CN103501211A - 一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统，该系统采用调制了高速数据的低边带多元位置相移键控信号取代正弦载波，与模拟音频信号进行保留载波的双边带调幅；接收机对收到的复合调制信号上变频、冲击滤波并提取相干载波相乘后，利用频谱分布差异分离出模拟音频信号，并利用相关匹配解调出MPPSK调制数据。本发明直接沿用现有中波调幅广播频段的频率资源和9kHz的带宽划分、调幅广播发射机的基础设施、DSB-AM传输的广播制式、中波调幅收音机的成熟产品，实现原有模拟声音信号与新增数字码流真正在同一带宽、同一频道和同一时间播出，大大提高了数字AM广播体制的频谱利用率和能量利用率。

Description

一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统

技术领域

本发明属于通信中的信息调制与解调领域，涉及数字广播通信系统，尤其涉及一种兼容调幅（AM）广播的复合调制系统中的调制与解调技术。

背景技术

数字化已成为世界广播电视发展的必然趋势。如何充分利用新技术实现广播节目的有效覆盖，实现模拟音频广播向数字音频广播的平稳过渡是广电行业亟需解决的重大课题。数字音频广播具有音频质量好、频谱利用率高、支持数据新业务等方面的优势，欧、美等发达国家主导了多项数字音频广播技术开发和标准制定，并进行了大规模的产业化推广。

目前较成熟的数字音频广播标准技术

1）欧洲的DAB标准

数字音频广播（DAB）的研究开始于1970年代末期，1986年被列为欧共体Eureka-147计划，1995年正式由欧洲电信标准化协会（ETSI）发布该系统标准。DAB标准采用基于编码正交频分复用（COFDM）的多载波宽带传输技术，与传统模拟广播中一个载波传送一套节目的窄带传输方式相比，DAB技术在对抗电波多径传播导致的频率选择性衰落方面性能有大幅提高。DAB系统已在英国、德国、加拿大、澳大利亚、韩国、新加坡和我国台湾省等30多个国家和地区得到了较为广泛应用。TI、三星、RadioScape、Frontier Silicon等公司相继推出了DAB解码芯片和接收机模块，Philips、日立、SONY、三星、LG等公司也推出了DAB/DMB（数字多媒体广播）车载或便携式接收机产品。在英国和北欧一些国家、DAB覆盖率已达到较高水平，其DAB收音机销量已超过传统的调频（FM）收音机。但是，DAB标准采用1.536MHz的信道带宽与模拟FM/AM广播完全不兼容，需要新的工作频段和频率规划，对推广形成了很大的障碍，同时由于DAB系统的宽带特性，终端接收机无论在成本和功耗上都较难控制，也不利于DAB产业的发展。 

2）美国的HD Radio标准

美国联邦通信委员会（FCC）于2002年批准了美国数字音频广播国家标准HD Radio，采用基于iBiquity公司的带内同频道（IBOC）技术。由于FCC对模拟AM和FM发射的频谱掩模要求较为宽松，允许载频边带有一定的功率辐射。基于此，HD Radio使用当前分配给AM/FM模拟电台的载频边带传输数字信号，并逐渐实现模拟向数字的平滑过渡。与传统模拟广播的同频兼容性使其在美国得以迅速推广，目前已有超过2000座电台播出HD Radio节目。但在世界上其他一些国家（包括中国），AM/FM的频率规划与美国不同，而且相应的发射信号频谱模板也比FCC的规定严格许多。HD Radio使用固定边带和固定边带发射功率的技术，使其在其他国家应用中对现有的模拟覆盖形成较大干扰，难以在世界范围内大面积推广。

3）DRM系统

DRM系统是国际数字广播联盟（DRM）经多年研究和实验提出的一种中短波调幅广播数字化方案，已成为国际电信联盟（ITU）和欧洲电信标准协会（ETSI）标准。2010年，DRM组织又推出了用于FM频段的DRM+系统。与HD Radio不同，DRM+既可占用模拟广播的上/下邻频进行广播，也可单独占用一个广播频道，比较灵活，可根据邻近电台情况选择干扰最小的方式放置数字频谱，并辅以发射功率的调整，从而保护现有模拟广播不受影响。但是，DRM系统与传统的模拟音频广播一样，都是窄带系统，不能有效对抗FM频段电波多径传播造成的频率选择性衰落，系统性能仍不够理想，试听音质也略逊于HD Radio系统。

4）国内进展与动态

1996年12月，我国启动《数字音频广播（DAB）重大科技产业工程项目》，并通过中欧合作项目的实施，建立了广东珠江三角洲DAB先导网、北京-廊坊-天津DAB网。

2002年9月，广电总局投资600万元进行《数字AM广播系统功能样机开发与试验研究》，开发完成了传输系统及参考测试接收机功能样机，建立了基于DRM体制的数字AM广播试验平台，进行了相应的发射机改造与外场测试工作。

2008年起，广播科学研究院对FM HD Radio系统进行了实验室测试和北京地区场地测试，在奥运会、残奥会期间进行了FM HD Radio试验广播，并完成了国产调频发射机的HD Radio数字化改造技术研究。

