CN102739591B - 一种多元位置3值mcp-ebpsk调制和解调方法 - Google Patents

Abstract

多元位置3值MCP-EBPSK调制和解调方法利用随机极性MCP-EBPSK调制信号经过数字冲击滤波器后的输出波形中仍保留相位调制极性的特点，将M进制的多元位置随机极性MCP-EBPSK调制拓展到2M-1进制的多元位置3值MCP-EBPSK调制，提高了频谱利用率和能量利用率。

Description

一种多元位置3值MCP-EBPSK调制和解调方法

技术领域

本发明涉及数字通信中的信息调制与解调，特别是一种同时利用相位调制极性和位置的多进制调制和解调方法，属于高频谱利用率数字信息传输的技术领域。

背景技术

高速增长的宽带无线业务需求对无线通信提出了越来越高的要求，直接导致了空中的无线电频率越来越拥挤，特别是随着第三代(3G)和第四代(4G)宽带移动通信网络的发展，较低频段的连续频谱几乎被耗尽。欧洲10MHz频谱20年使用权的拍卖价已高达40亿欧元，而在我国，花钱也难买到最有利的频点和带宽。因此，与能源和水资源一样，频谱也是国家的重要战略资源，最大限度地压缩无线传输频谱具有重要的实际意义和直接的经济效益。而为了在单位频带内高速传输信息，就要尽可能提高频谱利用率(以bps/Hz来考核)，这已成为新一代信息传输系统的核心竞争指标和关键共性技术。

1、CP-EBPSK调制

为了紧缩频谱，本申请人曾发明一种“连续相位扩展的二元相移键控”(CP-EBPSK：Continue Phase-Extended Binary Phase Shift Keying)调制(见“频谱紧缩的扩展二元相移键控调制和解调方法”，发明专利号：ZL200910033322.5)，其统一表达式为：

$\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{NT}}_c\end{array}\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t\&PlusMinus;\mathrm{\&Delta;}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t),& 0\&le;t<K{T}_c,0<\mathrm{\&Delta;}<1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<K{T}_c\&le;t<N{T}_c\end{array}\right.\end{array}---\left(2\right)$

其中，s_０(t)和s₁(t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形，ω_c为调制载波的角频率，T_c为载波周期，0＜Δ＜1为调相指数。可见码元周期T＝2πN/ω_c持续了N≥1个载波周期，“1”码元的调制时段τ＝KT_c持续了K＜N个载波周期，K和N均为整数以保证整周期调制。

由(2)式可见，CP-EBPSK调制波形具有如下特点：

1)相位连续，时间波形也连续；

2)数据“0”的角频率为ω_c，数据“1”的角频率为ω_c±Δω_c cosω_ct(信号相位ω_ct±Δω_c sinω_ct对于时间t的导数)，瞬时频率变化为±Δ.ω_c，是一个有限值，当Δ＜＜1时CP-EBPSK已调波的频谱可望得到紧缩；

3)如果取τ＝T即可实现单载波周期的调制，从而最高码率在数值上就等于载波频率，带宽达到最宽。随着调制占空比τ/T＝K/N的减小(或调制指数Δ的减小)，则在一定的功率谱密度(PSD：Power Spectrum Density)电平上，CP-EBPSK已调波形的带宽可一直趋于所谓的超窄带(UNB：Ultra Narrow Band)。

例如，在(2)式中取Δ＝0.5，N＝4，K＝2，f_c＝ω_c/2τ＝40kHz，得到CP-EBPSK调制信号的时间波形如图1(a)实线所示，将其与标准的正弦信号(图1(a)中的圆点线)的时间波形相比较，可见CP-EBPSK调制的信号波形很接近正弦波。图1(b)是CP-EBPSK(Δ＝0.01)调制信号的功率谱，其中纵坐标是以载频处的功率谱幅度作为0dB。由图1(b)可见，当Δ＜＜1时，CP-EBPSK调制信号的能量高度集中，载频(位于40kHz处)幅度高于其它边带约60dB(1百万倍)。

具体实现则是：当调制器输入码元“0”时，调制器就选择s₀(t)所示的波形样本输出，反之当输入为码元“1”时，调制器选择s₁(t)所示的波形样本输出，所有码元“1”所对应调制波形的调相指数Δ均相等，且保持不变。

2、随机极性CP-EBPSK调制

由于调相指数Δ越大，对于CP-EBPSK调制信号的解调性能越好，故Δ的选择往往因需要同时折中频谱利用率和能量利用率而不能取值太小。例如，为了得到高码率，取f_c＝30MHz、N＝20(此时码率为f_c/N＝30/N＝1.5Mbps)、K＝2和Δ＝0.1进行了仿真，此时CP-EBPSK调制信号的功率谱如图2(a)所示，图中横坐标是频率，单位MHz，纵坐标为相对幅度，单位dB，计算功率谱时取了1万个码元。可见，此时CP-EBPSK调制信号的功率谱边带就未能达到更严格的低于-60dB的要求，主要是因为边带中含有较高的离散频谱(即线谱)分量。因此，如果能去除或降低CP-EBPSK调制信号功率谱边带中的线谱，即可望进一步降低CP-EBPSK调制信号功率谱的边带电平。

