CN105099977A

CN105099977A - 一种基于ebpsk的通信方法及系统

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Publication number: CN105099977A
Application number: CN201410221951.1A
Authority: CN
Inventors: 夏树强; 冯熳; 吴乐南; 黄铭波
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp
Priority date: 2014-05-23
Filing date: 2014-05-23
Publication date: 2015-11-25
Also published as: WO2015176597A1

Abstract

本发明公开了一种基于EBPSK的通信方法及系统，涉及数字通信领域，所述方法包括：发射端对信息序列进行编码和EBPSK调制处理，得到EBPSK调制信号；接收端对所述EBPSK调制信号进行EBPSK解调和解码处理，得到信息序列。本发明能够增强EBPSK通信系统的抗干扰能力。

Description

一种基于EBPSK的通信方法及系统

技术领域

本发明涉及数字通信系统，尤其涉及一种用于扩展的二元相移键控(ExtendBinaryPhaseShiftKeying，EBPSK)编码调制通信的发射机及对应的快速位同步和解调解码方法，属于数字通信中的信息调制与解调领域。

背景技术

1、EBPSK调制

在数字通信系统中，将代表发送数据的基带信号搬移到所需发送频段的过程，称为调制，反之则称为解调。对于二元数字调制，可以通过二进制数据码元“0”“1”来相应改变码元周期中正弦载波的某个参量，如幅度、频率或相位，得到对应的振幅键控(2ASK)、频移键控(2FSK)和相移键控(2PSK)调制。如果调制时段τ＜T，就得到不对称的二元偏移键控调制。一种典型的不对称二元相移键控调制，称为EBPSK，统一的表达式为：

f₀(t)＝Asin2πf_ct,0≤t<T

f_{1} (t) = \{\begin{matrix} B \sin (2 π f_{c} t + θ) & 0 \leq t < τ, 0 \leq θ \leq π \\ A \sin 2 π f_{c} t & τ \leq t < T \end{matrix} - - - (1)

其中f₀(t)和f₁(t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形。f_c表示调制载波频率，A,B为载波键控的幅度，码元周期为T＝N/f_c，N为码元周期与载波周期的比值，即一个码元内的载波周期个数；跳变持续时间为τ＝K/f_c，K(K<N)为码元周期内的跳变载波周期的个数，θ为跳变角。N和K均为整数保证整周期的调制，τ/T＝K/N称调制占空比。

2、扩展频谱与信道编码

扩展频谱是用独立于信号的扩频码元去调制信号信息，并将调制后的信号扩展到远大于原始信号所需的最小带宽的频带中进行传输，在接收端以相同的扩频码元进行解扩，以恢复出原始信号。扩展频谱通信极大地扩展了传输信息所需带宽，根据香农公式，可以用带宽换取信噪比使系统工作在更加恶劣的信道环境中。而接收端则需要PN码同步模块进行解扩，传统的同步实现方式分成PN码捕获和PN码跟踪两个模块。

伪码捕获一般采用匹配滤波器。匹配滤波器个数选择，是捕获时间与系统复杂度两者的折衷，个数越多，捕获时间越短，但复杂度越高。伪码捕获之间转入伪码跟踪，伪码跟踪一般采用延迟锁相环，由于闭环的伪码跟踪结构存在反馈和不断调节的过程，会直接影响到其对于误差的消除速度。

信道编码是在发送端加入冗余码元，用来在数据传输的时候保护数据，并在接收端进行检错和纠错。目前成熟的信道编码有分组码、卷积码等。

上述两种通信技术均是牺牲带宽或是码率来提高通信系统的抗干扰性能。

3、位同步技术

现有的位同步技术一般可分为两大类，外同步法和自同步法。

外同步法是一种利用辅助信息同步的方法，需要在信号中另外加入包含码元定时信息的导频或数据序列，以达到提取位同步信息的目的，这方法的优点是设备较为简单，但缺点也显而易见，需要占用一定的频带和发送功率。目前在数字通信系统中外同步法采用不多。

自同步法通常采用闭环位同步法，其特点是将接收信号与本地产生的码元定时信号相比较，使本地产生的定时信号和接收码元波形的转变点保持同步，广泛应用研究的一种闭环们同步器称为超前/滞后门同步器，这种方法类似于传统载频同步的锁相环法。由于闭环法存在反馈环节和不断调节的过程，会直接影响到其对于误差的消除速度。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于EBPSK的通信方法及系统，其针对EBPSK调制这种特殊不对称调制方式，目的是解决简单的EBPSK调制系统并不十分理想的抗干扰性能，同时能结合EBPSK调制系统的优点和特性，增强EBPSK通信系统的抗干扰能力。

