CN103338175B - 一种非相干cpm信号解调设备及解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种非相干CPM信号解调设备及解调方法，所述非相干CPM信号解调设备至少包括：天线、接收射频模块、匹配滤波器、同步模块、符号差分模块、维特比序列检测模块和调制系数检测模块，其中，所述天线、所述接收射频模块、所述匹配滤波器、所述同步模块、所述符号差分模块、所述维特比序列检测模块和所述调制系数检测模块依次相连，所述调制系数检测模块再与所述匹配滤波器和所述维特比序列检测模块相连。本发明的非相干CPM信号解调设备及解调方法，其性能接近相干解调算法，同时可以容忍较大范围的载波频率偏移和相位变化，并可以跟踪发射信号中调制系数的变化，且结构简单、解调效果好。

Description

一种非相干CPM信号解调设备及解调方法

技术领域

本发明涉及属于无线通信技术领域，特别是涉及一种非相干CPM信号解调设备及解调方法。

背景技术

调制是一个将信息嵌入载波的过程。消息以模拟或数字的形式通过载波的幅度、频率、相位或这三者结合的方式携带，然后发送出去。

数字调制技术按照调制信号的性质可以分为恒包络调制和非恒包络调制两种。恒包络调制所产生的信号具有恒定的包络，能够工作在功率放大器的非线性放大区，因此具有很好的功率效率；而非恒包络调制信号的包络会随时间变化而变化，为了避免非线性失真，需要功率放大器工作在线性放大区。

恒包络调制技术根据其相位变化的规律，可以进一步分为连续相位调制(Continuous Phase Modulation，CPM)和非连续相位调制两种。其中连续相位调制技术，由于其相位变化是连续的，因此具有较高的频谱效率。

CPM调制信号可以表示为：

$s\left(t\right)=\frac{\sqrt{E_s}}{T}{e}^{j2\mathrm{\πh}}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{n}q(t-\mathrm{nT})$

其中E_s为每个符号的能量，T为符号间隔，a_n为待调制的M进制数据，其取值范围为：a_n∈{±1,±3,...,±(M-1)}，其中M一般为2的幂；h为调制系数。相位脉冲函数q(t)定义为，其中g(t)为频率成型脉冲函数，满足

$q\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0,& t\≤0\\ 0.5& t\≥\mathrm{LT}\end{array}\right.,$

其中L为调制长度。

通过选择不同的频率成型脉冲函数g(t)、调制系数h和调制长度L，就可以生成各种CPM调制信号。

CPM调制信号具有较高的功率效率和频谱效率，是一种先进的调制技术，因此被应用于多个无线通信系统中。如应用于全球移动通信系统(Global System for MobileCommunications，GSM)中的高斯滤波最小频移键控(Gaussian Minimum Shift Keying，GMSK)调制、应用于蓝牙系统中的高斯频移键控(Gaussian Frequency Shift Keying，GFSK)调制和应用于ZigBee系统中的最小频移键控(Minimum shift Keying，MSK)调制等等。

由于CPM调制为非线性调制，因此解调的复杂度较高。根据检测方式的不同，CPM信号的解调可分为两大类：相干解调和非相干解调。相干解调需要知道参考相位，或进行精确的载波恢复。相干解调的效果较好，但是复杂度较高，同时易受到载波频率偏移和调制系数变化的影响。非相干解调不需要恢复载波，算法相对简单，受载波频偏和调制系数变化的影响较小，但是相对于相干解调来说，性能较差。

在申请号为201110114330.X的中国专利申请中，公开了一种空时CPM信号调制、解调方法。该方法为相干解调，通过调制前对CPM信号进行预处理来实现空时CPM信号调制，使得接收端能够将接收到的CPM信号以线性信号方式进行解调，以降低解调的复杂度。在对发送序列进行CPM调制之前，先进行调制前的预处理，包括：分段映射步骤、段内冗余添加步骤、第一次预编码步骤、段内冗余调整步骤、时间反转、取负步骤、第二次预编码步骤、添加循环前缀步骤、段间冗余添加步骤和空时信号形成步骤。发送端通过对序列添加循环前缀使得接收端接收到的信号是发射信号与信道循环卷积，从而，当接收端收到CPM调制信号时，能够利用线性信号的解调方式进行解调处理。但是，该方法复杂度太高。

