CN104836773A - 双极性的二元偏移脉冲键控调制和解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双极性的二元偏移脉冲键控调制和解调方法，该方法是在“统一的正交二元偏移键控调制和解调方法”中二元偏移脉冲键控调制方式的基础上，在每个符号周期的起始信息调制区间，对符号“0”进行与符号“1”极性相反的脉冲调制，可极大降低甚至完全消除含载频在内的全部离散线谱，且大幅扩大了符号间的星座点距离；采用“冲击滤波-乘以相干载波-低通滤波或带通滤波-相关解调”的“双匹配滤波”方法进行解调，利用“冲击滤波和低通滤波或带通滤波”的双重滤波降噪去干扰能力以及“相干解调和相关解调”的双重符号能量最大化效果，又可显著提升接收信噪比和能量利用率，大大增强系统的抑噪抗干扰性能。

Description

双极性的二元偏移脉冲键控调制和解调方法

技术领域

本发明属于高效数字信息传输的技术领域，涉及数字通信中的信息调制与解调，尤其涉及一种双极性的二元偏移脉冲键控调制和解调方法。

背景技术

高速增长的多媒体数据业务对无线通信提出了越来越高的要求，特别是随着3G、4G宽带移动通信网络的发展，较低频段的连续频谱几乎被耗尽。与能源和水资源一样，频谱也是国家的重要战略资源。另一方面，为了提高频谱利用率而加大带宽、超宽带无线系统的发射功率，逐步从量变到质变地抬升了几乎整个无线电频谱范围的噪声背景，既增加经济负担，又不符合环保节能的全球性要求。因此，高能效和高频谱利用率的无线通信新体制，已成为新一代信息传输系统的核心竞争指标和关键共性技术。

1.二元偏移脉冲键控调制

考虑到经典的二元(二进制)的幅移键控(2ASK)、频移键控(2FSK)和相移键控(2PSK，也记做BPSK)等二元偏移键控(BSK：Binary Shift Keying)的频谱利用率很低，且这类传统调制方式的键控时段t就是其码元周期T，缺乏必要的保护间隔以应对多径信道和码间干扰，故我们将其扩展到0<t<T的情形，首先得到一种“扩展的二元相移键控”(EBPSK：ExtendedBPSK)调制(见“统一的二元相位调制解调方法”，发明专利公开号：CN1889550A)：

s₀(t)＝Asin2pf_ct，0≤t<T

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}B\sin (2p{f}_{c}t+q),& 0\&le;t<t,0\&le;q\&le;p\\ A\sin 2p{f}_{c}t,& 0<t\&le;t<T\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，s₀(t)和s₁(t)分别表示符号“0”和“1”的调制波形；T为符号周期，t为符号“1”的调制时间长度；f_c为符号“0”、“1”的载波频率；q为符号“1”的跳变角度；B为符号“1”在相位跳变区间的调制幅度，A则为符号“0”及符号“1”在[0,t)区间外的调制幅度。可见，EBPSK调制信号波形除在数据“1”的起始处有短时的相位跳变及幅度B-A的跳变外，其余都是连续的正弦波，这有助于使其能量集中在载频f_c处以提高频谱利用率(理由见“吴乐南：超窄带高速通信进展.自然科学进展，17(11)，2007，1467-1473”)。

虽然调频体制的频谱效率普遍较低，但良好的抗噪抗干扰性能也使其具备一定的应用需求；为此，我们又曾在“统一的正交二元偏移健控调制和解调方法”(专利号：ZL200710025203.6)，将调频体制考虑在内，得到了一大类“统一的二元偏移键控”(UBSK：Unified BSK)调制，定义如下：

s₀(t)＝Asin2p f_c0t，0≤t<T

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}B\sin (2p{f}_{c1}t+q),& 0\&le;t<t,0\&le;q\&le;p\\ A\sin 2p{f}_{c0}t,& 0<t\&le;t<T\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，f_c1为符号“1”在[0,t)调制区间内的载波频率，f_c0为符号“0”及符号“1”在[0,t)区间外的载波频率。很明显，若A＝B,t＝T，则(2)式退化为经典的2-FSK调制；只是它较差的频谱性能使得其在高效通信领域内较少被涉及。另外，由于在UBSK调制通常取t<T，也即符号“0”和符号“1”的调制区间是不等的，故又将(2)式称为“不对称的二元偏移键控”(ABSK：Asymmetric BSK)调制。