根据本发明的一个方面，提供了一种基于EBPSK的通信方法，包括：

发射端对信息序列进行编码和EBPSK调制处理，得到EBPSK调制信号；

接收端对所述EBPSK调制信号进行EBPSK解调和解码处理，得到信息序列。

优选地，所述发射端对信息序列进行编码和调制处理，得到EBPSK调制信号的步骤具体包括：

发射端将分别对应于码元0和1的EBPSK已调制波形f0和f1进行离散化处理，得到f0波形样本和f1波形样本并保存；

对信息序列进行编码，得到编码序列；

为所述编码序列中的各码元选择对应的f0波形样本和f1波形样本，得到EBPSK调制信号。

优选地，所述的对信息序列进行编码，得到编码序列的步骤包括：

将所述信息序列与所述伪随机序列相乘，得到编码序列。

优选地，所述的接收端对所述EBPSK调制信号进行解调和解码处理，得到信息序列的步骤包括：

将EBSK调制信号输入至数字冲击滤波器，并对所述数字冲击滤波器输出的信号取绝对值后进行低通滤波处理，得到输出信号的冲击包络；

对输出信号的冲击包络进行第一门限检测，得到第一归零码，并根据所得到的第一归零码，确定码片位同步时钟；

利用所述码片位同步时钟，对所述冲击包络进行积分处理，得到冲击包络积分值，并将所述冲击包络积分值与本地的伪随机序列进行相关和积分处理，得到相关积分值；

对所述相关积分值进行第二门限检测，得到第二归零码，并根据所得到的第二归零码，调整码元位同步时钟；

利用所述码元位同步时钟，对相关积分值进行抽样判决处理，得到信息序列。

优选地，所述的根据所得到的第一归零码，确定码片位同步时钟的步骤包括：

判断产生的第一归零码是否为“1”；

若产生的第一归零码是“1”，则根据所述冲击包络最高处与第一归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到所述冲击包络的延时量；

根据所得到的延时量，调整冲击包络的延时，使码片位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐。

优选地，所述的根据所得到的第二归零码，调整码元位同步时钟的步骤包括：

判断产生的第二归零码是否为“1”；

若产生的第二归零码是“1”，则重置所述码元位同步时钟。

根据本发明的另一方面，提供了一种基于EBPSK的编码调制方法，包括：

对信息序列进行编码，得到编码序列；

将所述信息序列与所述伪随机序列相乘，得到编码序列。

根据本发明的另一方面，提供了一种基于EBPSK的解码解调方法，包括：

将EBPSK调制信号输入至数字冲击滤波器，并对所述数字冲击滤波器输出的信号取绝对值后进行低通滤波处理，得到输出信号的冲击包络；

判断产生的第一归零码是否为“1”；

判断产生的第二归零码是否为“1”；

若产生的第二归零码是“1”，则重置所述码元位同步时钟。

根据本发明的另一方面，提供了一种基于EBPSK的通信系统，包括发射机和接收机，其中：

所述发射机，用于对信息序列进行编码和EBPSK调制处理，得到扩展二元相移键控EBPSK调制信号；

所述接收机，用于对所述EBPSK调制信号进行EBPSK解调和解码处理，得到信息序列。

优选地，所述发射机具体包括：

采样模块，用于将分别对应于码元0和1的EBPSK已调制波形f0和f1进行离散化处理，得到f0波形样本和f1波形样本并保存；

编码模块，用于对信息序列进行编码，得到编码序列；

调制模块，用于为所述编码序列中的各码元选择对应的f0波形样本和f1波形样本，得到EBPSK调制信号。

优选地，所述编码模块通过将所述信息序列与所述伪随机序列相乘，得到编码序列。

优选地，所述接收机包括：

解调模块，用于将EBPSK调制信号输入至数字冲击滤波器，并对所述数字冲击滤波器输出的信号取绝对值后进行低通滤波处理，得到输出信号的冲击包络；对输出信号的冲击包络进行第一门限检测，得到第一归零码，并根据所得到的第一归零码，确定码片位同步时钟；利用所述码片位同步时钟，对所述冲击包络进行积分处理，得到冲击包络积分值；

解码模块，用于利用所述码片位同步时钟，将所述冲击包络积分值与本地的伪随机序列进行相关和积分处理，得到相关积分值；对所述相关积分值进行第二门限检测，得到第二归零码，并根据所得到的第二归零码，调整码元位同步时钟；利用所述码元位同步时钟，对相关积分值进行抽样判决处理，得到信息序列。

优选地，所述解调模块判断产生的第一归零码是否为“1”，若产生的第一归零码是“1”，则根据所述冲击包络最高处与第一归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到所述冲击包络的延时量，并根据所得到的延时量，调整冲击包络的延时，使码片位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐。

优选地，所述解码模块判断产生的第二归零码是否为“1”，若产生的第二归零码是“1”，则重置所述码元位同步时钟。

根据本发明的另一方面，提供了一种基于EBPSK的发射机，包括：

编码模块，用于对信息序列进行编码，得到编码序列；

优选地，所述采样模块通过将所述信息序列与所述伪随机序列相乘，得到编码序列。

根据本发明的另一方面，提供了一种基于EBPSK的接收机，包括：

解调模块，用于将EBSK调制信号输入至数字冲击滤波器，并对所述数字冲击滤波器输出的信号取绝对值后进行低通滤波处理，得到输出信号的冲击包络；对输出信号的冲击包络进行第一门限检测，得到第一归零码，并根据所得到的第一归零码，确定码片位同步时钟；利用所述码片位同步时钟，对所述冲击包络进行积分处理，得到冲击包络积分值；

