CN101094212A - 多元位置相移键控调制和解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明多元位置相移键控(MPPSK：M－ary Phase Position Shift Keying)调制和解调方法是在“统一的二元相位调制和解调方法”的基础上，采用M进制信息符号直接控制正弦载波相位跳变时刻在每个码元周期中的位置，并可插入一定的保护间隔，实现了M元信号的调制，从而在与扩展的二元相移键控(EBPSK：Extended Binary Phase Shift Keying)调制相同的符号速率下，实现了更高的信息速率传输，而占用带宽几乎不变；解调器采用锁相环实现，能有效利用鉴相器输出判断相位跳变的位置，从而实现M进制符号的解调。

Description

多元位置相移键控调制和解调方法

技术领域

本发明涉及数字通信中的信息调制与解调，特别是一种多元位置相移键控调制和解调方法，属于高效数字信息传输的技术领域。

背景技术

数字通信系统中，把二进制数据搬移到给定发送频段的过程叫做调制，而相反的过程则称之为解调。实用中，既追求尽可能高的频带利用率，即在单位频带内传输更高的数码率(以bps/Hz为量纲)；也希望能更有效地利用发射能量，得到更好的传输效果。

本申请人在先专利申请“统一的二元相位调制和解调方法”(申请号：200610040767.2，公开号：CN1889550A)，提出了一种对二元相位调制方式的统一描述和全数字实现方法，得到了一类“扩展的二元相移键控”(EBPSK：Extended Binary Phase Shift Keying)调制方式。EBPSK利用数据位直接控制正弦载波的相位跳变及其时间占空比：在传输二进制码元“0”时，发送是N个载波周期的正弦波；而在传输二进制码元“1”时，对该N个载波周期的前K个周期的载波添加相位跳变，从而实现了主峰突出边带极低的频谱结构。但EBPSK一般只能传输二进制码元，不便于高进制调制。因此，在频谱结构和发射功率几乎不变的条件下，将上述专利申请拓展用于多元调制和解调，很有必要。

在经典的脉冲调制系统中，通常采用脉冲相对于载波位置的不同传递不同的符号信息，如脉冲位置调制(PPM：Pulse Position Modulation)。本发明提出的“多元位置相移调制和解调方法”也是通过改变位置实现多进制传输，与PPM有一定相似，但其控制正弦载波相位跳变位置的方法、保护间隔的插入以及基于锁相环的解调结构，均与PPM有更多的不同。

发明内容

本发明目的是提出一种多元位置相移键控调制和解调方法，希望提供一种可在一个码元周期内对正弦载波的不同位置进行相移键控(PSK：Phase Shift Keying)调制和相应的解调方法，以便在早先申请EBPSK调制的基础上，进一步利用载波相位跳变出现位置的不同，来表征多进制的调制符号，使得与EBPSK同样的N个载波周期内可传输更多的信息数据。关键是接收时需要依据锁相环鉴相器输出电平的幅值差异来进行位置检测和积分判决。

本发明的技术方案是：多元位置相移键控调制和解调方法，以二进制信息码元直接改变正弦载波的突变相位实现调制，用锁相环实现解调方法为基础，其特征在于采用M进制信息符号直接控制正弦载波的相位跳变时刻在每个码元周期中的位置，实现信号的调制，其在一个码元周期NT内可具体表示为：

$f_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t& 0\&le;t<\mathrm{NT}& k=0\\ \left\{\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t\\ \sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&theta;})\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t<(k-1)\mathrm{KT}\\ (k-1)\mathrm{KT}\&le;t<(k-r_g)\mathrm{KT}\\ (k-r_g)\mathrm{KT}\&le;t<\mathrm{NT}\end{array},0\&le;\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}& 1\&le;k\&le;M-1\end{array}\right.$

其中，k＝0，1，…，M-1为实际发送的符号，有M＞2种不同的取值； $T=\frac{2\mathrm{\&pi;}}{{\mathrm{\&omega;}}_c}$ 为载波周期；0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子，由M、K、N、θ和r_g构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”；另外，在载波相位跳变之后可插入时间保护间隔。

采用锁相环实现解调时，利用鉴相器输出判断相位跳变的位置，实现多进制符号的解调，判决时既可以采用简单的逐位置取样值比较的方法，也可以先依据跳变持续时间对鉴相器输出逐位置相干积累，使得信噪比提高后再判决，以保证更好的解调性能。

