CN108900457A - 一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法 - Google Patents

一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法 Download PDF

Info

Publication number
CN108900457A
CN108900457A CN201810853146.9A CN201810853146A CN108900457A CN 108900457 A CN108900457 A CN 108900457A CN 201810853146 A CN201810853146 A CN 201810853146A CN 108900457 A CN108900457 A CN 108900457A
Authority
CN
China
Prior art keywords
viterbi
gmsk
coherent demodulation
phase
demodulation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201810853146.9A
Other languages
English (en)
Inventor
周寒冰
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Platinum (beijing) Technology Co Ltd
Original Assignee
Platinum (beijing) Technology Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Platinum (beijing) Technology Co Ltd filed Critical Platinum (beijing) Technology Co Ltd
Priority to CN201810853146.9A priority Critical patent/CN108900457A/zh
Publication of CN108900457A publication Critical patent/CN108900457A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Artificial Intelligence (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本发明涉及一种杯具，特别是一种降低运算难度一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法。一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，包括以下步骤：调制信号输入，并通过相位差分检测检测具体相位状态；根据具体相位状态，从延时单元LTb匹配相应的相位增量；进行支路相位度量计算；进行Viterbi译码，并将解调信号输出。本发明的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，本发明中利用GMSK解调的四种相位(0，π/2，π，3π/2)间的相似性，只需要求出一种相位的四个状态后，把其余的遍历状态完全精简掉，能大大降低Viterbi解调的运算复杂度。因为只需要计算4个相位中的一个，所以，运算复杂度可以大幅下降。