与现有技术相比较，本发明的有益效果在于：

1)准确快速。由于充分利用了冲击包络最高处和归零码“1”下降沿的相对位置关系，达到精确的码片位同步；所述方法的开环控制结构，相对于闭环控制的位同步结构更为快速，对于小数据包快速通信更为经济有效。从统计意义上说，两个码片周期即可实现码片位同步，两个码元周期即可实现码元位同步，因为通信系统中码元“0”“1”的出现是等概率的。

2)抗干扰能力强。由于实际的通信信道中存在大量的噪声和干扰，因此包络的幅度和持续的时间并不稳定，然而冲击包络的最高处与归零码“1”的下降沿的相对位置关系却相对稳定，这种相对关系几乎不随码率或门限的大小而有太大的变化，因此码片的快速位同步算法具有较强的抗干扰性能。

3)接收机更加简单。本发明的接收机采用开环系统，一并取代了经典的数字锁相环的位同步和延迟锁相环的PN码同步系统，极大地简化接收机的结构。而且由于发射机采用“1+1”结构，即编码器和调制器，使得在提高系统抗干扰性能的同时，接收机的实现也更加简单，达到了“1+1>2”的效果。

4)接收机可全数字化集成，且成本更低。图6和图7分别给出的EBPSK编码调制信号的解调器和解码器电路结构可见，不仅解调器和解码器可数字化集成，整个接收机从中频以下均可全数字化集成，结构更易于实现，成本更低。

5)本系统对窄带干扰信道中性能提升更为明显，编码长度可灵活设置，尤其适合工作在恶劣的信道环境中，且与未加编解码的EBPSK通信系统相比，频谱相差不大，仅是归一化幅值大小略有上升。

附图说明

图1是本发明提供的基于EBPSK的通信方法原理框图；

图2是本发明提供的基于EBPSK的编码调制方法原理框图；

图3是本发明提供的基于EBPSK的发射机原理框图；

图4是本发明提供的基于EBPSK的解调解码方法原理框图；

图5是本发明提供的基于EBPSK的接收机原理框图；

图6是本发明实施例提供的发射机实现框图；

图7是本发明实施例提供的发射机工作流程图；

图8是本发明提供实施例的基于EBPSK的通信接收端模块框图；

图9是传统EBPSK调制接收机的总体框图；

图10是本发明实施例提供的EBPSK编码调制系统接收机的数字解调的实现框图，其显著特征是去除了模拟锁相环与数字锁相环；

图11是本发明实施例提供的EBPSK编码调制系统接收机的数字解码的实现框图，其中相关积分器一般用串联型的匹配滤波器实现；

图12是本发明实施例提供的EBPSK编码调制系统接收机的工作流程图；

图13是EBPSK编码波形；

图14是EBPSK编码调制信号经过数字冲击滤波器前后的时域波形图；

图15是EBPSK调制系数的冲击包络最高处与归零码“1”的下降沿相对位置关系图；

图16是本发明所提出的新型接收机对EBPSK编码调制波形进行解调解码的效果图；

图17是EBPSK调制功率谱估计；

图18是EBPSK编码调制功率谱估计；

图19是未经编码的EBPSK通信系统抗干扰性能曲线；

图20是EBPSK编码调制通信系统的抗干扰性能曲线。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细说明，应当理解，以下所说明的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

图1是本发明提供实施例的基于EBPSK的通信方法原理框图，如图1所示，步骤包括：

步骤S101：发射端对信息序列进行编码和EBPSK调制处理，得到扩展二元相移键控EBPSK调制信号。

具体地说，发射端将分别对应于码元0和1的EBPSK已调制波形f0和f1进行离散化处理，得到f0波形样本和f1波形样本并保存；对信息序列进行编码，得到编码序列，具体是通过将所述信息序列与所述伪随机序列相乘，得到编码序列；为所述编码序列中的各码元选择对应的f0波形样本和f1波形样本，得到EBPSK调制信号。

步骤S102：接收端对所述EBPSK调制信号进行EBPSK解调和解码处理，得到信息序列。

具体地说，将EBSK调制信号输入至数字冲击滤波器，并对所述数字冲击滤波器输出的信号取绝对值后进行低通滤波处理，得到输出信号的冲击包络；对输出信号的冲击包络进行第一门限检测，得到第一归零码，并根据所得到的第一归零码，确定码片位同步时钟；利用所述码片位同步时钟，对所述冲击包络进行积分处理，得到冲击包络积分值，并将所述冲击包络积分值与本地的伪随机序列进行相关和积分处理，得到相关积分值；对所述相关积分值进行第二门限检测，得到第二归零码，并根据所得到的第二归零码，调整码元位同步时钟；利用所述码元位同步时钟，对相关积分值进行抽样判决处理，得到信息序列。其中，接收端判断产生的第一归零码是否为“1”，若产生的第一归零码是“1”，则根据所述冲击包络最高处与第一归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到所述冲击包络的延时量，否则延时量为零；根据所得到的延时量，调整冲击包络的延时，使码片位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐。接收端判断产生的第二归零码是否为“1”，若产生的第二归零码是“1”，则重置所述码元位同步时钟。