由于短波频段的大功率信号借助于大地与电离层之间的反射可实现全球收听，为了统一，各国都原则同意采用DRM规范；但对于FM频段和中波AM频段，欧洲同样采用DRM规范，美国坚持IBOC体制。而国内研究表明，DAB、HD Radio技术在使用频段和频道带宽设置方面均与我国调频/中波调幅广播频段现有频率规划不符，同时这些数字音频广播技术体制均建立在大量的国外专利技术基础之上，不利于我国相关产业发展，难以在我国进一步推广使用。但我国并未系统地开展中波频段自主知识产权的数字调幅广播（DAMB）技术体系研究，也没有探索出适合国情的DAMB发展模式，只是明确将来的中国DAMB标准必须实现模拟与数字系统的同播，即向下兼容现行的模拟AM广播系统。

传输体制

1）数字载波思想

本专利申请人通过分析和比较上述3种数字音频广播体系，认识到：为了充分利用现有的大功率模拟AM广播发送设备和广播网络，应该兼容现行的保留载波的模拟双边带调幅（DSB-AM）传输系统；而DSB-AM信号由一个不含任何信息的正弦载波和上下两个含有相同调制信息的模拟边带组成，因此为了实现模拟与数字系统的同播，必须利用DSB-AM信号的载波进行数字调制：只要数字调制信息的功率谱（PSD）边带在模拟主信号的9kHz（以载频为中心±4.5 kHz）带宽内至少低于载波50dB，即可实现同播。我们把这种携带很低PSD边带数字信息的载波简称为“数字载波”，而为了产生“数字载波”，必须考虑能够保留正弦载波分量的数字调制技术。

2）MPPSK调制

我们曾发明一种保留载波的信号调制方法，称之为扩展的二元相移键控（EBPSK：Extended Binary Phase Shift Keying，见“一种统一的二元正交偏移键控调制和解调方法”，发明专利号：ZL200710025203.6），其信号功率谱表现出高载波和低边带的鲜明特点，但传输码率还不够高，且功率谱中仍含有较高的离散线谱；而将EBPSK调制拓展到多进制，可得到更高的传输码率并降低甚至彻底消除线谱，即利用多元信息符号键控正弦载波的不同反相位置（常取相位调制角度                                                

），又得到一种多元位置的相移键控（MPPSK：M-ary Phase Position Keying）调制（见“多元位置相移键控调制和解调方法”，发明专利号：ZL200710025202.1），其表达式如下：

              

                   (1)

其中，

为调制载波的角频率，

为载波周期，

为符号保护间隔控制因子，由

和整数

、、

构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”。

特别地，当且

时MPPSK调制退化为EBPSK调制：

                     

                             (2)

对于相同的码元周期

，EBPSK调制的传输码率为

                                        (3a)

而MPPSK调制的传输码率则提高到

                 (3b)

更重要的是，分析表明当

时，如果满足

                                            (4)

则MPPSK信号功率谱中的线谱可完全消除，对于同一频道的模拟音频信号和邻近频道的其它广播电台信号的干扰，可以更低。

3）IIR型数字冲击滤波器（IIR Digital Impacting Filter）

为了在发送端提高频谱利用率，我们将MPPSK调制信号的“0”码元与“非0”码元在时域上的差异尽量缩小；而为了提高解调性能，又应该在接收端放大“0”与“非0”码元的波形差异，为此我们曾发明了一类特殊的无限冲激响应（IIR）的窄带数字带通滤波器，可以突出MPPSK/EBPSK调制信号的相位跳变（见“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”，发明专利号：ZL200910029875.3）。该滤波器由谐振频率非常靠近的一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，零点频率低于所有极点频率，而零点频率和极点频率的靠近程度不低于位于零点频率和极点频率之间的信号载频的

数量级，从而在其通带内的中心频率处呈现出一个如图1(a)所示的极窄的陷波-选频特性，使得不对称键控调制信号的滤波输出波形在“非0”码元的信息调制处，产生明显而强烈的寄生调幅冲击如图1(b)所示，从而大幅提升了滤波输出信号的信噪比，故称之为数字冲击滤波器，但在码元“0”处则无相应的波形冲击，此时利用简单的幅度判决即可进行可靠的解调。

4）FIR型冲击滤波器

上述数字冲击滤波器本质上仍属于IIR滤波器的范畴，故本申请书又将其称为“IIR型数字冲击滤波器”。IIR型数字冲击滤波器具有优异的解调性能，一直被用于MPPSK通信系统中，但由于其独特且苛刻的构成条件，也存在着诸多缺陷（详见“基于同一窄带滤波器的双载波ABSK通信系统”，发明专利公开号：CN102932298A”）。同时，我们发现凡具有陡峭过渡带的窄带有限冲激响应（FIR）滤波器，在一定条件下都可以利用“斜率鉴相”，达到类似于IIR型冲击滤波器对MPPSK信号优越的冲击解调效果，我们称该种冲击滤波器为FIR型冲击滤波器。由于FIR滤波器较IIR滤波器实现简单，又可避免IIR滤波器的诸多缺陷，尤其是对信号为线性相移，不会因后者的非线性相位对MPPSK调制的“非0”码元造成非线性时延而导致位置错判，因此在某些场合，可优先考虑FIR型冲击滤波器。如图2(a)所示的FIR带通滤波器，对MPPSK信号的冲击滤波响应为图2(b)所示，可见其仍具有优异的解调性能。