Description

一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法
技术领域
本发明涉及一种杯具，特别是一种降低运算难度一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法。
背景技术
最小高斯频移键控调制GMSK(Gauss minimum shift keying)是一种特殊的连续相位调制(CPM)方式，具有恒包络，非线性相位，随着时间带宽积BT的变小，频谱效率也变得越高。
GMSK具有上述优点的同时，也存在着GMSK解调技术的难点，目前GMSK解调技术主要有两种：相干解调和非相干解调。
相干解调需要在接收端恢复出与调制时同频同相的载波，非相干解调无需恢复出调制载波，所以就不需要本振，锁相环。总体上来说，相干解调性能要优于非相干解调，但实现难度远远高于非相干解调，而且相干解调对接收频率偏移(frequency offset)非常敏感，如果接收机与发射机载波间存在较大的频率偏移，会导致相干解调性能急剧下降。
非相干解调总体性能上不如相干解调，但实现简单，抗频率偏移能力强，在实际系统中得到了广泛应用，是目前的主流技术。
1比特差分解调是一种很流行的简单GMSK解调算法，最大的优点是抗频率偏移，但由于受码间干扰影响，导致误码率不理想，而viterbi解调方案具有理想的误码率效果，所以，GMSK解调算法中，有很多将1bit差分与viterbi解调相结合的算法出现,根据目前的公开的研究成果，Viterbi解调能将1bit差分解调性能提高2dB，是一种两全其美的方法。
但viterbi算法是一种最大似然算法，工程上最大的问题是复杂程度太高，解调时延大。在GMSK解调中的四种相位(0，π/2，π，3π/2)时，每个相位有输入(0，1)序列的四种排列组合，解调状态数为16个，当输入一帧长为n的数据是，需要遍历的状态分支度量为32n个，对每个比特的32个路径做分支度量计算，幸存路径存储，反向路径回溯。当帧长n很长时，计算量是个天文数字。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种降低运算难度一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法。
本发明解决其技术问题所采用技术方案是：一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，包括以下步骤：
a、调制信号输入，并通过相位差分检测检测具体相位状态；
b、根据具体相位状态，从延时单元LTb匹配相应的相位增量；
c、进行支路相位度量计算；
d、进行Viterbi译码，并将解调信号输出。
进一步的，为更好地实现本发明，特别采用下述设置：所述Viterbi译码采用非相干的差分viterbi解调算法，即1Bit差分算法，获得相位增量，接收信号：
实部
虚部
进一步的，为更好地实现本发明，特别采用下述设置：经过延时单元LTb后，I(t)*Q(t-Tb)-Q(t)*I(t-Tb)＝sin(Δφ(Tb)；I(t)*I(t-Tb)-Q(t)*Q(t-Tb)＝cos(Δφ(Tb))。
若定义则
进一步的，为更好地实现本发明，特别采用下述设置：所述的Viterbi译码步骤中，首先推导出分支度量计算公式
k+1时刻的总相位与k时刻的幸存路径关系为survive(k+1)＝survive(k)+metric(Sk，Sk+1)。
进一步的，为更好地实现本发明，特别采用下述设置：从Viterbi译码步骤中获得分支度量值和幸存路径值后，假定输入的数据帧长度Len,对输入数据帧的第一个值n＝1，第二个值n＝2，2<n<Len-1,n＝Len,分别计算分支度量和幸存路径值。
进一步的，为更好地实现本发明，特别采用下述设置：所述的调制信号通过GMSK调制，并配合有相应的高斯滤波器。
进一步的，为更好地实现本发明，特别采用下述设置：高斯预调制滤波器的脉冲响应抽头系数为：
其中，Q函数表示为：
进一步的，为更好地实现本发明，特别采用下述设置：GMSK调制的相位为：
上式中，a(k)是输入数据。
q(t)是g(t)的脉冲响应函数。
进一步的，为更好地实现本发明，特别采用下述设置：GMSK的调制函数信号为：
其中相位φ(t)承载着信息，ωc是载波角频率。
本发明的有益效果是：本发明的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，本发明中利用GMSK解调的四种相位(0，π/2，π，3π/2)间的相似性，只需要求出一种相位的四个状态后，把其余的遍历状态完全精简掉，能大大降低Viterbi解调的运算复杂度。因为只需要计算4个相位中的一个，所以，运算复杂度可以大幅下降。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法的一种结构示意图；
图2是本发明的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法的相位增量的计算流程示意图；
图3是本发明的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法的近似卷积编码结构示意图；
图4是本发明的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法的viterbi译码时的译码网格图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将对本发明的技术方案进行详细的描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全面的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所得到的所有其它实施方式，都属于本发明所保护的范围。
实施例1：
如图1至图4所示，本发明的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，包括以下步骤：
a、调制信号输入，并通过相位差分检测检测具体相位状态；
b、根据具体相位状态，从延时单元LTb匹配相应的相位增量；
c、进行支路相位度量计算；
d、进行Viterbi译码，并将解调信号输出。
本发明的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，本发明中利用GMSK解调的四种相位(0，π/2，π，3π/2)间的相似性，只需要求出一种相位的四个状态后，把其余的遍历状态完全精简掉，能大大降低Viterbi解调的运算复杂度。因为只需要计算4个相位中的一个，所以，运算复杂度可以大幅下降。
所述Viterbi译码采用非相干的差分viterbi解调算法，即1Bit差分算法，获得相位增量，接收信号：
实部
虚部
经过延时单元LTb后，I(t)*Q(t-Tb)-Q(t)*I(t-Tb)＝sin(Δφ(Tb)；I(t)*I(t-Tb)-Q(t)*Q(t-Tb)＝cos(Δφ(Tb))。
若定义则
所述的Viterbi译码步骤中，首先推导出分支度量计算公式
k+1时刻的总相位与k时刻的幸存路径关系为
从Viterbi译码步骤中获得分支度量值和幸存路径值后，假定输入的数据帧长度Len,对输入数据帧的第一个值n＝1，第二个值n＝2，2<n<Len-1,n＝Len,分别计算分支度量和幸存路径值。
所述的调制信号通过GMSK调制，并配合有相应的高斯滤波器。
高斯预调制滤波器的脉冲响应抽头系数为：
其中，Q函数表示为：
GMSK调制的相位为：
上式中，a(k)是输入数据。
q(t)是g(t)的脉冲响应函数。
GMSK的调制函数信号为：
其中相位φ(t)承载着信息，ωc是载波角频率。
GMSK调制原理就是在MSK调制前端增加一个高斯滤波器，双极性脉冲数据，经过高斯滤波器预调制后，其信号波形更加平滑，再经过MSK调制后，信号的相位路径更加平滑，功率谱的旁瓣衰减更加理想，在BT＝0.15时，旁瓣对主瓣的衰减可以达到-70dB。
其中，高斯预调制滤波器的脉冲响应抽头系数为：
其中,Q函数表示为：
GMSK调制的相位为：
上式中，a(k)是输入数据。
q(t)是g(t)的脉冲响应函数。
所以，GMSK的调制函数信号为：
其中相位φ(t)承载着信息，ωc是载波角频率。
