CN104506472B - 一种用于ebpsk通信系统的帧位同步联合估计方法 - Google Patents

Abstract

一种用于EBPSK通信系统的帧位同步联合估计方法，在发射端对发送数据进行组帧，之后进行EBPSK调制。在接收端，将接收信号送入冲击滤波器，将其在码元“1”处转化为寄生调幅冲击。根据与基带码元速率的相对关系，对冲击滤波器输出数据进行降采样。对降采样后数据流中每组连续13个数据点，计算峰值并标记峰值大于某个阈值的时刻，计算其与帧头的相关值并标记已标记时刻中峰值的4倍小于相关值的时刻。寻找前述步骤中标记的时刻中相关值的第一个峰值，其对应的时刻为同步时刻。本发明将帧、位同步一并完成，提高了同步效率，提高了同步精度，解调性能好，减少了同步开销，传输效率高，节省了硬件开销，降低了接收机实现成本。

Description

一种用于EBPSK通信系统的帧位同步联合估计方法

技术领域

本发明属于数字通信中的信息调制与解调领域，涉及一种帧同步和位同步的估计方法，具体的说，涉及一种用于EBPSK通信系统的帧位同步联合估计方法。

背景技术

1、不对称的二元相移键控

频谱是不可再生的资源，承载着日益增长的各种无线业务，对世界各国都是宝贵的，从欧洲巨额的频率有限使用权的竞拍价中可见一斑。如何更高效地使用有限的频谱资源对于我国现代化建设的可持续发展，也至关重要。

数字通信系统的频谱利用率，可用单位频带内能够传输的数码率(以bps/Hz为量纲)来考核，主要取决于把二进制数据码流调制成发送频段模拟载波时所占的频带宽度。经典的二元(二进制)的幅移键控(2ASK)、频移键控(2FSK)和相移键控(2PSK，也记做BPSK)调制信号等虽然抗干扰能力强，但是频谱利用率很低，其中综合性能较好的BPSK调制也最多只有1bps/Hz。为进一步提高频谱利用率，我们曾将传统的BPSK调制扩展为不对称的二元相移键控(EBPSK：Extended Binary Phase Shift Keying)调制(见“一种统一的二元正交偏移键控调制和解调方法”，发明专利号：ZL200710025203.6)：

g₀(t)＝Asin 2p f_ct，0≤t<T

其中，g₀(t)和g₁(t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形；f_c为调制载波的频率，T_c＝1/f_c为载波周期，码元周期T＝N/f_c持续了N≥1个载波周期，“1”码元的调制时间长度t＝K/f_c持续了K<N个载波周期，K和N均为整数以保证整周期调制。

2、冲击滤波器

为提高频谱利用率，EBPSK调制信号的“0”码元与“非0”码元在时域上的差异很小，而在解调器中为突出这一差异，我们曾发明了一种所谓的“冲击滤波器”，用以突出EBPSK调制信号的相位跳变信息。

该冲击滤波器最早采用一类特殊的无限冲激响应(IIR)的窄带数字带通滤波器来实现，该滤波器由谐振频率非常靠近的一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，在其通带内呈现出一个图1(a)所示极窄的陷波-选频特性，从而将EBPSK调制信号在“非0”码元处的信息调制转变为明显而强烈的寄生调幅冲击，输出信噪比得到显著提升，故称之为数字冲击滤波器，但在码元“0”处则无相应的波形冲击，如图1(b)所示(见“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”，发明专利号：ZL200910029875.3。本发明所涉及的“冲击滤波”，出处均在于此，以下不再声明)。此时便可利用简单的幅度判决即可进行可靠的解调。