5）MPPSK信号的上变频接收机

对于MPPSK/EBPSK调制信号，从式(1)和(2)可知，当调制时段

内的载波周期数

一定时，码元周期

内的载波周期数越大，信号功率谱的主瓣和边带越低，但根据式(3)，此时的传输码率也越低；而当

一定时，

越大，虽然信号功率谱的主瓣越窄，但其峰值电平也越高。因此，调制占空比K:N越小，已调信号功率谱的主瓣和边带电平越低；但在一定的范围内，

越大，解调性能也越好。因此，基于冲击滤波解调的MPPSK/EBPSK系统对于调制参数的共性要求是：

①为了高效利用频谱带宽，要求调制波形占空比K:N尽可能小，但若要同时保证较高的传输码率

，则

不能太大，而

越小越好；

②为了高效利用发射能量，解调器要求至少保证；

我们发现解决这一矛盾的有效措施是：发射端使用最小K值调制；接收端则使用高中频接收机，在通过上变频方式提高信号载频的同时也增大了K值，这样就能巧妙地利用MPPSK调制和冲击滤波器解调的特点，更好地兼顾系统的频谱特性与解调性能（详见“提升MPPSK调制解调器综合效率的收发系统”，发明专利公开号：CN102868655A）。

6）基于冲击滤波的MPPSK相干解调器

为进一步提高MPPSK通信系统的解调性能，拓展匹配滤波理论，我们提出了“基于双零点冲击滤波器的MPPSK相干解调方法”（发明专利申请号：201310088183.2，公开号：CN103209152A）。该方案将MPPSK接收信号分为两路：一路经窄带带通滤波以充分利用MPPSK接收信号富含载波信息的特点提取出本地相干载波，另一路则采用一等效矩形带宽极窄的双零点冲击滤波器将MPPSK接收信号在“非0”码元处的相位调制转化为显著的寄生调幅冲击；然后对两路输出信号相乘后低通滤波以提取出包络信号；最后在抽样脉冲的指导下，即可采用简单的门限判决进行解调。由于再次充分利用了载波能量，因而与基于直接幅度判决的MPPSK非相干解调方案相比，该方法可显著提升MPPSK信号的解调性能。

发明内容

为克服现有技术中的不足，本发明旨在提出一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统，该系统可在现有模拟调幅广播的9kHz信道带宽内，实现原有模拟声音与新增高速数据真正同频带、共信道的同时复合传输，且将模拟信号与数字信号之间、以及带内信号与邻道信号之间的干扰，降至甚微。

为解决上述技术问题，实现上述技术效果，本发明通过以下技术方案实现：

一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统，包括复合调制发射机系统和复合调制接收机系统，其特征在于：

1）所述复合调制发射机系统的复合调制信号可表达为：

                                                     (5)

其中，A是复合调制信号的幅度，

是作为复合调制边带的模拟音频信号，为模拟音频调幅系数，

是复合调制载波的数字调制信号；

2）所述复合调制接收机系统利用本地提取的频率为

的中频相干载波与接收到的所述复合调制信号相乘后再滤波，来分离时频混叠的模拟音频信号

与数字调制信号

，

指本地中频相干载波的频率；。

进一步的，所述数字调制信号

采用调制了高速数据的低边带多元位置相移键控调制信号，所述低边带多元位置相移键控调制信号的表达式为：

             

                (1)

其中， 为调制载波的角频率，

为载波周期，

为符号保护间隔控制因子， 

、

、

为整数；

1）所述

和

，以消除所述低边带多元位置相移键控调制信号功率谱中的线谱并压低其功率谱边带电平，保证所述复合调制信号能在同一带宽内的同一频道上传输；

2）所述低边带多元位置相移键控调制信号符号速率至少要高于所述模拟音频信号

的最高频率。

进一步的，所述复合调制接收机系统将接收到的所述复合调制信号与频率为

的本地中频相干载波相乘后：

1）直接利用低通或带通滤波器滤出

的频率分量，即可解调出所述模拟音频信号

，其中

为模拟音频信号的最低频率，

为模拟音频信号的最高频率；

2）直接利用通带频率在

范围内的带通滤波器，即可从所述复合调制信号中分离出所述数字调制信号

。

优选的，所述复合调制接收机系统利用冲击滤波器将所述复合调制信号中低边带多元位置相移键控“非0码元”的相位变化转变为较强寄生调幅冲击，有效平滑了发射机末级带通滤波器对所述复合调制信号包络即模拟音频信号的不利影响，提升了音频信号的解调质量。

