CN101895387A - 扩展的二元相移键控调制突发通信快速同步方法 - Google Patents

Abstract

一种扩展的二元相移键控调制突发通信快速同步方法，充分利用扩展的二元相移键控(EBPSK)调制信号经过接收机数字冲击滤波后波形在数据“1”的信息调制处产生明显上冲的特点，构造了无需模拟锁相环和数字锁相环的快速同步方法，可在30个码元内结束过渡过程，实现准确的位同步，并极大地简化了EBPSK接收机的硬件结构，使得EBPSK解调器可在中频全数字化实现，适用于各种基于不对称二元偏移键控调制的高效数字通信系统，尤其是对于小数据包的高速突发传输更为经济有效。

Description

扩展的二元相移键控调制突发通信快速同步方法

技术领域

本发明涉及数字通信系统，尤其涉及一种用于扩展的二元相移键控(EBPSK)调制突发通信快速同步方法，属于数字信息接收技术领域。

背景技术

1、扩展的二元相移键控(EBPSK)调制

数字通信系统中，把代表二进制数据的基带信号向上搬移到给定发送频段的过程叫做调制，而相反的过程则称之为解调。通信中的二元数字调制，可以通过利用二进制信息码元“0”或“1”直接改变(通常称之为“偏移键控”)正弦载波的某个参数(如幅度、频率、相位等)来实现，相应地得到二元(二进制)的幅移键控(2-ASK)、频移键控(2-FSK)和相移键控(2-PSK)调制信号。本申请人在发明专利“统一的二元正交偏移键控调制和解调方法”(专利号：ZL200710025203.6)中，将这些二元偏移键控调制统一表示为：

s₀(t)＝A sinω_c0t，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}B\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c1}t+\mathrm{\&theta;}),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0\&le;\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}\\ A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c0}t,& 0\&le;\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，s₀(t)和s₁(t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形；ω_c0为“0”在码元周期T内以及“1”在非键控时段T-τ内的载波角频率，ω_c1则为“1”在键控时段τ内的载波角频率；B-A为载波键控的幅度，为载波键控的相位。

(1)式定义了“统一的二元偏移键控”(UBSK：Unified Binary Shift Keying)调制。之所以这样称呼，是因为如果令τ＝T，则(1)式成为：

s₀(t)＝A sinω_c0t，

                        0≤t＜T，0≤θ≤π    (2)

s₁(t)＝B sin(ω_c1t+θ)，

由(2)式不难看出：

1)如果B＝A且θ＝0，我们得到经典的2-FSK调制；

2)如果ω_c0＝ω_c1＝ω，我们得到经典的2-ASK调制，且当B＝0时的特例就是典型的开关键控(OOK：On-Off Keying)调制；

3)如果ω_c0＝ω_c1＝ω，B＝A且θ＝π，我们得到经典的2-PSK(或BPSK)调制。

我们所熟悉的这些经典二元调制都是对称的，即码元“0”和“1”的调制区间均为T。但是，为了尽可能地提高频谱利用率，即在单位频带内传输更高的码率(以bps/Hz为量纲)，同时也希望能更有效地利用发射能量，得到更好的传输效果，我们令“0”和“1”的调制区间不等，即在(1)式中固定0＜τ＜T，于是得到了一大类“不对称二元偏移键控”(ABSK：Asymmetry Binary Shift Keying)调制：

s₀(t)＝A sin ω_c0t，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}B\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c1}t+\mathrm{\&theta;}),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0\&le;\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}\\ A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c0}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.---\left(3\right)$

其与(2)式的区别就在于码元“0”和“1”的调制区间分别为T和τ，由此才能使更多的能量集中到载波上(理由见“吴乐南：超窄带高速通信进展.自然科学进展，17(11)，2007，1467-1473”)。在(3)式中令ω_c0＝ω_c1＝ω，以排除频谱利用率不高的2-FSK类调制，于是得到ABSK调制的一个子集——“扩展的二元相移键控”(EBPSK：Extended BPSK)调制：

s₀(t)＝A sinω_ct，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}B\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&theta;}),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0\&le;\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}\\ A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.---\left(4\right)$