在申请号为201110111653.3的中国专利申请中，公开了一种CPM调制的多符号检测算法。该检测算法为非相干解调，将产生本地所有调制序列与接收分组数据进行相关，通过复数共轭相乘并累加来寻求最大似然值。根据最大似然值所对应的本地调制序列来确定多符号的调制信息。该发明可以保证在接收天线口径和发射功率不变的条件下大幅度地提高传输速率从而节约成本，提升系统性能，具有实现复杂度低的优点，有利于硬件实现。但是由于这种方法只提取出一段数据单独进行解调，因此系统性能提升有限。

综上，由于目前CPM相干解调的复杂度太高，而非相干解调的效果又较差，因此如何寻找一种结构简单、效果较好的解调方法成为CPM调制技术能否发挥其优势的关键。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种非相干CPM信号解调设备及解调方法，其性能接近相干解调算法，同时可以容忍较大范围的载波频率偏移和相位变化，并可以跟踪发射信号中调制系数的变化，且结构简单、解调效果好。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种非相干CPM信号解调设备，其中，所述非相干CPM信号解调设备至少包括：天线、接收射频模块、匹配滤波器、同步模块、符号差分模块、维特比序列检测模块和调制系数检测模块，其中，所述天线、所述接收射频模块、所述匹配滤波器、所述同步模块、所述符号差分模块、所述维特比序列检测模块和所述调制系数检测模块依次相连，所述调制系数检测模块再与所述匹配滤波器和所述维特比序列检测模块相连，其中，

所述天线和所述接收射频模块，用于接收CPM信号，以得到多倍符号速率的复基带信号，其中所述CPM调制信号采用劳伦斯分解，近似地表示为：

$s\left(t\right)\≈\frac{\sqrt{E_s}}{T}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\πh}\underset{i=-\∞}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n}P(t-\mathrm{nT}),$

其中，E_s为每个符号的能量，T为符号间隔，a_n为待调制的M进制数据，取值范围为：a_n∈{±1,±3,...,±(M-1)}；h为调制系数，P(t)为主脉冲，表示为：

$P\left(t\right)=\underset{K=0}{\overset{2^{L-1}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{W^p}_{\mathrm{OK}}{C}_K(t-\mathrm{pT})$

其中，L为调制长度，W^p _OK为与序号p和序号K相关的一个计算值，0≤p≤L，0≤K≤2^{L -1}-1，C_K为第K个幅度脉冲调制；

所述匹配滤波器和所述同步模块，用于对所述复基带信号进行滤波和同步，以得到单倍符号速率的信号；

所述符号差分模块用于将所述同步后的输出数据与前一输出数据共轭相乘；

所述维特比序列检测模块用于遍历网格图中所有可能的路径，通过路径度量的计算、比较，选择具有最大路径度量的路径为幸存路径，待到达接收信号序列尾部后，确定具有最大路径度量的幸存路径为最大似然路径，回溯最大似然路径，根据所述最大似然路径所经过的状态确定并输出解调数据；

所述调制系数检测模块用于根据所述解调数据和所述CPM信号，检测当前接收的CPM信号的实际调制系数，以跟踪接收信号中调制系数的变化。

根据上述的非相干CPM信号解调设备，其中：所述匹配滤波器的冲击响应为所述CPM信号经劳伦斯分解后得到的主脉冲P(t)。

根据上述的非相干CPM信号解调设备，其中：在忽略噪声和信道衰落的前提下，所述同步模块输出的单倍符号速率的信号近似表示为：

$r\left[n\right]\≈\frac{\sqrt{E_s}}{T}{e}^{\mathrm{j\πh}\underset{i=-\∞}{\overset{n-L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n}\·\underset{j=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\πh}\underset{i=n-L}{\overset{n+j}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n}R\left[j\right]$