优选的，所述复合调制接收机系统解调前先对所述复合调制信号上变频以增大

值，提升低边带多元位置相移键控数字信号的解调性能。

优选的，所述复合调制接收机系统中的解调器对直接利用带通滤波器从所述复合调制信号中分离出来的所述数字调制信号

，利用所述复合调制接收机系统中接收端预存的一段经带通滤波后的冲击序列作为相关运算模板或匹配滤波波形，与带通滤波后某个信号

中码元

的冲击出现位置分别相乘后进行积分判决，将积分值最大者判为解调出的低边带多元位置相移键控码元。

本发明的有益效果如下：

1. 模数同播。

直接沿用现有中波调幅广播频段的频率资源和频带划分、AM广播发射机的基础设施、DSB-AM传输的广播制式、中波调幅收音机的成熟产品，利用MPPSK/DSB-AM复合调制实现原有模拟声音信号与新增数字码流真正在同一带宽、同一频道和同一时间播出。

2. 向下兼容。

利用现有调幅收音机产品仍能正常收听原有的模拟音频广播节目，恰似当年利用模拟黑白电视机仍能正常接收并黑白显示模拟彩色电视信号一样。

3. 高效复用。

MPPSK/DSB-AM复合调制系统通过选择合适的MPPSK调制参数，在传输40kbps～150 kbps高速数字码流时可使数字调制信号的边带功率谱电平在9kHz的模拟主信号带宽内比载波功率至少低50dB，从而可高效利用现有9kHz的窄带带宽，无需重新分配新的频率资源，频谱利用率大大提高。

4. 节省投资。

现有模拟调幅广播发射机添加MPPSK调制器后仍可沿用，无需更新即可换代为数字调幅广播发射机，大大节省了设备投资。

5. 简单灵活。

接收机既可高速硬件全数字实现，便于芯片集成；也能模数混合实现，大大降低模数转换器（ADC）的采样频率和接收机的硬件成本。

6. 性能改善。

接收机通过上变频增大有效K值和基于冲击滤波器的相干解调，同时提升了模拟音频与数字码流的解调性能，重建模拟信号的音质优于传统的包络检波，对MPPSK信号冲击滤波包络的匹配滤波相关检测又进一步改善了数字解调性能。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是IIR型数字冲击滤波器的幅频响应与MPPSK信号的冲击滤波响应：图1(a)为一对零点两对极点的IIR型数字冲击滤波器的幅频响应；图1 (b)为该滤波器对MPPSK信号的冲击滤波响应。

图2是FIR型数字冲击滤波器的幅频响应与MPPSK信号的冲击滤波响应：图2(a)为窄带带通滤波器的幅频响应示意图，图中的

、、

、、

分别对应于带通滤波器的低端截止频率、低端通带频率、载频、高端通带频率、高端截止频率；图2(b)是该窄带滤波器对MPPSK信号的冲击滤波响应。

图3是MPPSK/DSB-AM 传输系统的原理框图：图3(a)是发射机系统；图3(b)是对于图3(a)的仿真系统，考虑了输出网络和AM载波分量；图3(c)是接收机系统。

图4为MPPSK/DSB-AM复合调制信号的波形图和功率谱图，其中图4(a)为波形图，图4(b)为功率谱图，图4(b)中虚线所在处的衰减为-55dB。

图5为经发端滤波器成形后的MPPSK/DSB-AM复合调制信号的波形和功率谱图，其中图5(a)为波形图，图5(b)为功率谱图。

图6是MPPSK/EBPSK调制器的实现方式：图6(a)为全数字实现，图6(b)为模拟电路实现，图6(c)则适合集成电路实现。

图7是MPPSK/DSB-AM复合调制信号的相干解调波形：图7(a)是所述信号的冲击滤波响应；图7(b)是其与相干载波相乘并带通滤波的波形；图7(c)是图7(b)的局部放大波形。

图8是复合调制信号的冲击滤波响应波形（幅度有变化的曲线，纵坐标为信号幅度），及利用锁相环从中提取出的同频同相的相干载波波形（幅度恒定的曲线，横坐标为采样点数）；图8(a)为本领域常用的Costas锁相环，从中提取出纯净且与锁相环输入信号同频同相的载波信号，如图8(b)为用于后续MPPSK/DSB-AM复合调制冲击滤波信号包络的相干解调。

图9是音频解调性能比较：图9(a)是不同低端截止频率的带通滤波器对音频信号解调性能的影响；图9(b)是从MPPSK/DSB-AM复合调制信号中解调恢复出的音频信号与原始音频信号的波形比较（SNR=30dB时）。

图10是图3(c)所示框图中的MPPSK解调器部分。

图11是MPPSK/DSB-AM复合调制数据码流的解调性能曲线。

图12是图11中所示对比方案的系统框图。

具体实施方式

下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。此处所作说明用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。

复合调制发射机系统

用于替代AM广播调制中纯正弦载波的被高速数据调制的信号，即所谓数字载波，是复合调制系统实现的关键因素，我们希望它同时具备以下4个条件：

①幅度恒包络。

这是由于现行的模拟音频对正弦载波进行了DSB-AM调制，因而正弦载波幅度包络的任何变化都可能干扰模拟音频信号。

②边带电平低。

要求数字载波的PSD边带电平在模拟主信号带宽内至少低于载波50dB，不仅是为了降低数字载波对带内模拟音频信号以及邻近其它广播信号的干扰，也是为了满足无线电管理部门对于广播发射机PSD边带掩模的规定，以便实现数字信号与模拟音频的同播。