本发明的优点及有益效果：

1)频带利用率高。由于采用多进制的传输技术，在相同的码元速率下，信息速率能成倍提高，而保持发射功率和传输带宽几乎不变。因此，具有很高的频谱利用率。

2)性能调整灵活。通过“调制参数”M、K、θ和r_g以及N，可任意改变信号带宽、传输码率和解调性能，使得通信系统的性能设计与指标调整更加灵活。

3)接收机结构简单。以数字PLL为核心的接收机，不仅实现了信号的相干解调，而且用于频率合成、位同步、载频跟踪等。改进的PD结构，能准确提取调制信息，减轻后续检测和判决模块的设计难度。

附图说明

图1是本发明申请所提出的MPPSK调制系统框图；

图2是本发明申请所提出的MPPSK解调系统框图；

图3是本发明申请所提出的MPPSK在M＝4时，由四进制符号序列[0，3，1，2]产生的调制信号波形及理想情况下接收机鉴相器的相应输出结果。

具体实施方式

首先，对本发明方法再作详细及进一步说明。

1、EBPSK调制方法回顾

我们在200610040767.2号专利申请中提出的EBPSK调制方法，是用二进制信息码元直接改变频率为ω_c的正弦载波的突变相位实现调制，使得对应数字“0”的已调信号f₀(t)是N个载波周期的正弦波，而对应数字“1”的f₁(t)则是在频率为ω_c的N个载波周期的正弦波中，前K个周期的相位跳变了θ角度。即

f₀(t)＝Asinω_ct，    0≤t＜NT

$f_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}B\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&theta;}),& 0\&le;t<\mathrm{KT},0\&le;\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}\\ A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& \mathrm{KT}\&le;t<\mathrm{NT}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，T＝2π/ω_c为载波周期，则NT是数据信息的符号周期，即信息符号持续了N≥1个载波周期；而相位跳变则持续了K≤N个载波周期。

如果EBPSK调制不改变信号的幅度，则令A＝B＝1，并用k＝0，1表示实际发送的信息符号，则(1)式可统一简化表示为

$f_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<\mathrm{NT},& k=0\\ \left\{\begin{array}{c}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&theta;}),\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}(k-1)\mathrm{KT}\&le;t<\mathrm{kKT},0\&le;\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;},\\ \mathrm{kKT}\&le;t<\mathrm{NT},\end{array}& k=1\end{array}---\left(2\right)\right.$

2、引入位置调制信息

由EBPSK表达式(2)不难看出：对应于数字“1”的相位跳变的位置是固定的，因而EBPSK调制在一个符号周期内只能传输1bit。如果能将EBPSK的相位跳变在时间上错开，就可在一个符号周期内表示更多的信息。假设在一个符号周期内能够容纳M-1个不同的相位跳变位置，则连同对应于数字“0”的无相位跳变的纯正弦波，即可表示M≥2种不同的信息取值，从而把EBPSK从只有固定的相移键控这种一维调制，拓展为一种可在相移和位置上都进行键控的二维调制，我们称之为多元位置相移键控(MPPSK：M-ary PositionPhase Shift Keying)调制，其一个符号周期内可以表达如下：

$f_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t& 0\&le;t<\mathrm{NT}& k=0\\ \left\{\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t\\ \sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&theta;})\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t<(k-1)\mathrm{KT}\\ (k-1)\mathrm{KT}\&le;t<(k-r_g)\mathrm{KT},\\ (k-r_g)\mathrm{KT}\&le;t<\mathrm{NT}\end{array}0\&le;\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}& 1\&le;k\&le;M-1\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中，k＝0，1，…，M-1为实际发送的符号，有M种不同的取值；0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子。由M、K、θ、r_g和N，构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”。显然，当M＝2和r_g＝0，(3)式退化为(2)式，可见EBPSK调制为MPPSK调制的一个特例。

从而实际的MPPSK调制的传输信号为：

$S\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}f(t-\mathrm{nNT})---\left(4\right)$

3、符号保护间隔

由于信号的解调直接与锁相环(PLL)鉴相器(PD)的输出有关，因此PD输出波形的质量将直接影响解调性能。理想情况下，要求PD输出脉冲宽度限制在一个载波周期内，这时进行逐位置取样能获得最佳判决效果；而实际PD的输出脉冲往往会展宽，导致逐位置取样时差别不明显，从而引起误判；因此，综合考虑PLL的环路带宽、阻尼系数和PD低通滤波器的阶数和截止频率等因素，能有效紧束PD输出脉冲的宽度，提高解调性能；而另一方面，若能在载波相位跳变之后插入一定时间的保护间隔，还可以直接缩小PD输出脉冲的宽度，避免误判。这就是在(3)式的MPPSK表达式中引入符号保护间隔控制因子r_g的目的。