本发明还提供了一种实现图1所述方法的通信系统，包括发射机和接收机。其中，所述发射机用于对信息序列进行编码和EBPSK调制处理，得到扩展二元相移键控EBPSK调制信号，其包括图3所示各个模块。所述接收机用于对所述EBPSK调制信号进行EBPSK解调和解码处理，得到信息序列，其包括图5所示各模块。

图2是本发明提供的基于EBPSK的编码调制方法原理框图，如图2所示，步骤包括：

步骤S1011：发射端将分别对应于码元0和1的EBPSK已调制波形f0和f1进行离散化处理，得到f0波形样本和f1波形样本并保存。

步骤S1012：对信息序列进行编码，得到编码序列，具体是通过将所述信息序列与所述伪随机序列相乘得到编码序列。

步骤S1013：为所述编码序列中的各码元选择对应的f0波形样本和f1波形样本，得到EBPSK调制信号。

本发明提供了一种实现图2所述方法的发射机，如图3所示，所述发射机对信息序列(即信源序列)进行编码和EBPSK调制处理，得到EBPSK调制信号。所述发射机具体包括：采用模块21、编码模块22和调制模块23。

所述采样模块21将分别对应于码元0和1的EBPSK已调制波形f0和f1进行离散化处理，得到f0波形样本和f1波形样本并保存。

所述编码模块22对信息序列进行编码，得到编码序列，具体是通过将所述信息序列与所述伪随机序列相乘，得到编码序列。

所述调制模块23为所述编码序列中的各码元选择对应的f0波形样本和f1波形样本，得到EBPSK调制信号。

图4是本发明提供的基于EBPSK的解调解码方法原理框图，如图4所示，步骤包括：

步骤S1021：将EBPSK调制信号输入至数字冲击滤波器，并对所述数字冲击滤波器输出的信号取绝对值后进行低通滤波处理，得到输出信号的冲击包络。

步骤S1022：对输出信号的冲击包络进行第一门限检测，得到第一归零码，并根据所得到的第一归零码，确定码片位同步时钟。

其中，所述的根据所得到的第一归零码，确定码片位同步时钟的步骤包括：判断产生的第一归零码是否为“1”，若产生的第一归零码是“1”，则根据所述冲击包络最高处与第一归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到所述冲击包络的延时量，并根据所得到的延时量，调整冲击包络的延时，使码片位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐。

步骤S1023：利用所述码片位同步时钟，对所述冲击包络进行积分处理，得到冲击包络积分值，并将所述冲击包络积分值与本地的伪随机序列进行相关和积分处理，得到相关积分值。

步骤S1024：对所述相关积分值进行第二门限检测，得到第二归零码，并根据所得到的第二归零码，调整码元位同步时钟。

其中，所述的根据所得到的第二归零码，调整码元位同步时钟的步骤包括：判断产生的第二归零码是否为“1”，若产生的第二归零码是“1”，则重置所述码元位同步时钟。

步骤S1025：利用所述码元位同步时钟，对相关积分值进行抽样判决处理，得到信息序列。

本发明提供了一种实现图4所述方法的接收机，如图5所示，所述接收机对EBPSK调制信号进行EBPSK解调和解码处理，得到信息序列。所述接收机具体包括：解调模块31和解码模块32。

所述解调模块31将EBSK调制信号输入至数字冲击滤波器，并对所述数字冲击滤波器输出的信号取绝对值后进行低通滤波处理，得到输出信号的冲击包络；对输出信号的冲击包络进行第一门限检测，得到第一归零码，并根据所得到的第一归零码，确定码片位同步时钟；利用所述码片位同步时钟，对所述冲击包络进行积分处理，得到冲击包络积分值。其中，所述解调模块31判断产生的第一归零码是否为“1”，若产生的第一归零码是“1”，则根据所述冲击包络最高处与第一归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到所述冲击包络的延时量，并根据所得到的延时量，调整冲击包络的延时，使码片位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐。

所述解码模块32利用所述码片位同步时钟，将所述冲击包络积分值与本地的伪随机序列进行相关和积分处理，得到相关积分值；对所述相关积分值进行第二门限检测，得到第二归零码，并根据所得到的第二归零码，调整码元位同步时钟；利用所述码元位同步时钟，对相关积分值进行抽样判决处理，得到信息序列。其中，所述解码模块32判断产生的第二归零码是否为“1”，若产生的第二归零码是“1”，则重置所述码元位同步时钟。

综上所述，本发明的基于EBPSK编码调制的发送方法和快速位同步方法与对应的接收方法，其EBPSK调制数据的表达式为：

f₀(t)＝Asin2πf_ct,0≤t<T

f_{1} (t) = \{\begin{matrix} B \sin (2 π f_{c} t + θ) & 0 \leq t < τ, 0 \leq θ \leq π \\ A \sin 2 π f_{c} t & τ \leq t < T \end{matrix} - - - (1)