③符号速率高。

这有两方面用意：首先是任何数字传输系统都希望能给用户提供尽可能高的数码率，特别是在窄带的中波调幅广播信道，如果不能承载不低于现有音频压缩编码标准所能达到的最低码率，就难以实现数字音频广播；其次是为了从频谱上尽量区分MPPSK冲击信号包络与DSB-AM音频信号的需要，这将在“复合调制接收机系统”的实现中进一步阐释。

④解调性能好。

这是任何数字传输系统对于接收机（在此即数字调幅收音机）的基本技术要求，既取决于接收机的技术水平，更受限于调制波形的信号体制。

在上述4个条件中：

“条件①”和“条件②”是必要条件，决定了数字载波DSB-AM复合调制体制的“合法性”，即不能损害现有听众的利益，而且要符合国家无线电管理规范。从式(1)和式(2)可知：EBPSK和MPPSK均为恒包络调制，都能满足“条件①”；而通过选择较低的调制占空比即K:N，EBPSK和MPPSK已调信号的PSD边带电平均可任意压低，都能满足“条件②”，但MPPSK调制可望彻底消除PSD边带中的离散线谱而得到更低的边带，更可取（由于调幅广播发射机的发射功率大，PSD线谱的干扰能量也会更强）；

“条件③”决定了数字载波DSB-AM复合调制体制的“先进性”，体现在频谱利用率的“高效性”和“复用性”上，应该尽力追求，而从式(3)可知，当M>2时，采用MPPSK调制可望取得比EBPSK调制更高的码率，值得优先采用；

“条件④”体现了数字载波DSB-AM复合调制体制的能量利用率是否也能保持“高效性”，决定了该技术体制是否具有“实用性”，以及将来数字调幅收音机的技术复杂度。由于MPPSK为多进制调制，因而解调性能肯定不如二进制的EBPSK调制，而且当M较大时，解调器也会更复杂，尤其不适合多径信道（好在中波信道的波长很长，几乎可以不考虑多径传输）。

因此，综合权衡后，“条件②”和“条件③”更为关键，而“条件④”还有不断改进的空间，所以本发明的一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统，采用MPPSK调制信号作为数字载波对AM广播信号进行DSB-AM复合调制，得到如式(5)所示的MPPSK/ DSB-AM复合调制信号表达式：

                                                     (5)

其中，A是复合调制信号的幅度，

是作为复合调制边带的模拟音频信号，

为音频调幅系数，既用于防止过调幅，也可控制模拟音频信号与数字信号之间的功率分配；

是作为复合调制载波（取代现行的纯正弦载波）的MPPSK调制信号，其表达如式(1)。根据式(5)得到如图3(a)和图3(b)所示的MPPSK/DSB-AM复合调制系统的发射机原理框图。

图3(a)系统发射的MPPSK/DSB-AM复合调制信号如图4(a)所示，其功率谱则示于图4(b)中。从图4(b)可见，即使所述复合调制发射端不进行任何滤波或频谱成形，MPPSK/ DSB-AM复合调制信号功率谱的边带电平也可低于载波60dB，满足我国中波调幅广播频段对无线电频谱的管理要求。但是，现有调幅广播发射机的功放级输出端往往加有调谐回路，如图3(b)所示，其一方面用于约束发射频谱，防止干扰相邻信道，另一方面用于发射机功率放大器与天线/馈线系统的阻抗匹配。该调谐回路实为一个带通滤波器，尽管可使滤波后的复合调制系统发射信号的功率谱更“好看”，如图5(b)所示，但也会使滤波后的MPPSK/DSB-AM信号严重畸变，如图5(a)所示，损害模拟音频与数字信号的解调性能。但为了能直接利用现有的大功率调幅广播发射机，本发明只能面对这一现实，并在接收机中设法减轻或补偿其不利影响。

复合调制接收机系统

根据背景技术所述，本发明所提出的MPPSK/DSB-AM复合调制接收机采用高中频体制，即接收机解调前先对MPPSK/DSB-AM信号上变频（因而接收机中频高于信号载频）以增大

值，提升MPPSK数字信号的解调性能。则整个接收机（即收音机）系统的原理框图如图3(c)所示，其关键环节如下：

1）从接收机天线接收到的中波调幅频段

531kHz～1602kHz的MPPSK/DSB-AM复合调制信号经前置放大器放大后，与来自本地振荡器的频率为

                                                    (6)

的正弦信号相乘并利用带通滤波器取出频率为

的高中频信号进行中频放大。为了靠近现有广播电视和通信产品的中频频率，以便共享市场上面广量大的标准元器件，可取接收机的高中频为，从而根据式(5)，本地振荡器的频率范围为