另外，在实际信道传输时，由于信道的时间扩展和频率扩展，会引起码间干扰，而通过r_g插入保护间隔不仅可减轻码间干扰，也在一定程度上抵消了多径传输的影响。

4、码率、载频和进制数

1)MPPSK调制的信息符号可有M种取值，故为M进制(或M元)调制，每符号可传输r＝log₂M比特，仅从这一方面看，M值越大，传输效率越高。

2)由于接收机基于锁相环的结构，因此载波的两次相位跳变之间要预留一定的稳定时间，以便使PLL恢复到跟踪状态。从(3)式可知，载波两次相位跳变间隔的最小值发生在前一个信息符号是“M-1”，后一个信息符号是“1”，该间隔最小值为：

g_min＝NT-[(M-1)-r_g] KT＝NT-(M-1-r_g)KT＜NT-(M-2)KT  (5)

由g_min≥0，可得到

N＞(M-2)K                                          (6)

由(6)式及(3)式可知，如果N一定，则K＝1有利于M取更大的值，由于进制数M增加使得传输码率和频谱利用率都可随之提升，但信号检测也将更困难。则此时(6)式成为

N＞M-2                                            (7)

3)当载波周期T(或载频ω_c)和M一定时，N越小则符号宽度(NT)越窄，传输码率也越高，但占用的传输带宽也越宽。

4)如果N和M一定，则载波周期T越短(或载频ω_c越高)，传输码率越高，占用的绝对带宽越宽，但相对带宽则保持不变。

因此，码率、载频和进制数的选取，要根据实际MPPSK通信系统的具体情况全面考虑，而上述MPPSK调制的参数组，正好提供了多种选择的灵活性。

实施例：系统参数；取载波频率f_c＝465kHz，N＝10，相位偏转 $\mathrm{\&theta;}=\frac{3}{4}\mathrm{\&pi;},$ 采样率

f_s＝10f_c＝4.65MHz，r_g＝0，则载波周期T＝1/f_c，符号速率＝1/(10T)＝46.5kHz。

如图1所示，将调制符号基本波形的采样值存储在波形表中，由输入码元序列的符号值查表并通过数模转换器(D/A)送出相应的MPPSK已调信号波形。利用这种硬件查表的实现方式，即使插入不为零的保护间隔r_g，也不会增加额外的运算量和开销。

如图2所示，采用基于锁相环的信号解调器结构，在实现载波同步和符号同步时，对PD输出进行位置检测和积分判决，实现信号的解调。

图3为接收端截取的一段符号序列为“0，3，1，2”的4PPSK波形及相应的PD输出波形，不难发现，在每个相位跳变时刻，锁相环PD都有一个较大的幅值输出，由此可以确定位置信息并解调出发送的四进制码元。实测发现，相位跳变持续时间甚至可以小于一个载波周期，而把其余部分作为保护间隔；

一般情况下，采用对PD输出直接取样判决，可依据最大后验概率选择最佳值，大大简化了接收机结构。在信道噪声较严重时，还可对PD输出逐位置积分，通过积累和放大提高信噪比后再进行判决，从而有效提高信号的解调性能。

Claims (3)

1、多元位置相移键控调制和解调方法，以二进制信息码元直接改变正弦载波的突变相位实现调制、用锁相环实现解调，其特征在于采用M进制信息符号直接控制正弦载波的相位跳变时刻在每个码元周期中的位置，实现信号的调制，其在一个码元周期NT内可具体表示为：

$f_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t& 0\&le;t<\mathrm{NT}& k=0\\ \left\{\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t\\ \sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&theta;})\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t<(k-1)\mathrm{KT}\\ (k-1)\mathrm{KT}\&le;t<(k-r_g)\mathrm{KT},0\&le;\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}\\ (k-r_g)\mathrm{KT}\&le;t<\mathrm{NT}\end{array}& 1\&le;k\&le;M-1\end{array}\right.$

其中，k＝0，1，…，M-1为实际发送的符号，有M＞2种不同的取值； $T=\frac{2\mathrm{\&pi;}}{{\mathrm{\&omega;}}_c}$ 勾载波周期；0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子，由M、K、N、θ和r_g构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”；

采用锁相环实现解调时，利用鉴相器输出判断相位跳变的位置，实现多进制符号的解调。

2、根据权利要求1所述的多元位置相移键控调制和解调方法，其特征在于可在载波相位跳变之后插入时间保护间隔。

3、根据权利要求1或2所述的多元位置相移键控调制和解调方法，其特征在于所述锁相环解调，可简单采用对PD输出直接抽样判决，也可在信道噪声较严重时，对PD输出逐位置积分，通过积累提高信噪比后再进行判决。

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