本发明的信号发送方法分为编码与调制。编码是将待发送序列与PN码发生器的输出序列进行相乘，生成编码序列，称为码片；调制是将式(1)所表达的单位码元周期波形按给定的采样率得到的离散波形样本预先保存在本地存储器中，然后根据预定编码序列输出与离散波形样本的一一对应关系，在编码序列的控制下按照时钟发生器所提供的采样频率选择对应的波形样本，如码元“0”对应f₀(t)波形样本，码元“1”对应f₁(t)波形样本，把选中的波形样本转换成模拟信号，由射频发射机发出。

由于发射机采用PN码编码和EBPSK调制，接收机的正确解调解码对应需要完成两个同步，码片位同步与码元位同步。考虑到任何闭环系统都存在反馈环节和不断调整的过程，会直接影响到误差消除的速度，本发明的接收机采用开环结构。其接收具体步骤在于，对数字冲击滤波的输出取绝对值后经过低通滤波，得到输出信号的包络：

1)对输出信号的包络进行门限检测得到相应的归零码；

2)当出现归零码“1”时，重置码片位同步时钟，并根据高电平的持续时间和冲击包络最高处和归零码“1”下降沿的相对位置关系，进行时延计算得到延时量，保持延时量直到下个归零码“1”的到来；根据延时量动态调整冲击包络的延时，使得码片位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐；

3)在码片位同步脉冲上升沿处，对冲击包络进行积分，得到积分输出；将码片位同步脉冲延迟半个码片周期作为新的时钟，指导积分输出与本地的PN码进行相关和积分，并对相关积分值进行门限检测，根据给定的门限值判决出归零码；

4)当门限检测输出呈现归零码“1”时则捕获到相关峰，重置码元位同步时钟，在码元位同步时钟的指导下取零值门限抽样判决，即解调出所接收到的数据序列。

本发明的发送装置由编码器和调制器两部分组成；接收装置由解调器和包含延时器、积分器、相关积分器、时钟发生器、PN码发生器和两片门限检测器的解码器组成。

其中接收机采用新型码片位同步取代传统的数字锁相环位同步，新型码元位同步取代传统的延迟锁相环PN码同步，并设有数字冲击滤波器作为解调器。冲击滤波器是一类特殊的无限冲激响应(InfiniteImpulseResponse，IIR)窄带数字带通滤波器，由谐振频率非常靠近的一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，零、极点构成原则如下：

1)取零点频率低于输入信号的载波频率，零点位于Z平面的单位圆上或尽量靠近单位圆；

2)取极点频率全部高于输入信号的载波频率，零、极点非常靠近，以便在滤波器中心频率的极窄邻域内呈现陷波-选频特性；

3)极点越多，冲击能量越大，但码间干扰也随之增加，故极点并非越多越好，多个极点的相角尽量保持相同；

4)滤波器的峰值频率与EBPSK信号的载波频率不一致，且其偏移量由EBSK信号的调制度θ与该滤波器的相频特性相配合来确定。

下面结合图6至图20对本发明进行更进一步地说明。

图6是本发明实施例提供的EBPSK编码调制系统的发射机实现框图，图7是本发明实施例提供的EBPSK编码调制系统的发射机工作流程图，如图6和图7所示，首先将待发送序列转化成二元的信息序列(即信源序列)，简单的“1”“0”序列如图13(a)所示发送码元，同时在本地PN码发生器产生对应的PN码序列，PN码一般取m序列，因其具有近似白噪声特性和良好的自相关性能，一种长度为7的PN码序列如图13(b)所示，其周期长度与码元周期相同；随后相乘器将信息序列与整数倍的PN码片进行相乘，完成信息序列的编码过程，对应的编码序列如图13(c)所示，即发送码元与PN码序列的相关值；最后对编码序列进行EBPSK调制，对应的基带波形如图13(d)所示，具体地说，判断码片是否为“1”，若为“1”，则选择对应于码片“1”的f1波形样本，否则，选择对应于码片“0”的f0波形样本，得到数字调制信号；由所选择的波形样本形成的数字调制信号送往DAC进行数模转换，得到模拟调制信号(即模拟的EBPSK编码调制信号)，并发射出去。

EBPSK通信系统很容易全数字化实现：在给定采样率的前提下，直接将(1)式所表达的一个码元周期的已调制波形f₀(t)和f₁(t)离散采样值预先保存在存储器，然后在欲传输的信息序列的控制下按照时钟发生器所提供的时钟频率来选择对应的波形样本(信息位是“0”则选f₀(t)波形样本，信息位是“1”则选择f₁(t)波形样本)，选中的调制波形的数字样本由数模转换器(DAC，DigitaltoAnalogConverter)直接转换成模拟的EBPSK已调信号输出。