在(2)式基础上，从实用性角度又主要研究并采用以下三种特例：反相ABSK调制(即令f_c0＝f_c1＝f_c,A＝B,q＝p)、缺周期ABSK调制(即令B＝0,A≠0,q＝p)以及本发明将重点针对的ABSK脉冲调制(即令A＝0,B≠0,q＝p)，其表达式如下：

s₀(t)＝{0,0≤t≤T

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}-B\sin \left(2p{f}_{c}t\right),& 0\&le;t\&le;t\\ 0,& t<t<T\end{array}\right.---\left(3\right)$

可见(3)式所示的ABSK脉冲调制只在符号“1”的[0,t)区间存在调制信号，而符号“0”则不发送任何信息，因此本发明中又将其重新命名为“单极性的不对称二元偏移脉冲键控”调制，简称单极性ABSK脉冲调制。

我们曾仔细对比反相ABSK调制、缺周期ABSK调制和单极性ABSK脉冲调制的综合性能，研究表明：在频谱利用率方面，缺周期调制好于反相调制，反相调制又优于脉冲调制；而脉冲调制信号因无效载波分量占比更低、能量利用率更高，在抗噪声、抗干扰和抗多径衰落性能上则远优于前两者，并且其频谱效率相比传统体制仍具有一定优势，如图2(a)所示，而在经特殊成型滤波后又可进一步提升。考虑到大部分通信方式的信道环境极为恶劣，特别是存在较严重的多径衰落；且脉冲信号自身蕴含的脉冲边沿时刻、脉冲宽度、脉冲高低状态等丰富信息，以及短时突发、隐蔽性好、抗毁性强的特性，都使得脉冲调制在电子通信领域的应用和研究日益广泛。这正是本发明的实用性所在。

然而，单极性ABSK脉冲调制仍有明显的不足，主要表现在：首先，正如图2(a)所示，其频谱中存在非常多的、较高的离散线谱，虽并不携带调制信息影响解调性能，但显然不利于频谱效率的提高，且若不采取任何保护措施，将导致严重的能量泄漏干扰邻道信号；另外，无论是图2(a)中的频谱分析表明它较高的载波分量占据了部分发射功率，或从(3)式所示的单极性特点考虑，其解调须依赖于与实际接收机输入信号幅度相关的某一预设门限，使得单极性ABSK脉冲调制对信道特性变化敏感、性能尚不够优异。本发明正是围绕以上几点而展开。

2.单极性ABSK脉冲调制的解调

1)冲击滤波器(Impacting Filter)

为提高对于“0”、“1”波形差异很小的ABSK调制信号的解调性能，我们曾发明了一类由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成的无限冲激响应(IIR)数字滤波器，该滤波器借助其通带中心陡峭的陷波-选频特性，可将ABSK调制信号在码元“1”处的信息调制转变为明显而强烈的寄生调幅冲击，输出信噪比得到显著提升，甚至可在信号被噪声完全淹没的情形下以过冲的形式突显出信号的调制信息，故称之为数字冲击滤波器，但在码元“0”处则无相应的波形冲击(见“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”，发明专利号：ZL200910029875.3。本申请书所涉及的“冲击滤波”，出处均在于此，以下不再声明)，如图4(a)、(b)所示，此时利用简单的幅度判决即可进行可靠的解调。进一步的，为改进该IIR型数字冲击滤波器的内在缺陷、降低其苛刻的构成实现条件，并为寻求更窄的等效矩形带宽和更高的接收机灵敏度、同时更完美“匹配”ABSK信号的频谱，我们又曾先后发明一种“FIR型冲击滤波器”(详见“基于同一窄带滤波器的双载波ABSK通信系统”，发明专利号：ZL 201210468631.7)和一种“双零点冲击滤波器”(详见“基于双零点冲击滤波器的MPPSK相干解调方法，发明专利公开号：CN103209152A)。这3种冲击滤波器各有优缺点，实际应用应依据具体需求来选择。