虽然上述IIR型数字冲击滤波器具有优异的解调性能，但由于其独特且苛刻的构成条件，也存在着诸多缺陷(详见“基于同一窄带滤波器的双载波ABSK通信系统”，发明专利公开号：CN102932298A”)。同时，我们发现凡具有陡峭过渡带的窄带有限冲激响应(FIR)滤波器，无论是带通或带阻滤波器，在一定条件下都可以利用“斜率鉴相”，达到类似于IIR型冲击滤波器对EBPSK信号优越的冲击解调效果。由于FIR滤波器较IIR滤波器实现简单，又可避免IIR滤波器的诸多缺陷，尤其是对信号为线性相移，因此在某些场合，可优先考虑FIR型冲击滤波器。如图2(a)所示的FIR带通滤波器，对EBPSK信号的冲击滤波响应为图2(b)所示，可见其仍具有优异的解调性能。

为寻求更窄的等效矩形带宽和更高的接收机灵敏度，同时为与MPPSK信号频谱形成更完美的“匹配”，在IIR型数字冲击滤波器的基础上，我们又曾发明一种“双零点冲击滤波器”(详见“基于双零点冲击滤波器的MPPSK相干解调方法，发明专利申请号：201310088183.2)，该双零点冲击滤波器实质仍为一类特殊的无限冲激响应(IIR)窄带数字带通滤波器，只是改为由谐振频率非常靠近的两对共轭零点和至少两对共轭极点构成，且因此在通带内的中心频率处呈现出左右2个极窄的陷波-选频特性，如图3(a)所示，同样可使EBPSK接收信号在信息调制处产生明显而强烈的寄生调幅冲击，如图3(b)所示。

理论上，任何数字滤波器都可通过一定的变换方法设计出与之对等的模拟滤波器；而EBPSK系统的接收机性能与模数转换器(ADC)的采样率直接相关，采样率越高，解调性能越好。为此，我们又曾发明了一种适用于MPPSK调制的模拟冲击滤波器(详见“一种不对称二元调制信号接收机”，发明专利公开号：CN102843323A)，并定量得到了其传递函数的理论表达式。模拟滤波器相当于无穷采样，因而可极大提升接收机的误码性能；更为重要的是，冲击滤波器的模拟化可省去无论对量化位数或采样率都要求甚高的造价高昂的ADC，解除了对该系统在应用方面的限制，并极大降低了运算复杂度。图4(a)与图5(a)是分别以陶瓷滤波器和晶体滤波器实现的模拟冲击滤波器，图4(b)与图5(b)则是其对应的EBPSK冲击滤波响应，后者更是展示了以不到6kHz的-40dB带宽却通过了码率高达2Mbps的MPPSK信号的神奇效果，其冲击功效令人“叹为观止”。

总之，冲击滤波器的引入拓展了经典的滤波理论，极大提升了MPPSK通信系统的解调性能；而其在实现方式上数字或模拟滤波器、IIR或FIR滤波器、单零点或双零点的多样性，又增添了它的灵活性和通用性。

3、同步技术背景

在数字通信系统中，通常用若干个码元表示一定的意义。在采用分组码纠错的系统中，需要将接收码元正确分组，才能正确地解码；在扩频通信系统中也需要帧同步脉冲来划分阔谱码的完整周期，这就是帧同步。而码元同步又称时钟同步或时钟恢复。在接收数字信号时，为了对接收码元积分以求得码元的能量以及对每个接收码元抽样判决，必须知道每个接收码元准确的起止时刻。为完成帧同步和位同步，一般都需要在发送序列中额外添加一些辅助信息，即所谓的“同步头”；同时，接收端也必须结合其特点，比如同步头的相关性、数据规律等，然后采取相关算法完成最终的同步。经典通信系统中的帧同步和位同步往往都是分开进行的，以往的EBPSK通信系统也是如此，比如在“利用瞬态峰值能量的猝发通信方法”(发明专利公开号：CN102904849A)中，首先是利用“扩展的二元相移键控调制突发通信快速同步方法“(发明专利号：ZL 201010228690.8)提出的同步方法进行位同步，然后在位同步时钟的指导下采用巴克码完成帧头的识别，实现了帧同步。这种位同步和帧同步分开估计的做法，既浪费了宝贵的有用信息，尤其是对于猝发通信、电力线载波通信等小数据包传输应用，又增加了接收机的算法复杂度、硬件复杂度。