产生了调制信号后，非相干解调，需要首先获得前后码元间的相位增量Δφ，也就是用差分解调算法获得相位增量后，再通过viterbi译码来获得最大似然解调值，当系统的部分响应长度L时，viterbi解调的状态数分支度量数
例如，BT＝0.3时的部分响应长度L＝3,viterbi解调时的状态数为N＝16,分支度量数M＝32.
这16个状态的状态图为：
表1、GMSK调制的16种状态表
GMSK调制的四个初始相位(0，π/2，π，3π/2)，对每个相位都需要做遍历，共有16个状态。这16个状态在计算分支度量时都需要遍历一次，所以，导致计算法复杂度太高。
但是，经过大量的数据仿真，发现这16个状态数在计算分支度量时，只需要计算前4个状态的分支度量即可，后面的12个状态的当前分支度量与前4个状态的分支度量值是一摸一样的，不需要重复计算。所以，简化后的状态数仍然是16个，因为判决时的状态数不能少，但分支度量计算值却可以降低到4个，这样一来，计算复杂度可以下降到原来的1/4.这个过程可以详见分支度量的计算公式推导。
经过简化后，viterbi解调模块的分支度量计算值只需要算出初始相位值为0时的四个分支度量即可。
当系统的部分响应长度L时，原来的viterbi解调的状态数分支度量数经过化简后的分支度量数状态数N，由于后面的3/4*N个状态不需要计算分支度量，而输入永远是二进制{-1，1}序列，所以，状态数永远是4。
本发明中的GMSK解调方法采用非相干的差分viterbi解调算法，也就是前面用1Bit差分算法，获得相位增量，具体相位增量的计算如图3所示，接收信号：实部
虚部
经过如图2所示的计算后
I(t)*Q(t-Tb)-Q(t)*I(t-Tb)＝sin(Δφ(Tb)；
I(t)*I(t-Tb)-Q(t)*Q(t-Tb)＝cos(Δφ(Tb))；
如果直接对上述I(t)＊Q(t－Tb)－Q(t)＊I(t－Tb)＝sin(Δφ(Tb)式做判决，当sin(Δφ(Tb))>0时，判决为1；
当sin(Δφ(Tb))<0时，判决为0；
如果直接按照上述I(t)＊Q(t－Tb)－Q(t)＊I(t－Tb)＝sin(Δφ(Tb)式来做1Bit差分解调，解调性能极差，接收机的误码率太高。
为了降低接收机误码率，不能采用I(t)＊Q(t－Tb)－Q(t)＊I(t－Tb)＝sin(Δφ(Tb)式中的1bit差分硬判决方法，而是采用图1中的差分相位计算，按照图1所示，得出I,Q两路的相位差，然后对相位差Δφ进行viterbi解调。
Viterbi检测的差分解调如图1所示，在差分相位Δφ后面，经过1bit延时后，再进入viterbi检测器，本发明中提供了一种极简化的viterbi算法。不管BT＝0.15,BT＝0.3,还是BT＝0.5,viterbi检测的状态数都是4，分支度量数都是
若定义则
对于任意部分响应的GMSK系统来说，高斯滤波器的脉冲响应g(t)已知，当BT给定时，n时刻的判决值由前后相邻的三个点来决定，99.7％的能量集中在前后相邻的三个点里面。GMSK解调器可以看作是前后相邻的三个点卷积而成，约束长度L＝3的卷积码编码结构图如图3所示。
有了图3所示的近似卷积码编码器，由于99.7％的解调能量集中在前后相邻的三个码元内。有了图3所示的卷积码编码器，就可以得出简化后的卷积网格图如图4所示。
有了图4所示的卷积码网格图后，就可以得出简化后的viterbi译码步骤：1、首先推导出分支度量计算公式：
从状态Sk+1向状态Sk转移时的分支度量计算公式：
2、k+1时刻的总相位与k时刻的幸存路径间关系为：
survive(k+1)＝survive(k)+metric(Sk，Sk+1)。
3、有了分支度量值和幸存路径值后，假定输入的数据帧长度Len,对输入数据帧的第一个值n＝1，第二个值n＝2，2<n<Len-1,n＝Len,分别计算分支度量和幸存路径值。
举例说明L＝3时的状态简化过程：
For n＝1
For i＝1:4(如果不简化，此处就是for i＝1:16)
q(5),q(9)按照式的值来计算。
End
Metirc_state(i,n)＝metric(i)；
Survivor(i,n)＝a0；
End
很显然，简化后的viterbi遍历状态从16个减少到4个，而性能没有任何降低，因为简化掉的12个状态，在这种特定情况下，q(t)已知，a0,a1可遍历这种特定情况下，是一种重复计算，完全没必要再重复几次，一次就可以了。
这种viterbi解调的状态数简化大大地简化了运算难度，提高了效率。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，其特征在于包括以下步骤：
a、调制信号输入，并通过相位差分检测检测具体相位状态；
b、根据具体相位状态，从延时单元LTb匹配相应的相位增量；
c、进行支路相位度量计算；
d、进行Viterbi译码，并将解调信号输出。
2.根据权利要求1所述的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，其特征在于：所述Viterbi译码采用非相干的差分viterbi解调算法，即1Bit差分算法，获得相位增量，接收信号：
实部
虚部
3.根据权利要求2所述的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，其特征在于：经过延时单元LTb后，I(t)*Q(t-Tb)-Q(t)*I(t-Tb)＝sin(Δφ(Tb)；I(t)*I(t-Tb)-Q(t)*Q(t-Tb)＝cos(Δφ(Tb))。
4.根据权利要求1所述的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，其特征在于：
若定义则
5.根据权利要求4所述的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，其特征在于：所述的Viterbi译码步骤中，首先推导出分支度量计算公式
k+1时刻的总相位与k时刻的幸存路径关系为survive(k+1)＝survive(k)+metric(Sk，Sk+1)。
6.根据权利要求5所述的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，其特征在于：从Viterbi译码步骤中获得分支度量值和幸存路径值后，假定输入的数据帧长度Len,对输入数据帧的第一个值n＝1，第二个值n＝2，2<n<Len-1,n＝Len,分别计算分支度量和幸存路径值。
7.根据权利要求1所述的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，其特征在于：所述的调制信号通过GMSK调制，并配合有相应的高斯滤波器。
8.根据权利要求7所述的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，其特征在于：高斯预调制滤波器的脉冲响应抽头系数为：
其中，Q函数表示为：
9.根据权利要求8所述的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，其特征在于：GMSK调制的相位为：
上式中，a(k)是输入数据。
q(t)是g(t)的脉冲响应函数。
10.根据权利要求1所述的一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法，其特征在于：GMSK的调制函数信号为：
其中相位φ(t)承载着信息，ωc是载波角频率。
CN201810853146.9A 2018-07-30 2018-07-30 一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法 Pending CN108900457A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810853146.9A CN108900457A (zh) 2018-07-30 2018-07-30 一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810853146.9A CN108900457A (zh) 2018-07-30 2018-07-30 一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN108900457A true CN108900457A (zh) 2018-11-27