理论上，任何数字滤波器都可通过一定的变换方法设计出与之对等的模拟滤波器；而ABSK/MPPSK系统的接收机性能与模数转换器(ADC)的采样率直接相关，采样率越高，解调性能越好。为此，我们又曾发明了一种适用于ABSK调制的模拟冲击滤波器(详见“一种不对称二元调制信号接收机”，发明专利公开号：CN102843323A)。模拟滤波器相当于无穷采样，因而可极大提升接收机的误码性能；更为重要的是，冲击滤波器的模拟化可省去无论对量化位数或采样率都要求甚高的造价高昂的ADC，解除了对该系统在应用方面的限制，并极大降低了运算复杂度。

值得注意的是，因单极性ABSK脉冲调制属于ABSK调制的一种，因而冲击滤波器及下文即将涉及的其他ABSK解调技术也同样适用于单极性ABSK脉冲调制。

2)基于冲击滤波的ABSK/MPPSK相干解调器

为进一步提高ABSK通信系统的解调性能，拓展匹配滤波理论，我们提出了“基于双零点冲击滤波器的MPPSK相干解调方法”(发明专利公开号：CN103209152A)。该方案将ABSK/MPPSK接收信号分为两路：一路经窄带带通滤波从富含载波信息的ABSK/MPPSK接收信号中提取出本地相干载波，另一路则采用一等效矩形带宽极窄的冲击滤波器将ABSK/MPPSK接收信号在“非0”码元处的信息调制转化为显著的寄生调幅冲击；然后对两路输出信号相乘并低通滤波以再次滤噪，并提取出包络信号；最后在抽样脉冲的指导下，即可采用简单的门限判决进行解调。由于再次充分利用了载波能量，因而与基于直接幅度判决的ABSK/MPPSK非相干解调方案相比，该方法可显著提升ABSK/MPPSK调制信号的解调性能。

3)ABSK/MPPSK系统的“码率域滤波”

我们曾在“一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统”(发明专利公开号：CN103501211A)中提出了一种“码率域滤波”方法：关键在于ABSK/MPPSK调制信号可在相同带宽内传输比常规通信信号高得多的信息速率，基于它们在频谱分布的巨大差异，在经“冲击滤波-相干解调”首先提升符号能量并搬移到基带后，即可采用一带通滤波器对位于邻道的特定干扰信号进行在“码率域”上的滤波，从而大幅增强系统的抗干扰性能；而这又为带通滤波后对信号包络进行第二轮、频率更低的真正的匹配滤波奠定基础。

4)ABSK/MPPSK相关解调器

在“一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统”中，我们曾在接收端保留一段经带通滤波后的冲击序列m(t)作为相关运算模板或匹配滤波冲激响应，用来与带通滤波后的某个信号s_k(t)中码元0，1，2...M-1或码元1，2，3...M的冲击出现的位置分别相乘后进行积分判决，将其中的积分值最大者判决为对应的发送码元。模板m(t)可通过预先训练得到，噪声大时可取多个m(t)的平均值。在冲击滤波器对ABSK/MPPSK信号的第一轮“粗匹配”后，这种乘以相干载波转为基带后的相关解调，可认为是对ABSK/MPPSK信号的第二轮、频率更低的真正的匹配滤波，从而又进一步提升了系统的解调性能。

发明内容

为克服现有技术的缺点，本发明旨在提供一种双极性的二元偏移脉冲键控调制(简称双极性BSK脉冲调制)和解调方法：该调制方法可极大降低甚至完全消除含载频在内的全部离散线谱，大幅改善频谱性能并降低邻道干扰；该解调方法将由该调制方法带来的符号间星座点距离增大的优势，成功转化为解调性能的提升，可显著提高接收信噪比和能量利用率，大大增强系统的抑噪抗干扰性能。

为解决上述技术问题，实现上述技术效果，本发明通过以下技术方案实现：

一种双极性的二元偏移脉冲键控调制和解调方法，包含调制方法和解调方法两个部分：

1)所述调制方法以不对称的二元偏移脉冲键控调制为基础，即

s₀(t)＝{0,0≤t<T

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}-B\sin \left(2p{f}_{c}t\right),& 0\&le;t\&le;t\\ 0,& t<t<T\end{array}\right.---\left(3\right)$