发明内容

为克服现有技术的缺点，本发明旨在提供了一种用于EBPSK通信系统的帧位同步联合估计方法，本发明同时实现了帧同步和位同步，大大提高了同步效率和传输效率，降低了运算和硬件复杂度，有效增强了EBPSK通信系统的可靠性。

为解决上述技术问题，实现上述技术效果，本发明通过以下技术方案实现：

一种用于EBPSK通信系统的帧位同步联合估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1)在发射端对发送数据进行组帧，使用的帧头为“1111100101000”，然后进行EBPSK调制；

步骤2)在接收端，将接收信号送入以冲击滤波器为核心的EBPSK解调器，从而将所述接收信号在码元“1”处的相位跳变信息转化为寄生调幅冲击；

步骤3)根据所述EBPSK解调器输出数据速率和基带码元速率的相对关系，每间隔若干个数据点取一个数据点，一共取出13个数据点；

步骤4)求出所述13个数据点的峰值，并标记所述峰值大于某个阈值的时刻，记为第一时刻；

步骤5)计算出所述13个数据点与所述帧头的相关值；

步骤6)在所述第一时刻中，标记所述峰值的某一倍数小于所述相关值的时刻，记为第二时刻；

步骤7)确定所述第二时刻中所述相关值的第一个峰值，所述第一个峰值对应的时刻即为同步时刻。

进一步的，所述同步时刻既是帧同步时刻，也是位同步时刻。

优选的，对所述13个数据点和所述帧头做相关运算的实质，是计算所述EBPSK解调器在相应时刻的输出数据的和。

优选的，所述阈值的大小通过预先训练获得，所述阈值的经验值为所述13个数据点峰值的1/4。

优选的，所述倍数的数值通过预先训练获得，所述倍数的经验值为4倍。

本发明的有益效果如下：

1)帧、位同步一并完成，提高了同步效率

在现有同步方案中，帧同步和位同步是分开进行的，因此同步过程的总用时是帧同步用时加上位同步用时。而本发明将帧同步和位同步同时完成，极大地缩减了同步所需时间，提高了同步效率。

2)减少了同步开销，传输效率高。

现有同步技术可以分为外同步法和自同步法，前者性能优于后者，但是以一定的辅助码元开销为代价。而在本发明中，用于进行帧同步的辅助码元亦被用于位同步，因此减小了同步的开销，在相同时间内可传输更多的有用信息，大大提高了传输效率。

3)提高了同步精度，解调性能好

在现有方案中，发射端和接收端的参考时钟往往存在偏差，导致同步精度不够高，影响解调性能。本发明通过对帧长度的灵活配置可将时钟偏差的影响减到最小，提高了同步精度，从而改善了解调性能。

4)节省了硬件开销，降低了接收机实现成本

由于帧同步和位同步通常是分开进行，在硬件实现时就必须分别实现，硬件资源消耗大。本发明中将帧同步和位同步合二而一，两者由同一个硬件模块完成，因而极大地节省了硬件开销，降低了接收机的实现成本。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1(a)是IIR型数字冲击滤波器的幅频响应；图1(b)是EBPSK信号通过图1(a)中冲击滤波器的输出波形。

图2(a)是FIR型数字冲击滤波器的幅频响应；图2b)是EBPSK信号通过图2(a)中冲击滤波器的输出波形。

图3(a)是双零数字冲击滤波器的幅频响应；图3(b)是EBPSK信号通过图3(a)中冲击滤波器的输出波形。

图4(a)是陶瓷冲击滤波器的幅频响应；图4(b)是EBPSK信号通过图4(a)中陶瓷冲击滤波器的输出波形。

图5(a)是晶体冲击滤波器的幅频响应；图5(b)是EBPSK信号通过图5(a)中晶体冲击滤波器的输出波形。

图6是EBPSK调制器的全数字化实现。

图7是EBPSK数字解调器。

图8是发射机中的基带成型低通滤波器的幅频响应特性曲线图。

图9是发射机中的基带成型低通滤波器的单位函数响应。

图10(a)是发射机的基带调制波形，图10(b)是图10(a)的基带调制波形通过图8中低通滤波器的输出波形及同步效果图。

图11是理想同步和本发明提出的同步方法的误码率性能对比图。

具体实施方式

下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。此处所作说明用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。