2）放大后的中频信号进入冲击滤波器，将MPPSK/DSB-AM复合调制信号中因MPPSK调制而产生的相位变化转变为幅度冲击后分为两路：一路直接输出到乘法器；另一路用于从MPPSK/DSB-AM复合调制信号冲击滤波响应中提取出尽可能纯净且与之同频同相的载波后，输出到乘法器的另一个输入端。在乘法器中将两路信号相乘，实现对MPPSK/DSB- AM复合调制冲击滤波信号包络的相干解调。

3）乘法器的输出为MPPSK冲击滤波信号包络与音频信号的混合（叠加），二者在时间波形上完全混叠，在频谱上也有可能混叠，因此本发明在“复合调制发射机系统”的设计中要求MPPSK调制的符号速率高，在此就是至少要高于音频信号的最高频率

，这样就可以利用低通滤波器将音频信号直接取出，同时利用带通滤波器过滤出MPPSK调制冲击滤波后的主要信号成分。

4）把带通滤波后的MPPSK调制冲击滤波信号送入MPPSK解调器，从中解调出原始的数据码流。

综上所述，本实施例的复合调制发射/接收机系统的调制器及解调器可以通过如下技术方案设计：

1. MPPSK/DSB-AM调制器

1）MPPSK调制参数的选择

根据本说明书背景技术中有关“MPPSK传输体制”的内容所述，在选择MPPSK调制参数时应该尽量满足式(4)，即取

和

，这样可完全消除MPPSK已调信号功率谱中的离散线谱，对于同一频道的模拟音频信号和邻近频道的其它广播电台信号的干扰，可以更低。将这一条件代入式(3b)，得到MPPSK调制的传输码率为

                 (3c)

但是，背景技术在“MPPSK传输体制”中已经论证，为满足现行的频谱规定，保证MPPSK/DSB-AM复合调制信号能在同一带宽内的同一频道上传输，MPPSK调制参数中的

值要尽量小，因此本实施例直接取，则式(3c)变为：

                                   (3d)

可见，此时码率只与载频和M有关。而当载频确定后，M值越大，码率越低。根据式(3d)的原则并结合仿真实验，即可得所需调制参数M的数值，以及相应载频下的最高码率。这里我们还要求保证MPPSK调制的符号速率

至少高于音频信号最高频率 。

由于我国中波调幅频段的发射载频规定为531kHz～1602kHz，因此为简单且能说明问题，本实施例取其频段中间的和K=1、N=64和M=63进行仿真，此时由式(3d)，得到高达

的码率。因此，即使将来在实际应用中拿出一半码率进行信道编码，以进一步保证系统的可靠性，我们仍可得到47.62kbps的净码率用于数据广播。

2）MPPSK调制器的实现

图6(a)给出MPPSK调制器的全数字化实施框图：具有M种取值的MPPSK码元序列控制多路选择器，从M组波形样本中选出与当前码元相对应的MPPSK调制波形数字样本，送数模转换器（DAC）直接转换成载频为

的模拟MPPSK已调信号输出。

图6(b)则是MPPSK调制器的模拟实现方式，只需用信息序列即MPPSK码流控制电子开关即可直接输出模拟的MPPSK调制信号，显然比图6(a)的全数字实现方式简单、廉价，且能够用于更高的工作频率。

图6(c)则是对图6(b)的改进，通过加入同相放大器来补偿反相放大器的时延，有利于工作在更高的载波频率和集成电路芯片集成。

3）音频信号的调制

由于所述MPPSK已调信号是类似于正弦波的恒包络信号，因此，对于模拟音频信号MPPSK/DSB-AM复合调制的实现，只需在音频信号中加入直流分量后与MPPSK已调信号相乘并保留全部频率分量即可。加入直流分量的目的是避免音频信号的过调幅，且加入的直流分量越大，MPPSK/DSB-AM已调信号中的载波分量越强，这在调幅广播发射机中可以调节。本实施例中控制音频信号的绝对峰值为所加直流分量幅度的90%，即式(5)中

。乘法器输出的复合调制信号经广播发射机功率放大器放大和滤波后，即可送至发射塔（天线）上对外发射，如图3(b)所示。其滤波前后的信号波形和功率谱，分别如图4和图5所示。

解调器

1）上变频接收

为得到最好的发射频谱，MPPSK调制器选择了K=1；而K较小时会较严重影响MPPSK信号的解调性能，因此MPPSK/DSB-AM接收机在前置放大后先对信号进行上变频以增大K值，从而提升MPPSK信号的解调性能。由于本实施例调制器已取