保持其中的符号“1”的调制波形不变，而将符号“0”由不发送任何信号替换为在相应区间进行与符号“1”极性相反的脉冲调制，表示如下：

$\begin{array}{c}{s}_0\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{B}_0\sin \left(2p{f}_{c0}t\right),& 0\&le;t<t_0\\ 0,& t_0<t\&le;T\end{array}\right.\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}-B_1\sin \left(2p{f}_{c1}t\right),& 0\&le;t<t_1\\ 0,& t_1<t\&le;T\end{array}\right.\end{array}---\left(4\right)$

其中，s₀(t)和s₁(t)分别是符号“0”和符号“1”的脉冲调制波形；B₀和B₁分别是符号“0”和符号“1”的脉冲调制幅度，两者取值需满足B₀×B₁>0以保证符号“0”、“1”的脉冲极性相反；t₀和t₁分别是符号“0”和符号“1”的脉冲调制持续时间；f_c0和f_c1分别符号“0”和符号“1”的脉冲调制区间的载波频率；T为二进制符号周期；

2)所述解调方法首先将所述双极性的二元偏移脉冲键控调制接收信号分为两路：一路经由冲击滤波器将所述接收信号在信息调制处转化为明显而强烈的寄生调幅冲击，另一路利用所述接收信号提取相干载波；然后对两路输出信号相乘并做低通滤波或带通滤波；最后送入相关解调器进行二进制符号的判决。

进一步的，所述相干载波的提取方式应根据所述双极性的二元偏移脉冲键控调制信号中的载波分量高低而定，在载波分量较高时可直接利用经以载频为中心频率的窄带带通滤波器提取，在载波分量较低或不存在时则应采用科斯塔斯(Costas)环提取。

进一步的，所述解调方法在对所述两路输出信号相乘后的滤波类型应依据具体信道环境而定，在邻道干扰更严重时应优先采用带通滤波，对一般性的噪声污染则低通滤波。

进一步的，所述相关解调器利用接收端预存的符号“0”调制波形s₀(t)和和符号“1”调制波形s₁(t)经低通滤波或带通滤波后的在整个符号周期内的样本序列，作为相关运算模板或匹配滤波波形，在位同步的指导下分别与当前接收信号在单个符号周期内进行积分求和，将其中的积分值更大者判决为对应的二进制符号。

与单极性ABSK脉冲调制技术相比，本发明具有以下有益效果：

1.频谱性能好

由经典信号处理理论可知，单极性的脉冲信号必然存在许多的谐波分量(也即离散线谱)，而双极性的引入则可极大降低线谱分量，尤其是在符号“0”和“1”等概出现且幅度和脉宽相等时，甚至可完全消除包括直流分量(对应于调制后的载波分量)在内的离散线谱，因而可大幅改善现有ABSK脉冲调制的频谱性能，在一定程度提高频谱效率。

2.对邻道干扰小、隐蔽性强

高占比的离散线谱的大幅降低甚至完全消除，从根本上减少了泄露至邻道的干扰能量，使得该双极性BSK脉冲调制技术更符合国家频谱管理要求；而剩余的有用旁瓣能量则较为分散，且脉冲调制突发性的特点，可较好地阻止敌方通过不间断侦测大能量的线谱实施故意干扰，有利于通信安全。

3.开机时间短、能量利用率高

这完全是继承单极性ABSK脉冲调制的优点，由(4)式可见，无论是符号“0”或符号“1”，其有效脉冲通信时间都只占用整个符号周期的短时区间，剩余大部分时段则处于关机状态，因而可极大地缩短开机时间，降低系统功耗，提高能量利用率。

4.收发信机结构简单、灵活

双极性BSK脉冲调制信号既可预存符号“0”和符号“1”在调制区间的样本序列数字化实现，也可利用信息序列控制电子开关通过选择对应的波形直接输出模拟调制信号；而解调方案中的“冲击滤波-乘以相干载波-低通滤波或带通滤波”环节采用已封装好的模块化组合滤波器实现方式(见“一种用于MPPSK相干解调的组合滤波器及其应用”，发明专利申请号：201410829687.X)首先便简化并提高了接收机的结构和集成度，而其中各滤波器可全数字化或全模拟化或模数混合实现的特点，又增添了系统的灵活性。