本发明的用于EBPSK的帧位同步联合估计方法具体应用如下：

1、EBPSK通信系统

1)EBPSK发射机

调制器的全数字化实现如图6所示。首先，将一个码元周期内的已调波形g₁(t)和g₀(t)的离散采样值预先保存在只读存储器内。

然后，在欲传输的信息序列(包含帧头、位同步头等)的控制下，按照时钟发生器所提供的采样频率来选择对应的g₀(t)波形样本(当信息位为“0”时)或g₁(t)波形样本(当信息位是“1”时)。

最后，在经超窄带数字滤波器成形滤波后，即可采用数模转换器(DAC)将被选中调制信号的数字样本输出为已调的模拟信号。更进一步，发送端代价较高的数字滤波器在g₁(t)和g₀(t)经成形滤波的调制波形样本可预先存储好后甚至可以直接省去；此时，整个调制系统不仅可以很方便地全数字化集成在一片专用集成电路(ASIC)上，且其时钟频率也大大提高。

2)EBPSK接收机

图7给出了EBPSK数字接收机的原理框图。对于ADC转换后的EBPSK调制的数字中频信号，首先利用冲击滤波器进行信噪比增强并将相位跳变转换为寄生调幅冲击后，然后运用本发明提出的帧位同步方法完成同步，最后在它们的指导下进行“0”、“1”信息的检测判决。

2、同步模块的工作过程

一种用于EBPSK通信系统的帧位同步联合估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1)在发射端对发送数据进行组帧，使用的帧头为“1111100101000”，然后进行EBPSK调制；

步骤2)在接收端，将接收信号送入以冲击滤波器为核心的EBPSK解调器，从而将所述接收信号在码元“1”处的相位跳变信息转化为寄生调幅冲击；

步骤3)根据所述EBPSK解调器输出数据速率和基带码元速率的相对关系，每间隔若干个数据点取一个数据点，一共取出13个数据点；

步骤4)求出所述13个数据点的峰值，并标记所述峰值大于某个阈值的时刻，记为第一时刻，所述阈值的大小通过预先训练获得，所述阈值的经验值为所述13个数据点峰值的1/4；

步骤5)计算出所述13个数据点与所述帧头的相关值，对所述13个数据点和所述帧头做相关运算的实质，是计算所述EBPSK解调器在相应时刻的输出数据的和；

步骤6)在所述第一时刻中，标记所述峰值的某一倍数小于所述相关值的时刻，记为第二时刻，所述倍数的数值通过预先训练获得，所述倍数的经验值为4倍；

步骤7)确定所述第二时刻中所述相关值的第一个峰值，所述第一个峰值对应的时刻即为同步时刻。所述同步时刻既是帧同步时刻，也是位同步时刻。

优选的，对所述EBPSK解调器的输出数据和所述帧头做相关运算的实质，是计算所述EBPSK解调器在相应时刻的输出数据的和。

至此，便同时实现了帧同步和位同步。

3、性能分析

1)参数选择

A＝1,B＝0，码率100kbps，占空比为1/4，载频21.4MHz，ADC采样率25.6MHz。

2)发送滤波器的设计

为使信号频谱满足-30dB带外衰减带宽为100kHz和-60dB带外衰减带宽为200kHz的要求，需要对EBPSK基带信号进行低通成型，采用MATLAB软件的fdatool工具箱设计相应的低通滤波器(以IIR滤波器实现)，参数如下：