通常我们更倾向于纯粹的相位调制，即B＝A且θ≠0，同时可以略去这一公共的幅度因子，则得到：

s₀(t)＝sinω_ct，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&theta;}),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0<\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}\\ A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.---\left(5\right)$

本专利申请即针对(5)式所定义的EBPSK调制方式。

2、突发通信

无线传感器网络(WSN：Wireless Sensor Network)是物联网的重要支撑，通常是由随意散落在被监测区域内的大量廉价无线传感器节点以自组织形式构成的多跳网络，借以将监测数据传送到接收站进行处理。WSN的节点除配备一个或多个传感器外，还装备了无线电收发信机和微控制器，尺寸和成本取决于WSN的规模及单个传感器节点的复杂度。通常这种WSN节点要靠微型电池来供电，其存活时间主要受限于电池的寿命，故节能对于延长WSN节点的使用寿命至关重要。由于无线电发射机是WSN节点中耗能的主要模块，故千方百计地缩短发射机的工作时间，可以有效地延长WSN节点的工作时限，并减少对于其它WSN节点和整个传感网络的干扰。因此，WSN希望各节点能够在尽可能短的“突发”时段内完成数据的传输。

另外，有专家在分析了国外高频(HF)频段的侦察、干扰技术对抗干扰通信的影响后指出：窄带信号长度小于50ms就不易被截获，小于110ms就不易被定向/定位。而对甚高频/超高频(VHF/UHF)频段，信号长度还应更短。因此，抗干扰、抗截获的突发通信最好在10ms量级内完成信息传输。这自然希望或要求在通信信号的持续瞬间有尽可能高效的调制/传输效率。

根据我们的研究，如果接收信噪比(SNR)超过0dB，则采用(5)式所定义的EBPSK调制传输码率可达通信载频的1/10。因此，若取10MHz作为载频(HF频段)或中频(VHF/UHF频段)，则在10ms突发长度内可传输10000位数据，或625个汉字(每个汉字16位)。但这只是理想情况，因为一方面，还要扣除同步头、信道编码等所占用的数据位；另一方面，接收机对于突发数据串信号的捕获与同步是从无到有逐步建立的，未同步或同步未达稳态时的数据位不易正确检测，出错多。

因此，对于EBPSK调制的突发信号的快速检测与同步，是有效提高EBPSK突发通信性能的关键。

3、EBPSK通信系统

EBPSK调制器很容易全数字化实现：直接将由(5)式所表达的一个码元宽度内的已调制波形s₀(t)和s₁(t)的离散采样值预先保存在存储器内，然后在欲传输的信息序列的控制下按照时钟发生器所提供的采样频率来选择对应的s₀(t)波形样本(如果信息位是“0”)或s₁(t)波形样本(如果信息位是“1”)，选中的调制波形数字样本由数模转换器(DAC)直接转换成模拟的EBPSK已调信号输出。

发明内容

本发明的目的是为EBPSK调制数据的突发传输设计一种用于扩展的二元相移键控(EBPSK)调制突发通信快速同步方法，希望这种同步方法能够充分利用数字冲击滤波器(见“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”，发明专利公开号：CN101599754。本申请书所涉及的“冲击滤波”，出处均在于此，以下不再声明)在EBPSK调制信号的码元“1”处，产生明显而强烈的寄生调幅冲击的特点，缩短过渡过程，并简化EBPSK接收机的硬件结构。

为实现上述目的，本发明采取的技术方案是：一种用于扩展的二元相移键控调制数据突发通信接收机的快速同步方法，其EBPSK调制数据表达式为(5)式。

调制器直接将由(5)式所表达的一个码元宽度内的已调制波形s₀(t)和s₁(t)的离散采样值预先保存在存储器内，然后在欲传输的信息序列的控制下按照时钟发生器所提供的采样频率来选择对应的s₀(t)波形样本(如果信息位是“0”)或s₁(t)波形样本(如果信息位是“1”)，选中的调制波形数字样本由数模转换器(DAC)直接转换成模拟的EBPSK已调信号输出。