，故为了简单接收机对MPPSK/DSB-AM信号进行10倍上变频，此时K增大为10。采用

的本地载波信号与的接收信号相乘，再经带通滤波取出所需

的中频信号，即完成上变频过程。然后将放大后的中频信号送给冲击滤波器。

2）冲击滤波

前述“发明内容”中所述的调幅广播发射机功放级输出调谐回路，虽然保证了MPPSK/ DSB-AM复合调制信号几乎不干扰其它相邻信道，但也带来了如下不利影响：

①音频信号包络损伤较严重，从图5(a)可知，如果直接包络检波，解调效果肯定不佳；

②数字信号相位跳变损失较严重，将给MPPSK/DSB-AM复合调制信号中MPPSK信号的解调带来较大的困难。

由于人耳对于声音波形的幅度失真更加敏感，因此尝试了采用多种滤波方法来平滑发端滤波器对音频信号的影响。经反复实验与观察发现，将信号载频置于带通或者高通滤波器的过渡带上，即可有效改善发端滤波器对音频信号的不利影响，提升音频解调质量。而这与前述冲击滤波器的“斜率鉴相”特性不谋而合，也即通过该冲击滤波器，不仅可用于将MPPSK/DSB-AM复合调制信号中MPPSK“非零码元”的相位变化转变为较强的寄生调幅冲击，又能有效平滑发射机末级带通滤波器对MPPSK/ DSB-AM复合调制信号包络即模拟音频信号的不利影响，提升音频信号的解调质量。因而本发明将两者合二为一，采用一个冲击滤波器来代替。

具体仿真实验时图3(c)中的模拟冲击滤波器采用图2(a)所示的FIR型窄带带通数字滤波器，其低端截止频率

=9.9MHz，低端通带频率

=10.25MHz，高端通带频率

= 11.25MHz，高端截止频率

=11.6MHz，其对于MPPSK/DSB-AM复合调制信号的冲击滤波效果如图7(a)所示。冲击滤波器的输出分为两路：其中一路直接连接到乘法器的一个输入端；而从另一路提取出与第一路同频同相的载波后输出到乘法器的另一个输入端。

3）相干载波提取

尽管经上变频和冲击滤波后MPPSK/DSB-AM复合调制信号的幅度还是变化的，但其中仍含有较强的正弦载波，本实施例采用如图8(a)所示的本领域常用的Costas锁相环，从中提取出纯净且与锁相环输入信号同频同相的载波信号，如图8(b)所示，用于后续MPPSK/DSB-AM复合调制冲击滤波信号包络的相干解调。

4）复合调制信号相干解调

在乘法器中将冲击滤波输出的DSB-AM复合调制信号与其本地提取的频率为

的中频相干载波信号相乘，由于充分利用了载波能量进行相干解调，故可望同时进一步提升对MPPSK调制的数字信号和DSB-AM调制的音频信号的解调性能。此时乘法器的输出信号为MPPSK冲击滤波信号包络与音频信号的混合（叠加），二者在时间波形上完全混叠，在频谱上也有可能混叠，因此本发明在“复合调制发射机系统”的设计中要求MPPSK调制的符号速率高，在此就是至少要高于音频信号的最高频率

，这样就可利用不同的滤波器在“码率域”（本质上仍为频率域）分别提取出MPPSK调制冲击滤波信号的包络和模拟音频信号。因此，乘法器的输出信号再次被分为两路，一路用于音频信号的解调，另一路用于数字信号的解调。

5）音频信号滤波

传统的调幅广播收音机，多使用包络检波实现音频调幅信号的解调，这种方式无需利用载波信号的相位，因而简单、廉价，一直沿用至今。但这种非相干解调方式的性能在理论上不如相干解调。而上述信号处理步骤已经提取了相干载波与MPPSK/DSB-AM复合调制信号的冲击滤波响应相乘，因此理论上只需用一个与音频带宽相对应的理想滤波器即可从乘法器的输出信号滤除原发送的音频信号，实现对音频调幅信号的相干解调。注意到我国中波调幅广播发射机输入的音频信号频率范围为40Hz～7kHz，但531kHz～1602kHz中波范围内DSB-AM体制的射频双边带宽只有9kHz，因而音频带宽（基带）实际只有4.5kHz；又由于MPPSK数字调制信号的频谱能量主要分布在载频附近，因此，考虑到低频端数字干扰的抑制以及滤波器实现的经济性，本实施例分别采用通带为20Hz～5kHz和100Hz～5kHz的数字带通滤波器，来直接滤出=40Hz～4.5kHz的模拟音频信号

，其中

和

分别为音频信号的最低频率和最高频率，结果对比如图9(a)所示，其与原始发送的音频信号的波形对比则如图9(b)所示。对于图9(b)的声音差异人耳已几乎不可分辨，可见本发明能实现完美的音频相干解调；但从图9(a)可见，音频带通滤波器的低端截止频率取20Hz和取100Hz仍有一定的音频信噪比差异，在输入信噪比的高低端各有千秋，但声音并无明显差异，具体产品实现时可根据成本等条件酌情取舍（但音频带通滤波器的低端截止频率取40Hz时的性能即在二者之间）。

6）数字信号滤波

受模拟音频调幅信号的影响，MPPSK/DSB-AM复合调制信号的冲击滤波输出波形的幅度会有较大起伏，如图7(a)所示，严重影响MPPSK数字信号的解调。由于音频信号频率为40Hz～4.5kHz，因此，理论上只要将乘法器输出信号通过一个低端截止频率高于

 =4.5 kHz的带通滤波器，即可滤除音频信号的干扰，将MPPSK数字信号的主要成分分离出来，实现对MPPSK/DSB-AM复合调制冲击滤波信号包络的相干解调。

本实施例MPPSK调制的比特率为

，其符号率（或码元速率）就是

，于是可知MPPSK调制信号的基波频率约为15.87kHz，高于音频信号的最高频率4.5kHz。因此，理论上只要取低端截止频率高于4.5 kHz的高通滤波器，即可滤除音频信号的干扰。但是，乘法器的输出信号中还含有中频信号（如果乘法器不理想）及其2倍频分量（对于本实施例其频率即为）必须滤除，因而理论上应取通带频率为

