CN104580048A - 一种基于mppsk调制的实时位同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种通用的实时位同步方法，尤其还可适用于非整数倍采样率情况下的MPPSK解调，能消除因采样点个数取整而引入的相位偏差。这种同步方法依赖于两个计数器以及在计数器1的基础上划分的可实时调整的判决区间。计数器的计数值是实时调整相位的关键，同时也是符号解调的依据；而判决区间则是一个由整数个采样点对应的计数值构成的区间，是实时调整的对象。该位同步过程是在调制信号转为幅度冲击之后，先利用检测到的同步码的冲击找到数据的开头，然后调节计数器完成对符号“1”判决区间的定位。符号解调后，还须对判决区间的边界进行实时调整。

Description

一种基于MPPSK调制的实时位同步方法

技术领域

本发明属于通信系统中的信息解调领域，涉及数字通信解调中的位同步技术，具体涉及一种基于多元位置相移键控(MPPSK)调制的实时位同步方法。

背景技术

1、MPPSK调制

多元位置相移键控(MPPSK：M-ary Position Phase Shift Keying)是一种数字相位调制方式，并通过对于不同符号的信息调制出现在载波的不同时间位置来区分不同的码元。基于此，我们曾发明了“多元位置相移键控调制和解调方法”(发明专利号：ZL200710025202.1)，利用多元信息符号对正弦载波的不同相位跳变位置进行相移键控。当其相位调制角度θ＝π恒成立时，其M进制的调制波形表达式如下：

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t{\mathrm{NT}}_c,& k=0\end{array}\\ \left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t\&le;(k-1){\mathrm{KT}}_c,& \\ -\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-1){\mathrm{KT}}_c<t<(k-r_g){\mathrm{KT}}_c,& 1\&le;k\&le;M-1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-r_g){\mathrm{KT}}_c\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& \end{array}\right.\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，ω_c为调制载波的角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子，由r_g和整数M、N、K构成了改变MPPSK信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”。

对于周期出现的保护间隔r_g，其会在频率内引入额外的功率谱线谱。由于在很多实际应用中频谱资源的受限，线谱将严重影响MPPSK调制的性能，故本申请中令r_g＝0，取消相邻两个符号之间的保护间隔，则其具体波形表达式如下：

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t{<\mathrm{NT}}_c,& k=0\end{array}\\ \left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t\&le;(k-1){\mathrm{KT}}_c,& \\ -\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-1){\mathrm{K\; T}}_c<t<{\mathrm{KT}}_c,& 1\&le;k\&le;M-1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& {\mathrm{KT}}_c\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& \end{array}\right.\end{array}\right.---\left(2\right)$

因为没有了保护间隔，不同符号的在载波周期中调制位置将均匀分布在整个符号周期中，整数M、N、K严格满足N＝M×K。

2、冲击滤波器

为了提高频谱资源的利用效率，MPPSK中的符号“0”和非“0”符号之间的区别很小，仅仅是相位反转的位置不一样。为了能够在解调时精良区分出这种差异，我们采用一种名为“冲击滤波器”的特殊滤波器来使得MPPSK中的相位跳变转变为幅度跳变，更加易于解调。冲击滤波器既可以是数字化的滤波器(详见“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”，发明专利号：ZL200910029875.3)，也可以是模拟冲击滤波器(详见“一种不对称二元调制信号接收机”，发明专利公开号：CN102843323A)。其中，数字冲击滤波器是一种特殊的无线冲击响应滤波器(IIR)，由非常靠近的一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，以使其中心频率处呈现一个极窄的陷波-选频特性，频率响应如图1(a)所示，该滤波器可将非“0”符号的信息调制处转化为产生幅度上的巨大冲击，输出信噪比得到显著提升，但在符号“0”处则无相应的波形冲击，如图1(b)所示。因此，根据冲击所处的位置便可知道信息调制的位置，通过门限判决或进一步的处理即可完成解调。该解调方法并不需要同步收发两端的时钟。

3、数字通信中的位同步

位同步是指从接收到的信号中提取码元定时的过程，其目的是使每个码元得到最佳的解调和判决。位同步是正确取样判决的基础，只有数字通信中才需要，无论是基带传输还是频带传输都需要位同步。位同步提取的同步信息是其频率等于码元速率的定时脉冲，相位则由判决时信号具体波形决定，可能在码元中间，也可能在码元终止时刻或其它时刻。