5.解调性能好、抗干扰能力强

双极性的引入拉大了原单极性ABSK脉冲调制的符号间星座点距离，在符号“0”和“1”的幅度相等时更可成倍增大；而“冲击滤波-乘以相干载波-低通滤波或带通滤波-相关解调”的“双匹配滤波”解调方法，利用“冲击滤波和低通滤波或带通滤波”的双重滤波降噪去干扰能力以及“相干和相关”的双重符号能量最大化效果，将这种潜在的判决区间扩大优势实质转化为接收信噪比和解调性能的显著提升；更进一步，由于ABSK脉冲调制只占用了整个符号周期的部分区间，因带限处理或多径引起的码间干扰效应可被剩余的“空调制”时段消化吸收，更使得其同码率、同调制幅度下的平均功率远小于PSK/FSK/ASK等经典体制，若保证平均发送功率相同，则前者在信息调制区间的峰值功率将远高于前者或其他干扰信号。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1(a)是单极性ABSK脉冲调制的基带调制信号和载波调制波形；图1(b)本发明申请提出的双极性BSK脉冲调制的基带调制信号和载波调制波形。

图2(a)是单极性ABSK脉冲调制的功率谱示意图；图2(b)是双极性BSK脉冲调制的功率谱示意图。

图3(a)是BPSK经带通成型后的功率谱示意图；图3(b)是双极性BSK脉冲调制经带通成型后的功率谱示意图。

图4是单极性ABSK脉冲调制的冲击滤波响应：图4(a)中信噪比SNR＝5dB；图4(b)中信噪比SNR＝0dB。

图5是本发明申请所提出的双极性BSK脉冲调制的解调器原理框图。

图6(a)是符号序列[1 0 0 1]的双极性BSK脉冲调制波形；图6(b)是图6(a)的波形的冲击滤波输出响应；图6(c)是图6(b)的波形与相干载波相乘后的波形。

图7是单极性ABSK脉冲调制与双极性BSK脉冲调制在AWGN信道中的解调性能对比。

图8(a)是经相应的带限处理后，BPSK调制与双极性BSK脉冲调制的解调性能对比；图8(b)是双极性BSK脉冲调制在进行LDPC编码前后的解调性能对比。

图9是在短波多径衰落信道中，BPSK调制与双极性BSK脉冲调制的解调性能对比。

具体实施方式

下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。

我们从一大类的ABSK调制中得到其脉冲调制子集，即单极性ABSK脉冲调制，其符号“0”和符号“1”的时域调制波形如图1(a)所示。信号处理理论告诉我们：这种脉冲信号的单一极性，体现在频域上则必然存在无穷的离散线谱，如图2(a)所示；而极性的正负交错，则有利于抑制谐波分量，改善频谱性能，因此在单极性ABSK脉冲调制的基础上，本实施例提出了一种双极性的二元偏移脉冲键控调制，简称双极性BSK脉冲调制。

1、双极性BSK脉冲调制

综上所述，我们很容易在(2)式和(3)式的基础上得到双极性BSK脉冲调制的表达式，如下：

$\begin{array}{c}{s}_0\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{B}_0\sin \left(2p{f}_{c0}t\right),& 0\&le;t<t_0\\ 0,& t_0<t\&le;T\end{array}\right.\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}-B_1\sin \left(2p{f}_{c1}t\right),& 0\&le;t<t_1\\ 0,& t_1<t\&le;T\end{array}\right.\end{array}---\left(4\right)$

其中，s₀(t)和s₁(t)分别是符号“0”和符号“1”的脉冲调制波形；B₀和B₁分别是符号“0”和符号“1”的脉冲调制幅度，两者取值需满足B₀×B₁>0以保证符号“0”、“1”的脉冲极性相反；t₀和t₁分别是符号“0”和符号“1”的脉冲调制持续时间；f_c0和f_c1分别符号“0”和符号“1”的脉冲调制区间的载波频率；T为二进制符号周期。

值得注意的是，本实施例所提出的双极性BSK脉冲调制除严格限制符号“0”和符号“1”的脉冲极性相反，对它们的脉冲调制幅度、宽度、频率等并不过多约束，类比经典通信理论中的脉冲调制，不难看出：