具体地说，扩展的二元相移键控(EBPSK)编码调制发射机，其调制表达式为：

f₀(t)＝Asin2πf_ct,0≤t<T

f_{1} (t) = \{\begin{matrix} B \sin (2 π f_{c} t + θ) & 0 \leq t < τ, 0 \leq θ \leq π \\ A \sin 2 π f_{c} t & τ \leq t < T \end{matrix}

发射机分为编码和调制两个步骤：编码是将信息序列与伪随机(PN，Pseudo-Noise)码相乘，得到编码序列；调制是将上式所表达的单位码元周期波形按给定的采样率得到的离散波形样本预先保存在本地存储器中，然后根据预定编码序列输出与离散波形样本的一一对应关系，在编码序列的控制下按照时钟发生器所提供的采样频率选择对应的波形样本，如码元“0”对应f₀(t)波形样本，码元“1”对应f₁(t)波形样本，选中的波形样本由数模转换器转换成模拟信号，由射频发射机发出。

图8是本发明提供实施例的基于EBPSK的通信接收端模块框图，如图8所示，接收机设有数字冲击滤波器作为解调器。其接收具体步骤在于，对数字冲击滤波器的输出取绝对值后经过低通滤波，得到冲击包络：

1)提取冲击包络分别送入门限检测器和可变延时器，进行门限检测后整形得到相应的归零码，把得到的归零码同时送入时钟发生器和时延计算器；

2)当出现归零码“1”时，重置码片位同步时钟，并由时延计算器测量其高电平的持续时间，根据冲击包络最高处与归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到冲击包络的延时量，否则延时量赋值为0，根据得到的延时量动态调整冲击包络的延时，使码片位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐；

3)在码片位同步脉冲的时间基准下，将包络积分值与本地的PN码进行相关和积分，对相关积分值进行门限检测，判决出归零码；

4)当门限检测器出现归零码“1”，重置码元位同步时钟，在码元位同步时钟的指导下取零值门限抽样判决，即解调出所接收到的数据序列。

其中，用可寻址移位寄存器来实现可变延时器。

本发明的接收机采用基于数字冲击滤波器的超窄带接收机。冲击滤波器在调制中心频率处呈现出一类出色的陷波选频特性，能最大限度地滤除接收信号的带外噪声，突出码元“0”“1”的差异性，从而极大地改善了EBPSK调制的解调性能。

图9是一种典型的EBPSK接收机，其中，位同步实现一般采用数字锁相环，如超前/滞后门同步器，这种方法类似于传统载频同步的锁相环法。由于闭环法存在反馈环节和不断调节的过程，会直接影响到其对于误差的消除速度。而且希望针对不对称调制优势的发挥和应用的推广继续简化其硬件结构，以适应智能电网中对于基于电力线通信(PLC：PowerLineCommunication)远程抄表的低成本要求主，及物联网应用对于无线网络传感器(WSN：WirelessSensorNetwork)节点低功耗的要求。

由此，本发明提出了如图10及图11所示的EBPSK编码调制接收机的完整硬件结构，包括利用冲击滤波器输出信号进行快速码片位同步，利用码片位同步信号进行快速的码元位同步等模块。

本实施例的具体实现是针对EBPSK调制发射机及对应的基于数字冲击滤波器的EBPSK接收机。

图13是EBPSK编码波形，其中：图13(a)是发送码元；图13(b)是PN码序列；图13(c)是编码序列；图13(d)是EBPSK编码序列对应的EBPSK基带波形图。图14是EBPSK编码调制信号经过数字冲击滤波器前后的时域波形图，其中：图14(a)是EBPSK编码调制波形；图14(b)是数字冲击滤波器的输出波形。图15是EBPSK调制系数τ/T-2/20-1/10时，冲击包络最高处与归零码“1”的下降沿相对位置关系图，其中：图15(a)是EBPSK通过冲击滤波器和检波器的输出波形；图15(b)是整形后的归零码示意图；图15(c)是经过时延调整后的EBPSK输出包络；图15(d)是重置后的码片位同步示意图。图中纵坐标为幅度，横坐标为时间。图16是本发明所提出的新型接收机对EBPSK编码调制波形进行解调解码的效果图，其中：图16(a)为EBPSK编码调制波形的经时延调整的冲击滤波输出包络；图16(b)为将码片位同步的延迟半个码片周期，作为新的位同步信号；图16(c)为码片周期内输出包络的积分值，取门限值作为相对零点；图16(d)为图12相关积分器的输出值；图16(e)为重置的码元位示意图；图16(f)为解调解码的输出码元；图中纵坐标为幅度，横坐标为时间。

1、EBPSK编码调制发射机

针对(1)式所定义的EBPSK调制方式，取A＝B＝1,θ＝π,K＝2,N＝20，中频频率f_c＝10MHz，单位码元内的PN码的码片个数取L＝2³-1＝7则，对应的码率为f_c/(N·L)＝0.0714Mbps。首先将待发送序列与PN码相乘得到编码序列，然后将编码送往EBPSK调制器，具体实现方法在前面的“EBPSK调制系统”中进行叙述，其实际编码波形与调制波形分别如图13和图14(a)所示。