因为接收机芯片的时钟与发射端的时钟不可能完全吻合，而这种不吻合将导致时钟周期上的微小误差。尽管这种差异是微小的，但在大量的数据传输过程中，这种微小误差的积累也会大大降低传输性能。因此，在数据通信中，首先要解决的是收发双方的时钟频率的一致性问题。而有时因为接收机系统的一些特殊需要，接收端会要求和发送端不一致的工作时钟(如本发明适用的数字广播系统)，即使是这种情况下，依旧要保持每一位数据的同步。可见，位同步的目的是使接收端接收的每一位信息都与发送端保持同步。

目前实现位同步的方法主要有外同步法和自同步法两种：外同步法需要额外的专门传输位同步的信息，自同步法则是从提取信号码元中位定时的频率分量。由于MPPSK调制必须具备频谱紧缩的特性，不能在每个符号周期中添加新的频率分量，所以采用外同步法。本发明适用额外的连续同步码来完成收发端的位同步。

发明内容

为克服现有技术的缺点，本发明旨在提供了一种MPPSK数字解调系统的实时位同步方法，在检测到同步码之后能迅速定位到每个符号的起始位置，并能够实时补偿因符号周期内含有非整数个采样点而造成的相位偏移，使每个码元得到最佳的解调和判决。

为解决上述技术问题，本发明通过以下技术方案实现：

一种基于MPPSK调制的实时位同步方法，包括以下步骤：

步骤1)将接收到的MPPSK信号通过冲击滤波器，使基于位置信息的MPPSK调制信号在相位跳变处产生幅度冲击，记录冲击最高点所对应的计数器Cnt1的数值，在该码元周期结束后根据所述计数器Cnt1的数值计算出该符号；

步骤2)解调出连续相同的符号，根据计数器Cnt2的数值，便可识别数据之前的同步码，通过同步码找到数据的开头，并完成符号码元和判决区间边界的定位；

步骤3)完成位同步之后，根据已解调符号实时地调节所述计数器Cnt1的计数值，将非整数倍采样下的码元区间和判决区间向理论值逼近，消除因采样点个数取整而引入的相位偏差。

进一步的，所述计数器Cnt1以MPPSK调制的单个符号周期内的采样点个数为计数周期，所述Cnt1周期为其中K和M是调制参数，f_s是采样频率，f_c是载波频率，A＝f_s/f_c即为采样倍数。

进一步的，所述计数器Cnt2在一个码元周期解调结束时执行递增或者清零操作，若该符号与之前符号不一致则对所述计数器Cnt2清零，若是相同符号则递增计数，当所述计数器Cnt2达到预设的阈值时，计数器归零重新开始计数。

优选的，所述计数器Cnt1在所述采样倍数A＝f_s/f_c为非整数时，对计算结果做取整处理，引入的相位偏差在判决后通过调整所述计数器Cnt1的值来消除。

进一步的，所述位同步与解调过程基于一种实时调整的符号判决区间：

1)每一个符号的判决区间是指该符号的冲击最高点对应的Cnt1的理论取值范围，当Symbol＝n时对应的判决区间为(n-1)KA≤Cnt1≤nKA；

2)符号的冲击最高点对应的Cnt1理论值位于判决区间的中点(n-1)KA+KA/2，符号判决之后的调整将使Cnt1设置在(n-1)KA+KA/2±KA·λ范围内，其中0≤λ＜0.5；

3)当检测到连续发送的同步码“1”之后，强制将冲击最高点的Cnt1设置为符号“1”的理论计数值K·A/2，完成对符号“1”判决区间的定位即可完成对整个符号起始位置的定位。

与现有技术相比，本发明的有益效果如下：

1)本发明采用冲击滤波器这一种非相干的方法产生冲击，使得该位同步方法实施之前无须进行载波同步，减少对硬件资源的需求，甚至可以适用接收端工作时钟与发送端时钟不一样的系统；

2)本发明适用于不同的解调方式，只要能检测到接收信号中基于不同位置调制的信息即可完成位同步(如：若将冲击滤波改为相干解调或者匹配滤波，在相位跳变转为幅度跳变之后皆可使用该方法进行同步)；

3)本发明能实时根据解调出的码元调整符号的起始位置，能避免收发端不同的晶振带来的频偏效应；

4)本发明实时位同步机制还可适用于非整数倍采样下的MPPSK解调，避免因非整数倍采样造成的微小相位偏移积累；

5)本发明通过实时调节将符号的其实位置限制在一个可控范围内，可以有效防止相位跳变处在判决窗口边界的情况发生。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1(a)是单零点-4极点数字冲击滤波器的幅频特性。