1)若t₀＝t₁,f_c0＝f_c1，则定义为双极性BSK脉冲幅度调制；

2)当B₀＝B₁,f_c0＝f_c1，则定义为双极性BSK脉冲宽度调制；

3)取B₀＝B₁,t₀＝t₁，则定义为双极性BSK脉冲频率调制。

因此，略不同于单极性ABSK脉冲调制，本实施例的双极性BSK脉冲调制允许符号“0”和符号“1”的调制区间相等，更广泛地囊括了“对称”与“不对称”的BSK脉冲调制。

更进一步的，令B₀＝B₁＝B,t₀＝t₁＝t,f_c0＝f_c1＝f_c，即得到本实施例将重点研究的结构最为简化、实用性最强的双极性BSK脉冲调制方式：

$\begin{array}{c}{s}_0\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}B\sin \left(2p{f}_{c}t\right),& 0\&le;t<t\\ 0,& t<t\&le;T\end{array}\right.\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}-B\sin \left(2p{f}_{c}t\right),& 0\&le;t<t\\ 0,& t<t\&le;T\end{array}\right.\end{array}---\left(5\right)$

取B＝1、占空比t/T＝1/4，图1(b)给出了该脉冲调制方式符号“0”、“1”的时域波形。很明显，这种极性相反、幅度相等、载频相同的对称调制，将极大简化调制器结构，得到符号“0”的调制波形，只需再增加一个反相器即可实时输出符号“1”的调制波形；并可将符号“0”和“1”间的星座点距离拉至最大，相比单极性ABSK脉冲调制增大一倍；更为重要的是，频谱分析表明，该双极性BSK脉冲调制将完全消除含载波分量在内的全部线谱，最大程度改善频谱特性，如图2(b)所示。

另外，在(5)式中若令t无限趋近于T，则得到它的特例即BPSK调制。尽管双极性BSK脉冲调制的主瓣宽度一般大于BPSK调制，未经任何处理时前者的频谱分布确实较后者更分散些，但实际通信时都还需经成型滤波以抑制邻道干扰，而对于保留了较大保护间隔使得可进行更严格带限处理的双极性BSK脉冲调制，则占用带宽和频谱效率仍有较大优势。取符号率R_B＝100kbps、t/T＝1/4、f_c＝21.4MHz、ADC采样率f_s＝51.2MHz，图3(a)、3(b)的对比给出了BPSK调制和本发明的双极性BSK脉冲调制在同符号率下经各自成型滤波后的功率谱示意图，很显然，后者的带外频谱更低、衰减更快、能量更为集中，定量仿真结果也表明后者的99％功率带宽只约为前者的一半。

2.双极性BSK脉冲调制的解调

首先给出双极性BSK脉冲调制的解调器原理框图，如图5所示。

1)冲击滤波

冲击滤波器可将单极性ABSK脉冲调制中符号“1”中短时的相位和幅度跳变转为较大幅度冲击。而双极性BSK脉冲调制无论是符号“0”或符号“1”均存在短时的相位(频率变化本质仍属于相位变化)和幅度跳变，不难预料其冲击滤波响应在符号“0”和符号“1”都将产生幅度冲击，如图6(a)所示是符号序列[1001]的双极性BSK脉冲调制波形，图6(b)则明确印证了这一点，图中采用的是一对共轭零点三对零点的IIR型冲击滤波器，并在(5)式中令B＝1、t/T＝2/4、f_c＝21.4MHz。

但略不同于单极性ABSK脉冲调制，双极性BSK脉冲调制的符号“0”和符号“1”极性相反，冲击滤波器的线性属性决定了其冲击滤波响应的极性也将严格相反，另外两者的冲击响应时间宽度也可能因t₀≠t₁而不同，这些都将有助于后续的二进制符号判决。

2)相干载波提取

单极性ABSK脉冲调制相干解调器中曾采用一类以载频为中心频率的、带宽极窄的窄带滤波器从接收信号中提取相干载波，再进行适当相位调整进而保证严格同频同相。然而，该方法更有效于接收信号富含载波分量的情况，对于如图2(b)所示的载波分量较低甚至被完全消除的双极性BSK脉冲调制则并不十分适用，此时更为常用的方法是采用Costas环，这对于本领域的工程技术人员是公知的。因此本实施例所提出的双极性BSK脉冲调制解调方法对相干载波提取作了更全面的考虑和说明。