2、冲击滤波器

作为核心部件的冲击滤波器是一种窄带带通滤波器，其在通带内的中心频率处呈现出一个极窄的陷波选频特性，使得以EBPSK调制为代表的不对称二元键控信号的滤波输出波形在码元“1”的调制处，即相位跳变处产生强烈的寄生调幅冲击。以单零点三极点(实为1对共轭零点、3对共轭极点)为例的一种数字冲击滤波器的传递函数形为：

H (Z) = \frac{b_{0} + Σ_{i = 1}^{2} b_{i} \cdot z^{- i}}{1 + Σ_{i = 1}^{6} a_{i} \cdot z^{- i}} - - - (2)

当取归一化频率f_c/f_s＝1/10，跳变角度θ＝π时，一组性能优良的系数如下：

b₀＝b₂＝1，b₁＝1.6181733185991785

a₁＝-4.578193199274645,a₂＝9.654665924115726,a₃＝-11.692079480819313

a₄＝8.5756341567768217,a₅＝-3.6121554794765309,a₆＝0.70084076007371199

冲击滤波器对EBPSK调制信号具有陷波-选频特性，将调制波形的相位跳变转化为强烈的寄生调幅，在此采用单零点三极点的滤波器方案作为解调滤波器。其传递函数及滤波器各系数如(2)式所示。本次实现中取ADC的采样频率为100MHz，即每个载波周期采10个点：

1)图14(a)是取θ-π，τ/T-2/20，载波频率f₀-10MHz，码率为0.07MHz的EBPSK编码调制波形，将图14(a)EBPSK编码调制信号经100MHz采样后，送入(2)式定义的单零点、三极点的数字冲击滤波器，得到如图14(b)所示的冲击波形，图中纵坐标为幅度，横坐标为时间。数字冲击滤波器可用乘法器与移位寄存器实现，一般采用级联型。

2)对图14(b)冲击滤波输出信号将其通过检波器，即整流器和低通滤波器，输出如图15(a)。

3、典型的EBPSK调制接收机

一种典型的EBPSK调制接收机如图9所示，由天线接收到的EBPSK调制信号经前置放大器后进行混频器，下变频至中频并经中频放大后由ADC转化为数字数字信号；其中混频器通过模拟锁相环实现了载波同步；由锁相环提供基础参考晶振，送给时钟发生器为EBPSK解调器的各功能模块提供系统时钟和采样脉冲，即实现了接收机的采样同步；对于EBPSK信号的解调判决结果还需进行位同步。

4、新型的EBPSK编码调制接收机

1)数字解调器与码片位同步时钟实现

实现框图如图10所示。利用门限检测器对冲击包络进行整形，得到如图15(b)所示的归零码，检测门限可以直接设为定值，也可通过自动调整得到。自适应门限的实现方法很多，通常可取图15(a)所示的冲击包络峰值与其基准电平值的算术平均值，为方便起见此处门限取为60；

将归零码分别送入时钟发生器和可变延时器。当出现归零码“1”时：

①用时延计算器测量其高电平持续时间，即对超过门限值的采样点进行采样计数，根据冲击包络最高处与归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到冲击包络的延时量；

②根据可变时延计算器所测出的延时量动态调整冲击包络的延时，动态调整冲击包络的延时，使归零码的下降沿与冲击包络的最高处对齐，如图15(c)所示。本实例采用可寻址移位寄存器来实现可变延时器，移位寄存器的地址就是冲击包络的延时量，移位寄存器的输出则是该地址所指向的寄存器的内容；

③在归零码1的下降沿重置时钟发生器，使得时钟发生器的起始时刻与归零码“1”的下降沿对齐，产生固定频率的位同步时钟，如图15(d)所示，从而达到码片位同步，以指导码片包络采样点的积分。

2)数字解码器与码元位同步时钟实现

实现框图如图11所示。根据码片位同步与延时包络的同步关系，并将码片位同步信号延迟半个码片周期(本实例采用移位寄存器实现)作为码片积分值的位同步信号，如图16(b)所示。在位同步时钟的指导下：

①对延时包络进行积分(本实例自位同步上升沿处开始取10个采样点进行积分)，其中包络积分取门限值为相对零点，积分值如图16(c)所示；

②将积分值送入图9所示的相关积分器，由相关积分器对码片积分值与本地PN码进行相关积分，其输出如图16(d)所示；

③将相关积分器的输出值取绝对值得其大小，并送入门限检测器进行整形，当出现归零码“1”时，重置码元位同步时钟，使码元位同步时钟的上升沿与归零码的下降沿对齐，如图16(e)所示，此处门限值取为2000；