范围内的带通滤波器（本实施例取6kHz～2MHz）从MPPSK/DSB-AM复合调制信号中分离出MPPSK数字调制信号

，如图7(b)所示。虽然与图7(a)相比，图7(b)的冲击高度仍不规整，但从其局部放大后所得到的图7(c)清晰可见：包络起伏已完全消失，0码元与非0码元不难判断，且对于M-1个非0码元可根据其冲击位置区别。至此实现了MPPSK调制信号冲击包络的相干解调。

7）MPPSK信号相关解调

把带通滤波后的MPPSK数字调制信号

的冲击滤波结果，经ADC送入MPPSK数字解调器，从中解调出原始的数据码流。将图3(c)中的MPPSK数字解调器展开，得到如图10所示的功能框图。经过前面的一系列处理，在该处才进行数字化（此前的功能都可用模拟电路器件如晶体滤波器、陶瓷滤波器等来实现），所需的ADC采样频率可大大降低，从而可极大地降低系统的复杂度。对于图10中的MPPSK解调器，我们在接收端保留一段经带通滤波后的冲击序列

作为相关运算模板或匹配滤波波形，如图7(c)中方框内的“小波形”，用来与带通滤波后的某个信号

中码元

的冲击出现的位置分别相乘后进行积分判决，将其中的积分值最大者判决为解调出的MPPSK码元。模板

可通过预先训练得到，噪声大时可取多个

的平均值。当ADC的采样频率为20MHz时，本实施例对于MPPSK解调性能的仿真结果如图11所示。图11中的“门限判决”方案与“本系统所使用的方案”的差别在于：前者在ADC采样后直接进行门限判决，而“本系统所用方案”则使用图10中的相关解调器框图进行解调，可见其解调性能大大超出前者，在误符号率为10^-5时约有3dB的信噪比优势。图11中的“对比方案”则如图12所示，该方案在上变频后先进行一次逆滤波以抵消发端带通滤波带来的信号损失，然后相干并取包络，再按图10的MPPSK解调器进行抽样判决。由图11可见，在误符号率为10^-5时本实施例的解调性能超出“对比方案”约7dB，优势极为明显。

上述实施例表明，本系统在兼容现有广播发射机的情况下，同时完成了一路模拟音频信号和一路高码率数字信号的带内同频道传输，且接收机对两者均具有正常的解调性能，有望形成未来我国数字调幅广播标准的主体技术框架。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统，包括复合调制发射机系统和复合调制接收机系统，其特征在于：

1）所述复合调制发射机系统的复合调制信号可表达为：

         (5)

其中，A是复合调制信号的幅度，

是作为复合调制边带的模拟音频信号，

为模拟音频调幅系数，

是复合调制载波的数字调制信号；

2）所述复合调制接收机系统利用本地提取的频率为的中频相干载波与接收到的所述复合调制信号相乘后再滤波，来分离时频混叠的模拟音频信号

与数字调制信号

，

指本地中频相干载波的频率。

2.根据权利要求1所述的一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统，其特征在于：所述数字调制信号

采用调制了高速数据的低边带多元位置相移键控调制信号，所述低边带多元位置相移键控调制信号的表达式为：

              

              (1)

其中，

为调制载波的角频率，

为载波周期，

为符号保护间隔控制因子， 

、

、

为整数；

1）所述

和

；

2）所述低边带多元位置相移键控调制信号符号速率至少要高于所述模拟音频信号的最高频率。

3.根据权利要求2所述的一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统，其特征在于：所述复合调制接收机系统将接收到的所述复合调制信号与频率为的本地中频相干载波相乘后：

1）直接利用低通或带通滤波器滤出

的频率分量，即可解调出所述模拟音频信号

，其中为模拟音频信号的最低频率，

为模拟音频信号的最高频率；

2）直接利用通带频率在

范围内的带通滤波器，即可从所述复合调制信号中分离出所述数字调制信号

。

4.根据权利要求3所述的一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统，其特征在于：所述复合调制接收机系统利用冲击滤波器将所述复合调制信号中低边带多元位置相移键控“非0码元”的相位变化转变为较强寄生调幅冲击。

5.根据权利要求3所述的一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统，其特征在于：所述复合调制接收机系统解调前先对所述复合调制信号上变频以增大

值。

6.根据权利要求3或4或5所述的一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制系统，其特征在于：所述复合调制接收机系统中的解调器对直接利用带通滤波器从所述复合调制信号中分离出来的所述数字调制信号

，利用所述复合调制接收机系统中接收端预存的一段经带通滤波后的冲击序列作为相关运算模板或匹配滤波波形，与带通滤波后某个信号

中码元

的冲击出现位置分别相乘后进行积分判决，将积分值最大者判为解调出的低边带多元位置相移键控码元。

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