Fs＝25600kHz,Fpass＝35kHz,Fstop＝1000kHz,Apass＝3dB,Astop＝80dB

其幅频响应特性曲线如图8所示，单位脉冲响应绘于图9。

3)发射机的输出信号波形

由图10(a)、(b)可见，原始调制信号在经过图8中严格带限的低通滤波器后，相邻码元已相互交叠在一起，包络起伏非常大，其码间干扰已十分严重；不难预见，常规的同步算法很难实现较好的帧同步和位同步，尤其是现有的帧同步方法一般还需在位同步的指导下进行。

4)冲击滤波器

以单零点三对极点的IIR型冲击滤波器为例，根据本发明在技术方案中的描述可设计其传递函数如下：

式中各系数取为：

b₁＝-1.902310252488694

a₁＝-5.363722922425714,a₂＝12.236022085585020,a₃＝-15.175649408272658；

a₄＝10.788767591271625,a₅＝-4.170005275169395,a₆＝0.685515443313960。

图1(a)给出了该冲击滤波器的幅频响应；从图1(b)可见，该冲击滤波器确实将EBPSK调制信号在“非0”码元处的信息调制转变成了在幅度上的强烈冲击，输出信噪比得到显著提升，而在码元“0”处则无相应的波形冲击。这种波形特征将极大地利于后续的同步过程。

5)同步性能分析

本方法的直观同步效果如图10(b)所示，可见在该同步时钟的指导下，码元“1”的采样点都稳定在较高的幅值，而码元“0”的采样点幅值则保持在较低的水平，此时采用简单的幅度判决即可完成正确解调。图11定量给出了在理想同步下和本发明专利达到的同步下的误码率性能对比：在误码率为10^-5量级时，本发明专利的同步方法所需的信噪比仅比理想同步多出0.2dB，可见本方法的同步性能确实优良。

以上结果表明，本发明在创新性地对帧同步和位同步进行联合估计后，不仅取得了可媲美理想同步的同步精度，即便在码间干扰极其严重时也可运行良好，又缩短了同步时间、提高了同步效率和传输效率，更在增强解调性能的同时大大简化了接收机的复杂度，降低了实现成本，因此有望在未来的高效通信中“大显身手”。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种用于EBPSK通信系统的帧位同步联合估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1）在发射端对发送数据进行组帧，使用的帧头为“1111100101000”，然后进行EBPSK调制；

步骤2）在接收端，将接收信号送入以冲击滤波器为核心的EBPSK解调器，从而将所述接收信号在码元“1”处的相位跳变信息转化为寄生调幅冲击；

步骤3）根据所述EBPSK解调器输出数据速率和基带码元速率的相对关系，每间隔若干个数据点取一个数据点，一共取出13个数据点；

步骤4）求出所述13个数据点的峰值，并标记所述峰值大于某个阈值的时刻，记为第一时刻；

步骤5）计算出所述13个数据点与所述帧头的相关值；

步骤6）在所述第一时刻中，标记所述峰值的某一倍数小于所述相关值的时刻，记为第二时刻；

步骤7）确定所述第二时刻中所述相关值的第一个峰值，所述第一个峰值对应的时刻即为同步时刻，所述同步时刻既是帧同步时刻，也是位同步时刻。

2.根据权利要求1所述的用于EBPSK通信系统的帧位同步联合估计方法，其特征在于：对所述13个数据点和所述帧头做相关运算的实质，是计算所述EBPSK解调器在相应时刻的输出数据的和。

3.根据权利要求1所述的用于EBPSK通信系统的帧位同步联合估计方法，其特征在于：所述阈值的大小通过预先训练获得，所述阈值的经验值为所述13个数据点峰值的1/4。

4.根据权利要求1所述的用于EBPSK通信系统的帧位同步联合估计方法，其特征在于：所述倍数的数值通过预先训练获得，所述倍数的经验值为4倍。