接收机中设有无限冲激响应(IIR)的窄带数字带通滤波器作为解调滤波器，在该滤波器通带内的中心频率处呈现出一个极窄的陷波-选频特性，使得以EBPSK为代表的ABSK调制信号的滤波输出波形在信息调制处，即码元“1”处，产生明显而强烈的寄生调幅冲击。以单零点-双极点(实为1对共轭零点、2对共轭极点，本申请书中将一对共轭零点或极点均称为一个零点或极点)为例的一种数字冲击滤波器的传递函数形为：

$H\left(z\right)=\frac{b_0+b_1\&CenterDot;z^{-1}+b_2\&CenterDot;z^{-2}}{1-a_1\&CenterDot;z^{-1}-a_2\&CenterDot;z^{-2}-a_3\&CenterDot;z^{-3}-a_4\&CenterDot;z^{-4}}---\left(6\right)$

其中各系数的取值如下：

b₀＝b₂＝1，b₁＝-1.6181733185991785，a₁＝-3.2030956372618675

a₂＝4.5250048786401749，a₃＝-3.1388924680650234，a₄＝0.96031356602907181；

其特征在于：接收机舍弃模拟锁相环和数字锁相环，对数字冲击滤波器的输出取绝对值后进行低通滤波，提取出冲击滤波器输出信号的包络后分别送入门限检测器和可变延时器，进行门限检测后再加以整形，得到相应的归零码，把归零码同时送入时钟发生器和时延计算器，当出现归零码“1”时：

1)时延计算器测量其高电平持续时间，根据冲击包络最高处与归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到冲击包络的延时量；

2)可变延时器根据该延时量动态调整对于冲击包络的延时，使位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐；

3)在归零码“1”的下降沿重置位时钟发生器，从而在一个码元内实现快速准确的位同步；

4)依据位同步脉冲的时间基准对码元内的包络积分结果进行判决，即解调出所接收到的数据序列。

本发明的优点及其有益效果：

1)准确。由于充分利用了冲击包络最高处和归零码“1”下降沿的相对位置关系，达到了精确同步。

2)快速。由于是在归零码“1”的下降沿重置时钟发生器，同时结合可变延时器对冲击包络的延时进行调整来达到同步，因此在出现归零码“1”时，无论位同步时钟的相位偏移量有多大，都可以立刻在当前码元内重新同步。

3)抗干扰能力强。由于实际通信信道含有大量噪声和干扰，冲击包络的幅度并不稳定，这会导致归零码“1”的持续宽度不一致，但冲击包络最高处与归零码“1”的下降沿之间的相对位置关系基本固定，因此本发明所提出的位同步方法有较强的抗干扰能力。

4)码率适应范围广。不仅适用于低码率，在高码率条件下也有十分优良的同步性能。

5)接收机更简单、通用。与图1相比，图6中由于省去了模拟锁相环，可利用普通晶体产生的本地振荡器取代较复杂昂贵的射频压控振荡器，无需载波同步和采样同步，因而不仅实现更加简单，而且可直接置于任何通信接收机的中频放大器输出端，通用性很强。

6)接收机可全数字化集成，且成本和功耗更低。由图6所给出的本申请书所提出的EBPSK接收机电路结构可见，不仅解调器可以全数字化集成，而且整个接收机从中频以下均可全数字化集成。再通过比较图1、图2与图6可见，本申请书所提出的位同步方法还同时省去了数字锁相环，结构更加简单，因而采用集成电路(IC)芯片全数字化集成时，成本和功耗可以更低。

附图说明

图1是一个400MHz频段EBPSK接收机的总体方框图，除了冲击滤波器以外均为现有技术；

图2是图1所示的接收机去掉模拟锁相环后的总体方框图(其余不变)；

图3是图1中位同步模块的核心——数字锁相环的电原理框图；

图4是图1接收机对于EBPSK调制突发数据块的中频信号幅度包络的变化，图中纵坐标为幅度，横坐标为时间；

图5是EBPSK调制系数τ∶T＝3∶30＝1∶10时，冲击包络最高处和归零码“1”下降沿的相对位置关系图，图中纵坐标为幅度，横坐标为时间；

图6是本发明去掉了模拟锁相环和数字锁相环的EBPSK接收机总体方框图；

图7是EBPSK调制信号经过数字冲击滤波器前后的时域波形对比，其中，图7(a)是取θ＝π，τ∶T＝3∶30＝1∶10，载波频率为30MHz，码率为1Mbps时的EBPSK调制波形；图7(b)则是该EBPSK调制波形经过(6)式的单零点-双极点数字滤波器后的输出波形。图中纵坐标为幅度，横坐标为时间；