3)解调解码输出

在码元位同步时钟的指导下，对相关积分输出值进行抽样判决，其门限值为0，得到输出码元，如图16(f)所示。

接收机的整体工作流程如图12所示，对数字冲击滤波的输出取绝对值后经过低通滤波，得到输出信号的包络；对输出信号的包络进行门限检测得到相应的归零码，当出现归零码“1”时，重置码片位同步时钟，并根据高电平的持续时间和冲击包络最高处和归零码“1”下降沿的相对位置关系，进行时延计算得到延时量，保持延时量直到下个归零码“1”的到来；根据延时量动态调整冲击包络的延时，使得码片位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐；在码片位同步脉冲上升沿处，对冲击包络进行积分，得到积分输出；将码片位同步脉冲延迟半个码片周期作为新的时钟，指导积分输出与本地的PN码进行相关和积分，并对相关积分值进行门限检测，根据给定的门限值判决出归零码；当门限检测输出呈现归零码“1”时则捕获到相关峰，重置码元位同步时钟，在码元位同步时钟的指导下取零值门限抽样判决，解调出所接收到的信源序列。

5、EBPSK编码调制系统的频谱效率与抗干扰性能

图17是EBPSK调制功率谱估计，参数A-B-1·θ-π，τ/T-2/20，载波频率f₀-10MHz，图18是EBPSK编码调制功率谱估计，码片长度L-7，其余参数与图17相同。对比图17和图18可见，与未加编解码的EBPSK通信系统相比，频谱相差不大，仅是归一化幅值大小略有上升。

图19是未经编码的EBPSK通信系统抗干扰性能曲线。其中干扰信号取BPSK调制信号，码率与EBPSK信号相同，发送成形滤波取滚降系数α＝0.5的升余弦滚降滤波器，图中的f_c表示BPSK调制信号的调制频率。图20是EBPSK编码调制通信系统的抗干扰性能曲线。其中码片长度L-7，窄带干扰信号参数与图19相同。对比图19与图20可见，EBPSK编码调制系统以牺牲码率为代价换取抗干扰性能的提升，对窄带干扰信道中性能提升更为明显，编码长度可灵活设置，尤其适合工作在恶劣的信道环境中。

综上所述，本发明具有以下技术效果：

本发明的发射机采用基于EBPSK的编码调制，接收机充分利用调制信号经过数字冲击滤波器的输出波形在数据“1”的信息调制处产生强烈寄生调幅的特点，构造无需锁相环和复杂的伪码同步结构的快速解调解码方法，可在少数码元内结束过渡过程，实现准确的码片位同步和码元位同步，使得EBPSK接收机完全数字化实现，并极大地简化了EBPSK解调解码器硬件结构，适用于基于不对称的二元偏移键控编码调制的高效数字通信系统，尤其对于恶劣信道的快速解调解码更为经济有效。

尽管上文对本发明进行了详细说明，但是本发明不限于此，本技术领域技术人员可以根据本发明的原理进行各种修改。因此，凡按照本发明原理所作的修改，都应当理解为落入本发明的保护范围。

Claims

1.一种基于EBPSK的通信方法，其特征在于，包括：

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的发射端对信息序列进行编码和EBPSK调制处理，得到EBPSK调制信号的步骤具体包括：

对信息序列进行编码，得到编码序列；

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述的接收端对所述EBPSK调制信号进行EBPSK解调和解码处理，得到信息序列的步骤包括：

4.一种基于EBPSK的编码调制方法，其特征在于，包括：

对信息序列进行编码，得到编码序列；

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述的对信息序列进行编码，得到编码序列的步骤包括：

将所述信息序列与所述伪随机序列相乘，得到编码序列。

6.一种基于EBPSK的解码解调方法，其特征在于，包括：

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述的根据所得到的第一归零码，确定码片位同步时钟的步骤包括：

判断产生的第一归零码是否为“1”；

8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述的根据所得到的第二归零码，调整码元位同步时钟的步骤包括：

判断产生的第二归零码是否为“1”；

若产生的第二归零码是“1”，则重置所述码元位同步时钟。

9.一种基于EBPSK的通信系统，其特征在于，包括发射机和接收机，其中：

发射机，用于对信息序列进行编码和EBPSK调制处理，得到扩展二元相移键控EBPSK调制信号；

接收机，用于对所述EBPSK调制信号进行EBPSK解调和解码处理，得到信息序列。

10.根据权利要求9所述的系统，其特征在于，所述发射机包括：

编码模块，用于对信息序列进行编码，得到编码序列；

11.根据权利要求9或10所述的系统，其特征在于，所述接收机包括：

12.一种基于EBPSK的发射机，其特征在于，包括：

编码模块，用于对信息序列进行编码，得到编码序列；

13.根据权利要求12所述的发射机，其特征在于，所述采样模块通过将所述信息序列与所述伪随机序列相乘，得到编码序列。

14.一种基于EBPSK的接收机，其特征在于，包括：

15.根据权利要求14所述的接收机，其特征在于，所述解调模块判断产生的第一归零码是否为“1”，若产生的第一归零码是“1”，则根据所述冲击包络最高处与第一归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到所述冲击包络的延时量，并根据所得到的延时量，调整冲击包络的延时，使码片位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐。

16.根据权利要求14所述的接收机，其特征在于，所述解码模块判断产生的第二归零码是否为“1”，若产生的第二归零码是“1”，则重置所述码元位同步时钟。