另外，双极性BSK脉冲频率调制信号中存在两个载频，故对它提取相干载波都应分中心频率不同的两路进行，但实际应用几乎并不涉及该脉冲调频体制，因而这种情况并不多见。

3)相干解调

在乘法器中将冲击滤波输出的双极性BSK脉冲调制信号与其本地相干载波相乘。曾提到双极性BSK脉冲调制的符号“0”、“1”的冲击滤波响应极性相反，而相干载波的相位唯一且固定，因而相干载波相乘的输出波形及包络必然一正一负区别分明，如图6(c)所示，这正是双极性BSK脉冲调制的符号间星座点距离在时域上的真实直观体现，且由于充分利用了载波能量，故可望进一步提升对双极性BSK脉冲接收信号的解调性能，同时又将它从载波频段搬移到基带，方便后续的滤波处理。

4)低通或带通滤波

低通或带通滤波，首先可进一步滤除带外噪声、提高接收信噪比，更重要的是此时利用低通提取包络信号，或利用特殊设计的带通滤波器滤除比一般性噪声危害更大的频谱互不交叠甚至部分重叠的邻道干扰，以便于最终的相关解调。由于双极性BSK脉冲调制信号的主瓣展得较宽，再精心设计的带通滤波都难免会同时滤除部分有用信息，因而需慎重考虑在相干后的滤波类型：对于目前大多数的特定通信应用，其信道噪声或干扰的种类和模型是公知的、有据可考的，一般而言，若信道中更多的是噪声，如电子元器件的热噪声、大气噪声、开阔环境或短距离通信，应优先采用低通滤波；若影响更严重的是占用特定带宽、具特定频谱形状的干扰信号，则宜带通滤波。因此，本实施例所提出的双极性BSK脉冲调制解调方法对低通或带通滤波作了更全面的考虑和说明。

5)相关解调

我们知道，二进制调制相关解调的经典做法是：在位同步的指导下，对当前每一个符号的接收信号分别与预存的符号“0”的发送波形s₀(t)和和符号“1”的发送波形s₁(t)在单个符号周期内进行积分求和，将其中的积分值更大者判决为对应的二进制符号。

在“一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统”中，利用经带通滤波后的符号“1”的一小段冲击滤波序列m(t)作为滑动匹配模板完成相关解调，虽然减少了运算复杂度，但对于更一般的情况，比如调制时段t增大使得其冲击滤波响应展宽到接近横跨整个符号周期，或符号“0”和符号“1”由于调制时段、调制幅度等不等使得两者的冲击滤波响应差异甚大，这种简化的相关解调做法并不适用，也没有充分利用在整个符号周期的积分能量。因此，本实施例的相关解调重新回归经典做法，区别在于还预先对接收信号进行了冲击滤波、乘以相干载波并低通或带通滤波，符号“0”、“1”的匹配模板s'₀(t)和s₁'(t)也需经上述处理。

3、性能仿真

利用本实施例提出的解调方法，对双极性BSK脉冲调制的解调性能仿真如下：

1)高斯白噪声信道

对(5)式取R_B＝100kbps、t/T＝2/4、f_c＝21.4MHz、f_s＝51.2MHz(若未做特殊说明，下文对双极性BSK脉冲调制的参数都如此设置)，图7给出了同码率、同占空比下的单极性ABSK脉冲调制和双极性BSK脉冲调制的误码率曲线对比，可见后者由于符号间的星座点距离拉大，其解调性能大幅提升，最多可提高3dB之多，优势十分明显。

2)带限处理

为公平比较，对同一码率下的BPSK调制和双极性BSK脉冲调制添加各自适合的成型滤波，两者的功率谱已如图3所示。虽然由图8(a)可知，此时双极性BSK脉冲调制的解调性能略差于BPSK调制，但首先，为保证频谱优势对前者的带限处理也更为严格，它保留的空调制区间已经极大抑制了码间干扰引起的性能滑坡；其次，LDPC编解码的引入又可大大增加双极性BSK脉冲调制的可靠性，如图8(b)所示，在误码率为10^-5量级时取得了近11dB的编码增益，而经典通信体制采用RS/卷积/TCM等编解码的性能提升也至多在8-9dB之间。因此，在保证频谱优势的前提下，本实施例提出的双极性BSK脉冲调制在实际运用中仍能保持与传统体制相当的解调性能。