图8是本发明所提出的用于突发通信的快速同步接收机的实施效果图，其中，图8(a)是对冲击滤波输出波形取绝对值的输出；图8(b)是对冲击滤波输出波形绝对值进行低通滤波后得到的冲击包络波形；图8(c)是对冲击包络整形后得到的归零码；图8(d)是时延计算器所测得的延时量；图8(e)为位同步时钟波形；图8(f)是冲击包络经可变延时器动态调整后的波形。图中纵坐标为幅度，横坐标为时间；

图9是本发明所提出的快速同步接收机对于采用EBPSK调制的10ms突发脉冲进行接收解调的效果图，其中“a”(第1道)为冲击包络输出，“b”(第2道)则为同步解调出来的数据序列。图中纵坐标为幅度，横坐标为时间。

具体实施方式

图1是本发明改进前的一个400MHz频段EBPSK接收机的具体实现框图，描述如下：

1)由天线接收到的EBPSK调制信号经前置放大后进入混频器，与本地压控振荡器产生的本振信号相乘，下变频为20MHz的中频信号经过中频放大后由模数转换器(ADC)转换为数字信号后进行EBPSK解调。

2)该20MHz的模拟中频信号经过2分频送入鉴相器(PD)，与10MHz的参考晶体振荡器信号进行相位比较，其误差信号经低通滤波(LF)后控制本地压控振荡器(VCO)的频率，并最终使下变频所得到的20MHz中频信号，严格地锁定在10MHz参考晶振的2倍频上，即经过这一模拟锁相环(PLL)实现了EBPSK接收信号的载波同步。由于EBPSK调制信号中本身就含有较强的正弦载波分量，故十分有利于PLL的锁定。

3)将10MHz参考晶振信号送给时钟发生器，就可为EBPSK解调器的各功能模块提供频率严格为20MHz中频整数倍的采样脉冲和系统时钟，即实现了接收机的采样同步。图1中的时钟频率实际取为80MHz。

4)对于ADC转换后的EBPSK调制的数字中频信号，利用(6)式的数字冲击滤波器进行信噪比增强并将相位跳变转换为寄生调幅后，即可进行“0”、“1”信息的检测判决，无需再转换到基带处理。

5)对于EBPSK信号的解调判决结果，还必须进行位同步。由于EBPSK调制信号中含有较强的正弦载波分量，而接收码流中也含有时钟频率分量，故可以直接利用自同步法从接收信号中提取位同步信息。自同步法又分为滤波法和锁相法，在数字通信中常采用数字锁相法提取位同步时钟，其中超前-滞后门位同步算法使用十分广泛。我们在图1所示的EBPSK接收机中，也采用了基于超前-滞后门的位同步算法，其原理如图2所示。

如上所描述的EBPSK通信系统，已在400MHz频段实现了10kbps-2Mbps码率的连续码流传输。但在用于10ms间隔的突发通信时，实测约需3.4ms的同步建立时间(图3)，这对于10ms以下的突发时隙开销太大。另外，虽然图1的EBPSK接收机已经比现有的BPSK接收机更简单，但我们仍希望能够针对突发通信的应用继续简化其硬件结构，以适应物联网应用中对于WSN节点的低功耗要求，以及智能电网应用中对于基于电力线通信(PLC：Power Line Communications)远程抄表模块的低成本要求。

考虑到任何闭环控制系统由于存在反馈环节和不断调节的过程，都会直接影响到其对于误差消除的速度，因此，我们的着眼点就是去除经典数字接收机中常用的锁相环，无论是用于载波同步的模拟锁相环，还是用于位同步的数字锁相环。