Family

ID=64352312

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201810853146.9A Pending CN108900457A (zh) 2018-07-30 2018-07-30 一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN108900457A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111082811A (zh) * 2019-12-28 2020-04-28 复旦大学 一种s=8编码方式的低功耗蓝牙维特比联合解调解码算法
CN111162873A (zh) * 2019-12-25 2020-05-15 复旦大学 一种低功耗蓝牙的低复杂度优化解码算法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6476739B1 (en) * 2001-09-18 2002-11-05 The Aerospace Corporation Method and processing system for estimating likelihood ratios for input symbol values
US20070237267A1 (en) * 2006-04-06 2007-10-11 Mediatek Inc. Data recovery system and method thereof
US20100205510A1 (en) * 2001-01-09 2010-08-12 Von Der Embse Urbain Alfred QLM decoding
CN102594755A (zh) * 2012-02-27 2012-07-18 西安电子科技大学 基于连续相位调制系统的非相干软输出检测方法
CN103338175A (zh) * 2013-05-29 2013-10-02 上海无线通信研究中心 一种非相干cpm信号解调设备及解调方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100205510A1 (en) * 2001-01-09 2010-08-12 Von Der Embse Urbain Alfred QLM decoding
US6476739B1 (en) * 2001-09-18 2002-11-05 The Aerospace Corporation Method and processing system for estimating likelihood ratios for input symbol values
US20070237267A1 (en) * 2006-04-06 2007-10-11 Mediatek Inc. Data recovery system and method thereof
CN102594755A (zh) * 2012-02-27 2012-07-18 西安电子科技大学 基于连续相位调制系统的非相干软输出检测方法
CN103338175A (zh) * 2013-05-29 2013-10-02 上海无线通信研究中心 一种非相干cpm信号解调设备及解调方法