3)多径衰落信道

我们曾在“一种短波变速通信系统及其使用的多径估计与分离方法”(发明专利号：ZL201110180604.5)中，利用“0”、“1”非对称的ABSK调制波形所提供的时间保护间隔和冲击滤波器对于ABSK调制信号的特殊滤波响应，直接得到信道的径数和各径的相对幅度和时延；利用导出的计算公式可直接算出无多径干扰的较高码率，通过AGC和改变传输码率而省去了复杂的信道均衡。它几乎不涉及任何特殊算法，也无需发送复杂的训练序列，很容易实时实现，硬件成本低。

由于双极性BSK脉冲调制几乎完全继承了ABSK的调制特点，故仍可沿用上述抗多径衰落方法。均不添加任何信道编码、符号交织及其它抗衰落处理措施，双极性BSK脉冲系统和BPSK系统经过4径短波信道传输后的误码率曲线同时绘于图9，可见，前者的解调性能明显更占优势，这表明双极性BSK脉冲调制借助于其调制解调特点，在抗多径衰落性能上具有优于传统体制的天然优势。

以上结果表明，本发明提出的双极性的二元偏移脉冲键控调制方法，大幅抑制甚至完全消除了含载频在内的全部离散线谱，改善了频谱性能，降低了邻道干扰；而进一步提出的解调方法又将由该调制方法带来的符号间星座点距离扩大的优势，成功转化为解调性能的提升，显著提高了接收信噪比和能量利用率，大大增强了系统的抑噪抗干扰性能，有望广泛运用于未来的高效通信。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种双极性的二元偏移脉冲键控调制和解调方法，包含调制方法和解调方法两个部分，其特征在于：

1)所述调制方法的表达式如下：

$\begin{array}{c}{s}_0\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}{B}_0\sin \left(2p{f}_{c0}t\right),& 0\&le;t<t_0\\ 0,& t_0\&le;t<T\end{array}\right.\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}-B_1\sin \left(2p{f}_{c1}t\right),& 0\&le;t<t_1\\ 0,& t_1\&le;t<T\end{array}\right.\end{array}---\left(4\right)$

其中，s₀(t)和s₁(t)分别是符号“0”和符号“1”的脉冲调制波形；B₀和B₁分别是符号“0”和符号“1”的脉冲调制幅度，两者取值需满足B₀×B₁>0以保证符号“0”、“1”的脉冲极性相反；t₀和t₁分别是符号“0”和符号“1”的脉冲调制持续时间；f_c0和f_c1分别符号“0”和符号“1”的脉冲调制区间的载波频率；T为二进制符号周期；

2)所述解调方法首先将所述双极性的二元偏移脉冲键控调制接收信号分为两路：一路经由冲击滤波器将所述的接收信号在信息调制处转化为明显而强烈的寄生调幅冲击，另一路利用所述的接收信号提取相干载波；然后对两路输出信号相乘并做低通滤波或带通滤波；最后送入相关解调器进行二进制符号的判决。

2.根据权利要求1所述的一种双极性的二元偏移脉冲键控调制和解调方法，其特征在于：所述的相干载波的提取方式应根据所述双极性的二元偏移脉冲键控调制信号中的载波分量高低而定，在载波分量较高时可直接利用经以载频为中心频率的窄带带通滤波器提取，在载波分量较低或不存在时则应采用科斯塔斯(Costas)环提取。

3.根据权利要求1所述的一种双极性的二元偏移脉冲键控调制和解调方法，其特征在于：所述相关解调器利用接收端预存的符号“0”调制波形s₀(t)和符号“1”调制波形s₁(t)经低通滤波或带通滤波后的在整个符号周期内的样本序列，作为相关运算模板或匹配滤波波形，在位同步的指导下分别与当前接收信号在单个符号周期内进行积分求和，将其中的积分值更大者判决为对应的二进制符号。