有鉴于此，我们首先去掉了图1中的模拟锁相环，其余结构不变(见图4)，实测表明当输入码率较高时不能实现位同步。但根据实验研究和数据分析我们发现：

(1)如果对冲击滤波器的输出取绝对值后进行低通滤波，提取出冲击滤波器输出信号的包络(以下简称“冲击包络”，此过程实为典型的全波检波)后再加以整形，得到相应的归零码，则归零码“1”的下降沿与冲击包络最高处之间的相对位置关系较为确定。例如，对于EBPSK调制系数(占空比)τ∶T＝1∶10，若解调后所得归零码“1”的高电平持续时间为t，则将冲击包络延时

后，冲击包络的最高处大致与归零码“1”的下降沿对齐，如图5所示。

(2)这种相对位置关系几乎不随码率或归零码“1”的高电平持续宽度的变化而改变，对于EBPSK调制的其它占空比也有着类似的结论。

据此，当出现归零码“1”时，我们可以：

1)测量归零码“1”的高电平持续时间，从而确定对于冲击包络的延时量；

2)根据该延时量动态调整对于冲击包络的延时；

3)在归零码“1”的下降沿重置时钟发生器，使得位同步时钟的上升沿对齐冲击包络的最高处，从而在一个码元周期内实现位同步。

由此，本申请书提出了如图6所示的简化的EBPSK接收机的完整硬件结构，包括利用冲击滤波器输出信号进行快速位同步的模块组成。不难明白，其可行性与合理性的主要理论依据在于：

1)所述方法实际上可归类于“开环”控制，相对于“闭环”控制的模拟锁相环或数字锁相环，理应更快速；

2)从统计意义上，最多在两个码元周期内即可实现位同步，因为通信系统中码元“0”和“1”的出现是等概率的。

本发明的具体实施是针对基于数字冲击滤波器实现的EBPSK接收机。

1、EBPSK调制

针对(5)式所定义的EBPSK调制方式，这里取θ＝π，τ＝3，T＝30作为示例，中频频率f_c＝ω_c/2π＝30MHz，则对应的码率为1Mbps。具体的实现方法已在前面的“EBPSK通信系统”中叙述，其实际调制波形示于图7(a)。

2、冲击滤波器

本申请人在“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”的发明专利申请(申请号：200910029875.3；公开号：CN101599754)中，提出了一类特殊的IIR窄带数字带通滤波器，在该IIR滤波器通带内的中心频率处呈现出一个极窄的陷波-选频特性，使得以EBPSK为代表的ABSK调制信号的滤波输出波形在信息调制处(即码元“1”处)产生明显而强烈的寄生调幅冲击，因而将这种滤波器称之为冲击滤波器。在此仅以该专利申请书说明书中所提及的单零点-双极点的滤波器方案作为解调滤波器。其传递函数以及滤波器各系数的取值即如(6)式所示。

3、用于冲击滤波解调的位同步实现

本实施例中取ADC(图6中)的采样频率为90MHz，即每个载波周期采3个点：

1)将图7(a)的EBPSK调制信号经90MHz采样后送入(6)式定义的数字冲击滤波器进行滤波，得到如图7(b)所示的冲击输出；

2)对图7(b)所示的冲击滤波输出信号取绝对值，得到图8(a)的结果；

3)图8(a)的输出波形并不适合用来同步和判决，因此，将其通过一个数字低通滤波器，得到如图8(b)所示的冲击包络输出，并分别送入门限检测器和可变延时器。在本例中，该低通滤波器采用有限冲激响应(FIR)滤波器，4MHz以下为通带，10MHz以上为阻带；

4)利用门限检测器对冲击包络进行整形，得到如图8(c)所示的归零码。检测门限可以直接设为定值，也可以通过自动调整得到。自动或自适应调整判决门限的方法很多，通常可以取如图8(b)所示冲击包络峰值与其基准电平值(即图中的水平线)的算术平均值。本例由于要用硬件电路实现，故根据图8(b)的实验情况，简单地取为固定值11；