图1(b)是单零点-4极点数字冲击滤波器对于PRM信号叠加高斯白噪声(SNR＝0dB)的输出波形。

图2是M＝64时，冲击所在的位置与符号之间的示意图。

图3(a)是采用参数M＝64，K＝3，N＝128的MPPSK恒包络调制信息。

图3(b)是图3(a)上的局部放大图。

图4是MPPSK通过冲击滤波器之后的冲击图；其中，图4(a)是带有噪声的调制信号产生的冲击；图4(b)是冲击的包络。

图5是冲击波形通过位同步之后解调出的信号；其中，图5(a)是冲击序列；图5(b)是技术周期为18408的计数器；图5(c)该符号周期内冲击最高点的计数点记录；图5(d)是解调出的相同符号数的计数器；图5(e)是位同步之后解调出的波形。

图6是延时后的冲击波形通过位同步之后解调出的信号；其中，图6(a)是冲击序列；图6(b)是技术周期为18408的计数器；图6(c)该符号周期内冲击最高点的计数点记录；图6(d)是解调出的相同符号数的计数器；图6(e)是位同步之后解调出的波形。

图7是系统解调出的信号。

图8是本发明的基于MPPSK调制的实时位同步方法的步骤流程图。

具体实施方式

下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。此处所作说明用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。

参见图8所示，一种基于MPPSK调制的实时位同步方法，包括以下步骤：

步骤1)将接收到的MPPSK信号通过冲击滤波器，使基于位置信息的MPPSK调制信号在相位跳变处产生幅度冲击，记录冲击最高点所对应的计数器Cnt1的数值，在该码元周期结束后根据所述计数器Cnt1的数值计算出该符号；

步骤2)解调出连续相同的符号，根据计数器Cnt2的数值，便可识别数据之前的同步码，通过同步码找到数据的开头，并完成符号码元和判决区间边界的定位；

步骤3)完成位同步之后，根据已解调符号实时地调节所述计数器Cnt1的计数值，将非整数倍采样下的码元区间和判决区间向理论值逼近，消除因采样点个数取整而引入的相位偏差。

进一步的，所述计数器Cnt1以MPPSK调制的单个符号周期内的采样点个数为计数周期，所述Cnt1周期为其中K和M是调制参数，f_s是采样频率，f_c是载波频率，A＝f_s/f_c即为采样倍数。

进一步的，所述计数器Cnt2在一个码元周期解调结束时执行递增或者清零操作，若该符号与之前符号不一致则对所述计数器Cnt2清零，若是相同符号则递增计数，当所述计数器Cnt2达到预设的阈值时，计数器归零重新开始计数。

优选的，所述计数器Cnt1在所述采样倍数A＝f_s/f_c为非整数时，对计算结果做取整处理，引入的相位偏差在判决后通过调整所述计数器Cnt1的值来消除。

进一步的，所述位同步与解调过程基于一种实时调整的符号判决区间：

1)每一个符号的判决区间是指该符号的冲击最高点对应的Cnt1的理论取值范围，当Symbol＝n时对应的判决区间为(n-1)KA≤Cnt1≤nKA；

2)符号的冲击最高点对应的Cnt1理论值位于判决区间的中点(n-1)KA+KA/2，符号判决之后的调整将使Cnt1设置在(n-1)KA+KA/2±KA·λ范围内，其中0≤λ＜0.5；

3)当检测到连续发送的同步码“1”之后，强制将冲击最高点的Cnt1设置为符号“1”的理论计数值K·A/2，完成对符号“1”判决区间的定位即可完成对整个符号起始位置的定位。

根据MPPSK调制信号波形的特征，分析位置信息与符号信息之间的关系。

参见图2所示，图2表示以M＝64为例，冲击所在的位置与符号之间的示意图。图2中用●来表示不同符号对应冲击的最高点所在的理论位置，○表示每个符号判决区间的边界。如果以符号“1”的位置作为原点(即位置起点)，那么每一个符号出现冲击的位置相对于原点处是固定的。两个相邻的符号(如符号“3”和“4”)对应的冲击位置也应该是相邻的(对应图5中的“3”和“4”两个位置)。在数字解调系统中，调制符号都是以离散的采样点序列顺序储存的。假设每个符号的调制区间为K个载波，采样倍数为A，则相邻两个冲击的位置间隔K*A个采样点，所以将每个符号的判决区间设置为K*A个采样点，将理论的冲击位置放置于判决区间的中点，已达到最佳判决。当一个符号的冲击点落在某一判决区间中，则将此码元判决为该区间对应的符号数。如上位置判决方式用数学表达如下：