注意到CP-EBPSK在每个码元“1”的键控调制时段，(2)式中的调相指数Δ要么保持不变，要么交错改变符号(即+Δ或-Δ)，这种规律性是PSD边带中产生线谱分量(对应着时域的周期正弦分量)的根本原因。而如果在发送码元“1”时，上调相指数Δ的符号(即调制极性)随机变化(即随机取+Δ或-Δ)，就可望降低或消除边带线谱，从而进一步紧缩CP-EBPSK调制信号的功率谱，降低对相邻信道的干扰，提高频谱利用率。于是，本申请人又提出了一种“伪随机序列调制的CP-EBPSK的通信系统及其通信方法”(发明专利申请号：201110092668.X)，通过在原始CP-EBPSK调制器中增加一个伪随机序列发生器，利用其产生的伪随机数来随机选取Δ的极性(即符号的正负)，即在(2)式中，对于数据“0”的调制不变，而对于数据“1”，则考察该伪随机序列当前随机数的值，若该值为0，则(2)式中取+Δ，若该值为1，则(2)式中取-Δ；从而利用码元“1”键控调制时段相位变化的随机性去除了CP-EBPSK调制信号PSD主瓣和旁瓣上的大部分线谱，使得已调信号的频谱更加紧缩(图2(b)所示超过20dB)，对其可轻松地用更加苛刻的-60dB功率带宽来考核，而解调性能基本不受影响。

3、MPPSK调制

在经典的脉冲调制应用领域如雷达系统和脉冲超宽带(IR-UWB)通信体制中，通常采用脉冲相对于载波位置的不同传递不同的符号信息，如脉冲位置调制(PPM：Pulse Position Modulation)。本申请人曾利用这一点，发明了“多元位置相移键控(MPPSK：M-ary Position Phase Shift Keying)调制和解调方法”(发明专利号：ZL200710025202.1)，利用多元信息符号对正弦载波的不同相位跳变位置进行相移键控，从而将扩展的二元相移键控(EBPSK：Extended Binary PhaseShift Keying)调制方法(为此前本申请人所发明的ZL200710025203.6号专利即“统一的二元正交调制解调方法”的一个特例)拓展到了多进制调制和解调，在频谱结构和发射功率几乎不变的条件下，倍增了传输码率和频谱利用率。

4、随机极性MCP-EBPSK调制

由于CP-EBPSK调制信号和随机极性CP-EBPSK调制信号的功率谱在2倍载频处具有很高的旁瓣，且每个符号仅能携带1bit信息，故为了有效改善频谱结构并拓展至多进制，本申请人曾提出了“多元位置随机极性MCP-EBPSK(Modified Continue Phase-Extended Binary Phase Shift Keying，修正的连续相位扩展二元相移键控)调制和解调方法”(发明专利申请号：201110431039.5)。首先将(1)式修正为：

$\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{NT}}_c\end{array}\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&xi;}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;}\sin \left(\mathrm{\&eta;}{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)),& 0\&le;t<K{T}_c,0<\mathrm{\&Delta;}<1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<K{T}_c\&le;t<N{T}_c\end{array}\right.\end{array}---\left(3\right)$

式中η∈(0，1]为功率谱形状调节系数，例如选择为1/6到1/2可有效抑制CP-EBPSK调制信号功率谱的2倍频旁瓣，故称为修正的CP-EBPSK(记作MCP-EBPSK，即Modified CP-EBPSK)调制；而ξ∈{-1，1}决定了相位调制的极性，如果其取值与调制信息无关而只受一个伪随机序列控制，则整个(3)式便为随机极性CP-EBPSK调制信号的波形表达式，由此即利用调相极性的随机性去除了功率谱中的大部分线谱。

5、多元位置随机极性MCP-EBPSK调制

为了进一步提高频谱利用率，201110431039.5号发明专利申请参照MPPSK的多元位置调制的思路，把(3)式修改为：

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<N{T}_c& k=0\end{array}\\ \left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t(k-1)K{T}_c,& \\ \sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&xi;}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;}\sin \left(\mathrm{\&eta;}{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)),& (k-1)K{T}_c<t<(k-r_g)K{T}_c& 1\&le;k\&le;M-1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-r_g)K{T}_c\&le;t<N{T}_c& \end{array}\right.\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，k＝0，1，…，M-1为M进制信息符号，有M＞2种不同的取值；0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子。由M、K、N、η、Δ和r_g构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的一组“调制参数”。从而所述多元位置随机极性的MCP-EBPSK调制通过利用多元(即多进制)信息符号对正弦载波的不同相位调制时段进行随机极性的MCP-EBPSK调制，成倍地提高了随机极性MCP-EBPSK通信体制的传输码率和频谱利用率，使用也更灵活。