5)把归零码同时送入时钟发生器和时延计算器，当出现归零码“1”时：

①时延计算器测量其高电平持续时间(本例是直接对其高电平持续期内的采样数进行计数)，根据冲击包络最高处与归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到冲击包络的延时量，如图8(d)所示；

②在归零码“1”的下降沿重置时钟发生器，使得时钟发生器的起始时刻与归零码“1”的下降沿对齐，产生频率为1MHz的位同步时钟(与1Mbps的比特率相对应)，如图8(e)所示；

6)可变延时器根据时延计算器所测出的延时量动态调整冲击包络的延时，使位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐，如图8(f)，从而达到位同步的目的。本例是利用可寻址移位寄存器来实现可变延时器，移位寄存器的地址就是冲击包络的延时量，移位寄存器的输出则是该地址所指向的寄存器中的内容；

7)依据位同步脉冲的时间基准对码元内的包络积分结果进行判决，即解调出所接收到的数据序列。硬件实现结果的实测值示于图9，其同步建立时间只需消耗不到30个码元，对于本实施例即在30μs以内。相对于原来的3.4ms，同步速度至少提高了100倍。

Claims (3)

1.一种扩展的二元相移键控调制突发通信快速同步方法，其调制数据表达式为：

s₀(t)＝sinω_ct，0≤t＜T

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&theta;}),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0<\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\&le;\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.---\left(5\right)$

调制器将由上式所表达的一个码元宽度内的已调制波形s₀(t)和s₁(t)的离散采样值预先保存在存储器内，然后在欲传输的信息序列的控制下按照时钟发生器所提供的采样频率来选择对应的s₀(t)波形样本或s₁(t)波形样本，选中的调制波形数字样本由数模转换器直接转换成模拟的扩展的二元相移键控EBPSK已调信号输出，接收机中设有数字冲击滤波器作为解调滤波器，该数字冲击滤波器系无限冲激响应的窄带数字带通滤波器，在该滤波器通带内的中心频率处呈现出一个极窄的陷波-选频特性，使得以EBPSK为代表的不对称二元偏移键控ABSK调制信号的滤波输出波形在信息调制处，即码元“1”处，产生明显而强烈的寄生调幅冲击，单零点-双极点的数字冲击滤波器的传递函数形为：

$H\left(z\right)=\frac{b_0+b_1\&CenterDot;z^{-1}+b_2\&CenterDot;z^{-2}}{1-a_1\&CenterDot;z^{-1}-a_2\&CenterDot;z^{-2}-a_3\&CenterDot;z^{-3}-a_4\&CenterDot;z^{-4}}---\left(6\right)$

其中各系数的取值如下：

b₀＝b₂＝1，b₁＝-1.6181733185991785，a₁＝-3.2030956372618675

a₂＝4.5250048786401749，a₃＝-3.1388924680650234，a₄＝0.96031356602907181；

其特征在于：接收机舍弃模拟锁相环和数字锁相环，对数字冲击滤波器的输出取绝对值后进行低通滤波，提取出冲击滤波器输出信号的包络后分别送入门限检测器和可变延时器，进行门限检测后再加以整形，得到相应的归零码，把归零码同时送入时钟发生器和时延计算器，当出现归零码“1”时：

1)时延计算器测量其高电平持续时间，根据冲击包络最高处与归零码“1”下降沿的相对位置关系，得到冲击包络的延时量；

2)可变延时器根据该延时量动态调整对于冲击包络的延时，使位同步时钟的上升沿与冲击包络的最高处对齐；

3)在归零码“1”的下降沿重置位时钟发生器，从而在一个码元内实现快速准确的位同步；

4)依据位同步脉冲的时间基准对码元内的包络积分结果进行判决，即解调出所接收到的数据序列。

2.根据权利要求1所述扩展的二元相移键控调制突发通信快速同步方法，其特征在于：利用可寻址移位寄存器来实现可变延时器，移位寄存器的地址就是冲击包络的延时量，移位寄存器的输出则是该地址所指向的寄存器中的内容。

3.根据权利要求1或2所述用于扩展的二元相移键控调制数据突发通信接收机的快速同步方法，其特征在于：检测门限可以是固定值，也可以通过自动调整得到。

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