其中R[j]为主脉冲P(t)的自相关函数，其定义为：

进一步地，根据上述的非相干CPM信号解调设备，其中：所述符号差分模块的输出为 $d\left[n\right]=r\left[n\right]\×r*[n-1]=\frac{E_s}{T^2}\·\underset{i=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\πh}(\underset{k=n-1-L}{\overset{n+i}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k-\underset{k=n-1-L}{\overset{n-1+j}{\mathrm{\Σ}}}{a}_l)}\·R\left[i\right]\·R*\left[j\right].$

根据上述的非相干CPM信号解调设备，其中：所述调制系数检测模块将当前信号的实际调制系数反馈到所述匹配滤波器和所述维特比序列检测模块，来更新所述匹配滤波器的冲击响应和所述维特比序列检测模块中的所述主脉冲P(t)的自相关函数R[i]，以跟踪接收信号中调制系数的变化。

同时，本发明还提供了一种非相干CPM信号解调方法，其包括以下步骤：

步骤一、接收CPM信号，得到多倍符号速率的复基带信号，其中，所述CPM信号采用劳伦斯分解，近似地表示为：

$s\left(t\right)\≈\frac{\sqrt{E_s}}{T}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\πh}\underset{i=-\∞}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n}P(t-\mathrm{nT}),$

E_s为每个符号的能量，T为符号间隔，a_n为待调制的M进制数据，其取值范围为：a_n∈{±1,±3,...,±(M-1)}；h为调制系数，P(t)为主脉冲；

步骤二、对所述复基带信号进行匹配滤波、同步，得到单倍符号速率的信号；

步骤三、在单倍符号速率下，将同步后输出的当前数据与前一数据进行共轭相乘；

步骤四、由维特比序列检测模块根据所述主脉冲P(t)的自相关函数R[i]，遍历所有可能的路径，通过路径度量的计算、比较、选择具有最大路径度量的路径为幸存路径，待到达接收信号序列尾部后，确定最大似然路径，回溯最大似然路径，根据所述最大似然路径所经过的状态确定并输出解调数据；

步骤五、根据所述解调数据和所述CPM信号，检测当前接收的CPM信号的实际调制系数，跟踪接收信号中调制系数的变化。

根据上述的非相干CPM信号解调方法，其中：所述步骤二中，滤波采用的匹配滤波器的冲击响应为所述非相干CPM信号经劳伦斯分解后得到的主脉冲P(t)，所述主脉冲P(t)表示为：

$P\left(t\right)=\underset{K=0}{\overset{2^{L-1}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{W^p}_{\mathrm{OK}}{C}_K(t-\mathrm{pT})$

其中，W^p _OK为与序号p和序号K相关的一个计算值，0≤p≤L，0≤K≤2^L-1-1，C_K为第K个幅度脉冲调制；

在忽略噪声和信道衰落的前提下，同步后的输出信号可以近似表示为：

$r\left[n\right]\≈\frac{\sqrt{E_s}}{T}{e}^{\mathrm{j\πh}\underset{i=-\∞}{\overset{n-L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n}\·\underset{j=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\πh}\underset{i=n-L}{\overset{n+j}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n}R\left[j\right]$

其中L为调制长度；R[j]为主脉冲P(t)的自相关函数，其定义为：

$R\left[i\right]=\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}P(\mathrm{iT}-\mathrm{\τ})P\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}.$

进一步地，根据上述的非相干CPM信号解调方法，其中：所述步骤三中，共轭相乘的输出表示为：

$d\left[n\right]=r\left[n\right]\×r*[n-1]=\frac{E_s}{T^2}\·\underset{i=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\πh}(\underset{k=n-1-L}{\overset{n+i}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k-\underset{k=n-1-L}{\overset{n-1+j}{\mathrm{\Σ}}}{a}_l)}\·R\left[i\right]\·R*\left[j\right].$

根据上述的非相干CPM信号解调方法，其中：所述步骤五中，用实际的调制系数来更新所采用的匹配滤波器中的冲击响应和维特比序列检测模块中主脉冲P(t)的自相关函数R[i]，以跟踪接收信号中调制系数的变化。

如上所述，本发明的非相干CPM信号解调设备及解调方法，具有以下有益效果：

（1）本发明的非相干CPM信号解调设备及解调方法结构简单，易于实现；

（2）解调效果好，接近相干解调算法的性能；

（3）可以容忍较大范围的载波频率偏移和相位变化；

（4）可以跟踪发射信号中调制系数的变化。

附图说明

图1显示为本发明中的非相干CPM信号解调设备的结构示意图；

图2显示为本发明中一个维特比序列检测网格示意图；

图3显示为在蓝牙系统中，各种CPM解调算法的性能比较示意图；

图4显示为在蓝牙系统中，存在载波频率偏移的情况下，各种CPM解调算法的性能示意图；

图5显示为在蓝牙系统中，调制系数变化情况下，各种CPM解调算法的性能示意图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

如图1所示，本发明的非相干CPM信号解调设备包括天线11、接收射频模块12、匹配滤波器13、同步模块14、符号差分模块15、维特比序列检测模块16和调制系数检测模块17。其中，天线11、接收射频模块12、匹配滤波器13、同步模块14、符号差分模块15、维特比序列检测模块16和调制系数检测模块17依次相连，调制系数检测模块17再与匹配滤波器13和维特比序列检测模块16相连。

在P.A.Laurent的文章《Exact and Approximate Construction of DigitalPhase Modulations by Superposition of Amplitude Modulated Pulses》（IEEEtransactions on Communications,Volume:34,Issue:2,Page:150-160）中提出了CPM调制信号的劳伦斯分解。即，任意CPM复基带信号都可以用2^L-1个幅度脉冲调制（AmplitudeModulated Pulses,AMP）线性叠加的形式来表示。同时，将2^L-1个幅度脉冲调制进行一定的延时和线性叠加，可以生成一个时间长度为(L+1)T的主脉冲P(t)。单独使用主脉冲，就可以近似地表示CPM调制信号，具体公式如下：

$s\left(t\right)\≈\frac{\sqrt{E_s}}{T}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\πh}\underset{i=-\∞}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n}P(t-\mathrm{nT})$

主脉冲P(t)可以表示为：

$P\left(t\right)=\underset{K=0}{\overset{2^{L-1}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{W^p}_{\mathrm{OK}}{C}_K(t-\mathrm{pT})$

其中，W^p _OK为与序号p(0≤p≤L)和序号K(0≤K≤2^L-1-1)相关的一个计算值，C_K为第K个幅度脉冲调制。

通过使用主脉冲P(t)来表示CPM调制信号s(t)，就可以近似地将CPM非线性调制转化为线性调制。

因此，在CPM调制信号的劳伦斯分解的基础上，本发明的非相干CPM信号解调方法包括以下步骤：

步骤一、通过天线11和接收射频模块12接收CPM信号，得到多倍符号速率的复基带信号；

步骤二、复基带信号经过匹配滤波器13进行滤波，匹配滤波器13的冲击响应为该CPM调制信号经劳伦斯分解后得到的主脉冲P(t)，时间长度为(L+1)T；滤波后再由同步模块14进行同步，从多个采样点中选取最佳时间采样点，输出单倍符号速率的信号；

在忽略噪声和信道衰落的前提下，同步模块14的输出的单倍符号速率的信号可以近似表示为：

$r\left[n\right]\≈\frac{\sqrt{E_s}}{T}{e}^{\mathrm{j\πh}\underset{i=-\∞}{\overset{n-L-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n}\·\underset{j=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\πh}\underset{i=n-L}{\overset{n+j}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n}R\left[j\right]$

其中R[j]为主脉冲P(t)的自相关函数，是由CPM信号的频率成型脉冲函数g(t)、调制长度L和调制系数h决定，定义为：

$R\left[i\right]=\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}P(\mathrm{iT}-\mathrm{\τ})P\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}$

匹配滤波器13将CPM非线性调制信号转化为线性调制信号，同时带来了符号间干扰。由于CPM调制本身的特性，r[n]的相位不仅由当前传输的数据来决定，同时受到之前所有传输的数据的影响。

步骤三、在单倍符号速率下，符号差分模块15完成同步模块14输出的当前数据与前一数据的共轭相乘。符号差分模块15的输出可以表示为：

$d\left[n\right]=r\left[n\right]\×r*[n-1]=\frac{E_s}{T^2}\·\underset{i=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\πh}(\underset{k=n-1-L}{\overset{n+i}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k-\underset{k=n-1-L}{\overset{n-1+j}{\mathrm{\Σ}}}{a}_l)}\·R\left[i\right]\·R*\left[j\right]$

符号差分模块15消除了之前传输的数据对当前接收信号相位的影响，符号差分模块15的输出是一个存在符号间干扰的线性调制信号。

步骤四、维特比序列检测模块16根据主脉冲P(t)的自相关函数R(t)，遍历网格中所有可能的路径，通过路径度量的计算、比较，选择具有最大路径度量的路径为幸存路径，待到达接收信号序列尾部后，确定最大似然路径。回溯最大似然路径，根据该最大似然路径所经过的状态确定并输出解调数据。

图2即为一个维特比序列检测网格示意图。下面根据举例说明：对于l=2时刻的状态’00’，需要计算l=1时刻的状态’00’和’10’到达本状态的分支度量，并更新路径度量。保存最大路径度量对应的幸存路径后，保存更新后的路径度量并计算累加相位。待到序列的结尾时，确定最大似然路径并回溯。

步骤五、调制系数检测模块17根据解调出的数据和CPM调制信号，检测当前CPM信号的实际调制系数，并将实际的调制系数反馈到匹配滤波器13和维特比序列检测模块16，来更新匹配滤波器13的冲击响应和维特比序列检测模块16中主脉冲P(t)的自相关函数R(t)，以跟踪接收信号中调制系数的变化。

蓝牙系统是一个广泛应用的短距离通信系统，它使用GFSK调制技术，传输速率为1Mbps，调制系数可以在0.28到0.35的范围内自由变化。下面我们将本发明提出的CPM非相干解调算法应用于蓝牙系统来展示该算法的性能。

图3显示了不同CPM解调算法的性能。从图中可以看出，与传统的非相干解调算法相比，本发明提出的算法将解调性能提高了4dB；与相干解调算法相比，只有2dB的性能差距。

图4显示了在存在载波频率偏移的情况下，本发明提出的非相干解调算法与相干解调算法的性能比较。可以看出，随着载波频率偏移的增加，相干解调算法的误码率迅速上升；而本发明的误码率在频偏较小的时候几乎不随载波频率偏移的增加而变化；当频偏大于0.01之后，误码率才随着载波频偏的增加而缓慢上升。

图5显示了调制系数变化情况下，各种CPM解调算法的性能。本发明的算法正常启用调制系数跟踪调整时，在不同调制系数下，与已知调制系数的相干解调算法相比，性能恒定差2dB。这说明本算法中调制系数的检测和跟踪十分有效。当应用本算法，但不启用调制系数的跟踪调整而设定接收端调制系数固定为0.28时，即接收信号的调制系数在0.28附近时，固定调制系数的算法稍好于启用调制系数跟踪调整的算法；而当接收信号的调制系数远离0.28时，固定调制系数的算法将造成1dB左右的性能损失。这说明在蓝牙系统中，调制系数的跟踪调整十分必要。

从以上的分析中可以得到如下结论：本发明提出的非相干CPM解调算法与传统的非相干解调算法性能有较大幅度的提高，接近相干解调算法的性能；同时本发明提出的算法可以容忍较大范围的载波频率偏移和相位变化，并可以跟踪发射信号中调制系数的变化。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (9)

1.一种非相干CPM信号解调设备，其特征在于：所述非相干CPM信号解调设备至少包括：天线、接收射频模块、匹配滤波器、同步模块、符号差分模块、维特比序列检测模块和调制系数检测模块，其中，所述天线、所述接收射频模块、所述匹配滤波器、所述同步模块、所述符号差分模块、所述维特比序列检测模块和所述调制系数检测模块依次相连，所述调制系数检测模块再与所述匹配滤波器和所述维特比序列检测模块相连，其中，

所述天线和所述接收射频模块，用于接收CPM信号，以得到多倍符号速率的复基带信号，其中所述CPM信号采用劳伦斯分解，近似地表示为：

$s\left(t\right)\≈\frac{\sqrt{E_s}}{T}\underset{n=-\mathrm{\∞}}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{e}^{j\mathrm{\π}h\underset{i=-\mathrm{\∞}}{\overset{n}{\Σ}}{a}_n}P(t-nT),$

其中，E_s为每个符号的能量，T为符号间隔，a_n为待调制的M进制数据，取值范围为：a_n∈{±1,±3,...,±(M-1)}；h为调制系数，P(t)为主脉冲，表示为：

$P\left(t\right)=\underset{K=0}{\overset{2^{L-1}-1}{\Σ}}\underset{p=0}{\overset{L}{\Σ}}{W^p}_{OK}{C}_K(t-pT)$

其中，L为调制长度，W^p _OK为与序号p和序号K相关的一个计算值，0≤p≤L，0≤K≤2^L-1-1，C_K为第K个幅度脉冲调制；

所述匹配滤波器和所述同步模块，用于对所述复基带信号进行滤波和同步，以得到单倍符号速率的信号；

所述符号差分模块用于将所述同步后的输出数据与前一输出数据共轭相乘；

所述维特比序列检测模块用于遍历网格图中所有可能的路径，通过路径度量的计算、比较，选择具有最大路径度量的路径为幸存路径，待到达接收信号序列尾部后，确定具有最大路径度量的幸存路径为最大似然路径，回溯最大似然路径，根据所述最大似然路径所经过的状态确定并输出解调数据；

所述调制系数检测模块用于根据所述解调数据和所述CPM信号，检测当前接收的CPM信号的实际调制系数，以跟踪接收信号中调制系数的变化。

2.根据权利要求1所述的非相干CPM信号解调设备，其特征在于：所述匹配滤波器的冲击响应为所述CPM信号经劳伦斯分解后得到的主脉冲P(t)。

3.根据权利要求1所述的非相干CPM信号解调设备，其特征在于：在忽略噪声和信道衰落的前提下，所述同步模块输出的单倍符号速率的信号近似表示为：

$r\[n\]\≈\frac{\sqrt{E_s}}{T}{e}^{j\mathrm{\π}h\underset{i=-\mathrm{\∞}}{\overset{n-L-1}{\Σ}}{a}_n}\·\underset{j=-L}{\overset{L}{\Σ}}{e}^{j\mathrm{\π}h\underset{i=n-L}{\overset{n+j}{\Σ}}{a}_n}R\[j\]$

其中R[j]为主脉冲P(t)的自相关函数，其定义为：

4.根据权利要求3所述的非相干CPM信号解调设备，其特征在于：所述符号差分模块的输出为

5.根据权利要求1所述的非相干CPM信号解调设备，其特征在于：所述调制系数检测模块将当前信号的实际调制系数反馈到所述匹配滤波器和所述维特比序列检测模块，来更新所述匹配滤波器的冲击响应和所述维特比序列检测模块中的所述主脉冲P(t)的自相关函数R[i]，以跟踪接收信号中调制系数的变化。