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
" "R4-155744 FDMA uplink with GMSK PSK"", 《3GPP TSG_RAN\WG4_RADIO》 *
SONGTING LI,ET AL.: "《GMSK Viterbi Demodulation for Satellite-AIS》", 《2018 IEEE 3RD INTERNATIONAL CONFERENCE ON SIGNAL AND IMAGE PROCESSING (ICSIP)》 *
朱磊: "《突发GMSK信号分析与解调技术的研究与实现》", 《万方知识数据库》 *
李一锋: "《GMSK在短波跳频通信系统中的应用研究》", 《万方知识数据库》 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111162873A (zh) * 2019-12-25 2020-05-15 复旦大学 一种低功耗蓝牙的低复杂度优化解码算法
CN111082811A (zh) * 2019-12-28 2020-04-28 复旦大学 一种s=8编码方式的低功耗蓝牙维特比联合解调解码算法
CN111082811B (zh) * 2019-12-28 2023-05-02 复旦大学 一种s=8编码方式的低功耗蓝牙维特比联合解调解码方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0985302B1 (en) Non-coherent sequence estimation receiver for digital modulations
CN103944708B (zh) 用于使用轨线中点旋转来检测高阶调制的符号定时误差的位同步器及相关方法
CN103428153A (zh) 卫星移动通信中gmsk信号接收方法
CN111970087A (zh) Gmsk调制的硬件实现方法
CN108900457A (zh) 一种GMSK的viterbi非相干解调简化方法
CN110300079A (zh) 一种msk信号相干解调方法及系统
US20110170583A1 (en) Method for tracking the phase of a signal modulated by continuous phase modulation and synchronization device implementing said method
KR102269693B1 (ko) 변조 신호의 주파수 및 타이밍 오프셋에 대한 추적 및 보상 시스템 및 방법
CN102594755A (zh) 基于连续相位调制系统的非相干软输出检测方法
CN107171995B (zh) Gmsk信号生成装置及方法、信号检测装置及方法
TWI407737B (zh) 用於接收器內數位相位調變信號之參考相位追蹤的方法和裝置
CN101404564A (zh) 8psk格雷映射的一种软解调方法
CN103200142A (zh) 非递归soqpsk-tg信号的两状态简化方法
EP2806584B1 (en) Apparatus, method and computer program for recovering a phase of a received signal
CN103281276A (zh) 一种cpm信号的最优解调设备及解调方法
Geoghegan Improving the detection efficiency of conventional PCM/FM telemetry by using a multi-symbol demodulator
US12040906B2 (en) Encoded signal demodulation method, apparatus, device, and computer readable storage medium
US6993097B2 (en) Demodulation method and demodulator for CPFSK-modulated signals
US11804994B2 (en) Method and apparatus for receiving FSK signals
CN105812023B (zh) 基于序列互相关特性的扩频调制和解扩解调方法及装置
CN104009807B (zh) 利用通道切换实现相干光通信的解调装置和解调方法
RU2308165C1 (ru) Устройство для некогерентной демодуляции частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой
faydhe Al-Azzawi et al. Performance Comparison between DPSK and OQPSK modulation approaches in multi environments channels with Matlab Simulink models
Zhou et al. A Low-Complexity Implementation Scheme for PCM/FM Based on MLSD
JP7540298B2 (ja) デジタル受信装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20181127

WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication