频域携带了21路二进制信息（通过判断窄脉冲频率分量构成），时域携带了1路二进制信息（通过判断窄脉冲时间位置）。

将合成的发射波形通过信噪比为10dB的AWGN信道后，其接收波形如图6所示。将接收信号分别同时送入时域解调器9和多通道频率解调器10。以解调第1个时间片接收窄脉冲为例，时域解调器9解调出第22路二进制信息为0，多通道频率解调器10解调出前21路二进制信息011011010111110111011，图7显示了第一个时间片接收窄脉冲频谱分布图。则第一个时间片全部二进制信息0110110101111101110110。

图8，图9分别显示了时域和频域能量解调和相关解调的误码率曲线，由结果可以看出，时频联合调制信号采用相关解调的误码率比能量解调误码率低，在同种解调方式下，频域解调比时域解调具有更低的误码率。由上述知，时频联合调制是一项简单可行的调制技术，具有相当大的灵活性和可操作性。由于时域和频域均携带信息，极大地提高了通信速率和信道容量。

应当理解的是本例只是为了清楚地描述本发明的技术方案而并非对本发明的保护范围的限制，其中：多通道频率源调制器2的N-1个离散频率源可采用等频率间隔设计，也可以非等频率间隔设计；可以在系统全频带范围内进行子带设计，也可以在含有缺损频带范围内进行子带设计。脉冲波形合成器3在进行N1路频率调制信号的合成时，可采用高斯幅度加权，也可以选择泰勒加权、余弦加权等非等幅加权方法；这些加权方法，均可以合成无明显拖尾的窄脉冲。时域脉冲调制器3可采用传统脉冲调制技术，诸如PPM、BPM、OOK等；但从性能上进行比较，选择PPM和BPM两种调制技术要优于OOK。时域解调器9和多通道频率解调器10以采用相关检测技术或能量检测技术。

Claims (4)

1.一种基于时频联合调制的超宽带无线传感器通信方法，其特征在于，包括以下步骤：

a.采用串并转换器将串行二进制数据转换为N路并行二进制流；

b.对N路并行二进制流中的前N-1路并行二进制流进行多通道并行频率源调制，将其调制在N-1个离散频率上；

c.对调制得到的N-1个离散频率进行合成，生成合成窄脉冲；

d.对合成窄脉冲进行时域调制，将步骤b中剩下的最后1路并行二进制流调制到合成窄脉冲上。

2.根据权利要求1所述的一种基于时频联合调制的超宽带无线传感器通信方法，其特征在于，步骤b的具体方法为：

b1.假设步骤a输出的N路并行二进制流{m_i(t),i＝1,2,…,N-1}均为单极性二元基带信号，并且二元信息{b_i,i＝1,2,…N-1}取0或1，则可将各路二进制调制信号表示成：m_i(t)＝b_ig_T(t-T_b),(i＝1,2,…,N-1)，其中g_T(t)为幅度为1的单极性不归零方波，T_b为二进制码元时间间隔；

b2.将步骤b1中的二进制调制信号输入到多通道频率源调制器，所述多通道频率源调制器由N-1个离散频率源f_i(i＝1,2,3…N-1)组成，对于一个中心频率为f₀、带宽为B的超宽带系统，假设采用等频率间隔Δf＝B(N-1)进行子带划分，则各路频率可设置为 $f_i=f_0-\frac{B}{2}+(i-\frac{1}{2})\mathrm{\&Delta;f},(i=\mathrm{1,2},...,N-1),$ 与之对应的频率源信号为c_i(t)＝Acos(2πf_it),(i＝1,2,…,N-1)，其中，A为载波信号幅值；

b3.采用二元幅移键控技术对频率源进行调制，具体为将每路二进制调制信号{m_i(t),i＝1,2,…,N-1}调制到与之对应的离散频率源{c_i(t),i＝1,2,…,N-1}上，各路频率调制输出信号为：s_i(t)＝m_i(t)·Acos(2πf_it),(i＝1,2,…,N-1)。

3.根据权利要求2所述的一种基于时频联合调制的超宽带无线传感器通信方法，其特征在于，步骤c中对调制得到的N-1个离散频率进行合成为采用幅度加权同步合成方法，具体为：

利用带宽为Δf的高斯脉冲

对频率源幅度进行幅度加权，得到合成窄脉冲p(t)， $p\left(t\right)=A\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_i{g}_T(t-{\mathrm{iT}}_b)\&CenterDot;g_0\left(t\right)\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_i\right).$

4.根据权利要求3所述的一种基于时频联合调制的超宽带无线传感器通信方法，其特征在于，步骤d中对合成窄脉冲进行时域调制为采用PPM、PAM、BPM或OOK。

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