使得码元冲击对应的采样点的位置D满足(n-1)KA≤D≤nKA，则符号Symbol＝n。

本发明所述的位同步方法基于如上MPPSK的解调原理。在MPPSK的解调中，接收端只能收到连续的调制信号，并在不需要载波同步的情况下利用冲击滤波器产生连续的冲击序列，符号的起始位置以及不同符号对应的判决区间并不知晓，因此需通过实时位同步来获得码元的起始位置以及实时调整判决区间。

本发明的基于MPPSK调制的实时位同步方法应用如下：

1、MPPSK调制信号

参见图3(a)、3(b)所示，图3(a)和图3(b)是本发明使用的MPPSK调制信号，该调制信号采用的调制参数为M＝64，K＝3，N＝128。为了适用于数字广播系统，将载波频率设为fc＝1.116MHz。发射端发送了5个连续的码元“1”然后开始发送5-63的数据。

2、位同步过程

1)为完成符号起始位置的定位和度过接收机开始过程中的震荡阶段，在数据传送之前发送多个符号“1”，接收机将接收到的信号通过冲击滤波器后，数据位之前的同步码元“1”会转变为间隔相等的连续冲击。

2)本发明在硬件实现时需要两个计数器：一个计数器Cnt1记录当前采样点在整个符号中的位置，满足1≤Cnt1≤M·KA，是符号解调判决和实时相位调整的关键；另一个计数器Cnt2记录连续出现的符号数，用来寻找数据传输之前的同步位，是定位符号开始位置的关键。

3)Cnt1从接收机开始工作时便开始计数，为了能在检测到第一个冲击时便能解调出信号，Cnt1必须在达到M·KA时完成复位，重新计数。Cnt1完成解调的过程为：当满足(n-1)KA≤Cnt1≤nKA时，Symbol＝n。当接收到数据符号之前的同步“1”码元时，还未进行位同步，Cnt1的计数零点并不是符号的理论起始位置，所以第一个同步码元可能被解调为任意一个码元，如Symbol＝7。虽然符号码元的绝对数值并不正确，但是冲击的相对位置却是完全一致的，所以其后的同步“1”码元都会被解调为“7”，当解调出连续若干个相同码元之后，Cnt2大于某一阈值时(该阈值为实际中能完成位同步的最少同步码个数)，系统强制将此符号认定为符号“1”，并以该符号“1”作为新的基准，通过相对位置计算出后序的数据位。为了使系统能将此符号认定为符号“1”，在接收到连续个相同码元时，将该采样点对应的Cnt1修改为K·A/2即可(符号“1”的判决区间的中点)。

4)在完成位同步之后，码元的起始位置也在实时修改。当冲击最高点对应的Cnt1满足(n-1)KA≤Cnt1≤nKA时，即可将该符号解调为Symbol＝n。但是理论上Symbol＝n的冲击点Cnt1应该在符号“n”判决区间的中点，即(n-1)KA+KA/2。若实际解调中的Cnt1相对于理论值(n-1)KA+KA/2的偏差较大，在该符号判决之后对其进行相位微调。即将Cnt1设置在(n-1)KA+KA/2±KA·λ范围内，其中0≤λ＜0.5。这种实时相位调整可有效防止因偏差的累积造成的冲击点渐渐向判决区间边界偏移的情况。

3、MPPSK数字接收机

接收机需要将接收到的信号上变频到10.7MHz中频，以方便之后的统一处理。该接收机采用10倍频采样，所以采样率为107MHz。参见图4(a)所示，采样后的中频信号通过数字冲击滤波器之后会产生幅度上的冲击。参见图4(b)所示，取包络之后便可根据冲击的位置进行位同步并完成解调。具体步骤如下：

1)第一个冲击到来时，根据此时Cnt1的数值将该符号解调为“2”，并根据解调结果将计数器的数值调整在理论值左右50个采样点以内，如图5(c)所示。

2)此后解调出连续3个相同的符号，Cnt2累积到3，如图5(d)所示，此时立即将计数器数值减去KA，以使下一个码元的符号“1”判决区间的开头往后推移，完成初始位置的定位。

3)经过五个同步码“1”之后的冲击最高点落在符号“5”的判决区间，解调结果为“5”，并且根据解调出的码元调节计数器，来纠正判决区间的位置，如图5(e)所示。

进一步的，图5表示冲击波形通过位同步之后解调出的信号。其中，图5(a)表示冲击序列；图5(b)表示技术周期为18408的计数器；图5(c)表示该符号周期内冲击最高点的计数点记录；图5(d)表示解调出的相同符号数的计数器；图5(e)表示位同步之后解调出的波形。

4)调节系统的延时以仿真实际情况，当第一个同步码解调为符号“36”时(延时Cnt1初始值的结果)，在检测到三个相同的符号之后，依然可以将数据位正确地解调为符号“5”，如图6(e)所示，只需通过调整Cnt1即可完成，如图6(b)所示。

进一步的，图6表示延时后的冲击波形通过位同步之后解调出的信号。其中，图6(a)表示冲击序列；图6(b)表示技术周期为18408的计数器；图6(c)表示符号周期内冲击最高点的计数点记录；图6(d)表示解调出的相同符号数的计数器；图6(e)表示位同步之后解调出的波形。

5)根据符号周期的长度与采样率的关系，可知一个符号的采样点数为107/1.116×3×64＝18408.6022，每个符号对应的判决区间为107/1.116×3＝287.6344，都不是整数。将Cnt1的计数周期设为18408，符号“n”的判决区间设为造成的相位偏差通过每次解调后的实时位同步来消除。

6)经过位同步之后，解调结果参见图7所示。图7表示系统解调出的信号。

以上结果表明，借助于两个计数器来调节判决的区间和符号的边界可有效地消除非整数倍采样带来的相位偏移，并且按照图2分配判决区间可以巧妙避免冲击点出现在判决区间边界位置的情况。可见，本发明提出的一种基于MPPSK调制的实时位同步方法适用范围更为广泛，有效地降低了频率偏移的影响，且在非整数倍采样下的MPPSK解调时无需额外的处理，节约了成本，因此有望在未来的高效通信中“大显身手”。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种基于MPPSK调制的实时位同步方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1)将接收到的MPPSK信号通过冲击滤波器，使基于位置信息的MPPSK调制信号在相位跳变处产生幅度冲击，记录冲击最高点所对应的计数器Cnt1的数值，在该码元周期结束后根据所述计数器Cnt1的数值计算出该符号；

步骤2)解调出连续相同的符号，根据计数器Cnt2的数值，便可识别数据之前的同步码，通过同步码找到数据的开头，并完成符号码元和判决区间边界的定位；

步骤3)完成位同步之后，根据已解调符号实时地调节所述计数器Cnt1的计数值，将非整数倍采样下的码元区间和判决区间向理论值逼近，消除因采样点个数取整而引入的相位偏差。

2.根据权利要求1所述的基于MPPSK调制的实时位同步方法，其特征在于，所述计数器Cnt1以MPPSK调制的单个符号周期内的采样点个数为计数周期，所述Cnt1周期为其中K和M是调制参数，f_s是采样频率，f_c是载波频率，A＝f_s/f_c即为采样倍数。

3.根据权利要求1所述的基于MPPSK调制的实时位同步方法，其特征在于：所述计数器Cnt2在一个码元周期解调结束时执行递增或者清零操作，若该符号与之前符号不一致则对所述计数器Cnt2清零，若是相同符号则递增计数，当所述计数器Cnt2达到预设的阈值时，计数器归零重新开始计数。

4.根据权利要求1或2所述的基于MPPSK调制的实时位同步方法，其特征在于：所述计数器Cnt1在所述采样倍数A＝f_s/f_c为非整数时，对计算结果做取整处理，引入的相位偏差在判决后通过调整所述计数器Cnt1的值来消除。

5.根据权利要求1或2或3所述的基于MPPSK调制的实时位同步方法，其特征在于，所述位同步与解调过程基于一种实时调整的符号判决区间：

1)每一个符号的判决区间是指该符号的冲击最高点对应的Cnt1的理论取值范围，当Symbol＝n时对应的判决区间为(n-1)KA≤Cnt1≤nKA；

2)符号的冲击最高点对应的Cnt1理论值位于判决区间的中点(n-1)KA+KA/2，符号判决之后的调整将使Cnt1设置在(n-1)KA+KA/2±KA·λ范围内，其中0≤λ＜0.5；

3)当检测到连续发送的同步码“1”之后，强制将冲击最高点的Cnt1设置为符号“1”的理论计数值K·A/2，完成对符号“1”判决区间的定位即可完成对整个符号起始位置的定位。