6.一种非相干CPM信号解调方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤一、接收CPM信号，得到多倍符号速率的复基带信号，其中，所述CPM信号采用劳伦斯分解，近似地表示为：

$s\left(t\right)\≈\frac{\sqrt{E_s}}{T}\underset{n=-\mathrm{\∞}}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}{e}^{j\mathrm{\π}h\underset{i=-\mathrm{\∞}}{\overset{n}{\Σ}}{a}_n}P(t-nT),$

E_s为每个符号的能量，T为符号间隔，a_n为待调制的M进制数据，其取值范围为：a_n∈{±1,±3,...,±(M-1)}；h为调制系数，P(t)为主脉冲；

步骤二、对所述复基带信号进行匹配滤波、同步，得到单倍符号速率的信号；

步骤三、在单倍符号速率下，将同步后输出的当前数据与前一数据进行共轭相乘；

步骤四、由维特比序列检测模块根据所述主脉冲P(t)的自相关函数R[i]，遍历所有可能的路径，通过路径度量的计算、比较，选择具有最大路径度量的路径为幸存路径，待到达接收信号序列尾部后，确定最大似然路径，回溯最大似然路径，根据所述最大似然路径所经过的状态确定并输出解调数据；

步骤五、根据所述解调数据和所述CPM信号，检测当前接收的CPM信号的实际调制系数，跟踪接收信号中调制系数的变化。

7.根据权利要求6所述的非相干CPM信号解调方法，其特征在于：所述步骤二中，滤波采用的匹配滤波器的冲击响应为所述非相干CPM信号经劳伦斯分解后得到的主脉冲P(t)，所述主脉冲P(t)表示为：

$P\left(t\right)=\underset{K=0}{\overset{2^{L-1}-1}{\Σ}}\underset{p=0}{\overset{L}{\Σ}}{W^p}_{OK}{C}_K(t-pT)$

其中，W^p _OK为与序号p和序号K相关的一个计算值，0≤p≤L，0≤K≤2^L-1-1，C_K为第K个幅度脉冲调制；

在忽略噪声和信道衰落的前提下，同步后的输出信号可以近似表示为：

$r\[n\]\≈\frac{\sqrt{E_s}}{T}{e}^{j\mathrm{\π}h\underset{i=-\mathrm{\∞}}{\overset{n-L-1}{\Σ}}{a}_n}\·\underset{j=-L}{\overset{L}{\Σ}}{e}^{j\mathrm{\π}h\underset{i=n-L}{\overset{n+j}{\Σ}}{a}_n}R\[j\]$

其中L为调制长度；R[j]为主脉冲P(t)的自相关函数，其定义为：

$R\[i\]=\underset{-\mathrm{\∞}}{\overset{\mathrm{\∞}}{\∫}}P(iT-\mathrm{\τ})P\left(\mathrm{\τ}\right)d\mathrm{\τ}.$

8.根据权利要求7所述的非相干CPM信号解调方法，其特征在于：所述步骤三中，共轭相乘的输出表示为：

$d\[n\]=r\[n\]\×r*\[n-1\]=\frac{E_s}{T^2}\·\underset{i=-L}{\overset{L}{\Σ}}\underset{j=-L}{\overset{L}{\Σ}}{e}^{j\mathrm{\π}h(\underset{k=n-1-L}{\overset{n+i}{\Σ}}{a}_k-\underset{l=n-1-L}{\overset{n-1+j}{\Σ}}{a}_l)}\·R\[i\]\·R*\[j\].$

9.根据权利要求6所述的非相干CPM信号解调方法，其特征在于：所述步骤五中，用实际的调制系数来更新所采用的匹配滤波器中的冲击响应和维特比序列检测模块中主脉冲P(t)的自相关函数R[i]，以跟踪接收信号中调制系数的变化。