6、EBPSK调制信号的解调

关于EBPSK调制信号的解调，本申请人曾在发明专利申请“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”(申请号：200910029875.3，公开号：CN101599754)中，公开了一种数字冲击滤波器，该数字冲击滤波器为无限冲激响应(IIR)滤波器，由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，其零点频率低于所有极点频率，信号载频设在零点频率和极点频率之间，而零点频率和极点频率的靠近程度不劣于载频的10-3数量级。该滤波器通过其通带中心陡峭的陷波-选频特性，使得EBPSK调制信号/CP-EBPSK调制信号通过滤波器后的输出在相位调制处产生过冲现象，从而可在输入信噪比SNR＜0时以幅度过冲突显出信号的调制信息，故称数字冲击滤波器(注：本发明所用“冲击”对应的英文为“impact”，意在有别于通常滤波器“冲激”响应对应的英文“impulse”。本申请书所涉及的“冲击滤波”，出处均在于此，以下不再声明)或超窄带信号数字增强器。从图3所示的多元位置随机极性CP-EBPSK调制信号及其冲击滤波输出的时间波形可以看出，“0”码元和非“0”码元的冲击输出包络在幅度上有显著差异，而非“0”码元的冲击包络在单个码元周期的位置上也有显著差异，目前的解调方案就是对图3所示的冲击包络进行门限检测或积分判决。这样一方面可以消除相位调制的随机极性，另一方面也更简单。目前对于CP-EBPSK类型的调制信号的解调也采用了这种方法。这种解调方法虽然简单，却没有利用信号的相位信息，因而是一种非相干解调方式，理论上对于发射信号能量的利用率还不是最佳。

发明内容

注意到多元位置随机极性CP-EBPSK调制信号通过数字冲击滤波器后的输出波形中包含并突出了原始调制信号的随机相位极性(见图3中第4道信号波形)，此时如果不进行包络检波，而直接对冲击滤波输出波形进行检测，就不仅可以利用信号的相位信息进行理论上性能更好的相干解调，而且还可能同时利用该相位极性扩大信号调制空间的星座点数，进一步提高多元位置随机极性MCP-EBPSK调制方式的频谱利用率。因此，针对上述现有技术存在的问题和不足，本发明将提供一种多元位置3值MCP-EBPSK调制和解调方法，进一步提高多元位置随机极性MCP-EBPSK调制方式的频谱利用率和能量利用率。

为实现上述发明目的，本发明采用的技术方案为一种多元位置3值MCP-EBPSK调制和解调方法，以多元位置随机极性的修正的连续相位扩展二元相移键控(MCP-EBPSK)调制方式为基础，

$\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)=\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<N{T}_c\end{array}\\ s_{2k-1}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<(k-1)K{T}_c\\ \sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&Delta;}\sin \left(\mathrm{\&eta;}{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)),& (k-1)K{T}_c\&le;t<(k-r_g)K{T}_c\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-r_g)K{T}_c\&le;t<N{T}_c\end{array}\right.\\ s_{2k}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<(k-1)K{T}_c\\ \sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t-\mathrm{\&Delta;}\sin \left(\mathrm{\&eta;}{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)),& (k-1)K{T}_c\&le;t<(k-r_g)K{T}_c\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-r_g)K{T}_c\&le;t<N{T}_c\end{array}\right.\end{array}---\left(1\right)$

其中，s₀(t)是发送码元为“0”的调制波形，s_2k-1(t)是发送码元为“2k-1”的调制波形，s_2k(t)是发送码元为“2k”的调制波形，k＝1，…，M-1；ω_c为调制载波的角频率，T_c为载波周期，Δ为调相指数，0＜Δ＜1，η∈(0，1]为功率谱形状调节系数，r_g为符号保护间隔控制因子，0≤r_g＜1，K和N均为整数且K＜N；由M、K、N、η、Δ和r_g共同构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的一组“调制参数”；

1)如果s_2k-1(t)和s_2k(t)中调相指数Δ的符号随机变化，即得到多元位置随机极性的MCP-EBPSK调制方式，此时在码元周期T＝NT_c内只能传送M个符号，而按照(1)式利用调相极性则可传送2M-1个符号，因而在同样的带宽内提高了信息传输速率和频谱利用率；

2)当M＝2且r_g＝0时，(1)式的多元位置3值MCP-EBPSK调制就退化为3值MCP-EBPSK调制。

进一步地，实现所述解调方法的多元位置3值MCP-EBPSK解调器中包括一个数字冲击滤波器和一个由人工神经网络或支撑向量机构成的分类器。

进一步地，所述数字冲击滤波器是一种IIR型数字带通滤波器，由一对共轭零点和至少一对共轭极点构成，多元位置3值MCP-EBPSK调制信号的载波频率高于数字冲击滤波器的零点频率但低于所有极点频率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要达到信号载频的10^-2～10^-3量级；例如针对η＝1/2的3值多元位置MCP-EBPSK调制信号得到具有1对共轭零点和3对共轭极点的数字冲击滤波器，其传递函数如下：

$H\left(z\right)=\frac{1+b_1\&CenterDot;z^{-1}+b_2\&CenterDot;z^{-2}}{1+a_1\&CenterDot;z^{-1}+a_2\&CenterDot;z^{-2}+a_3\&CenterDot;z^{-3}+a_4\&CenterDot;z^{-4}+a_5\&CenterDot;z^{-5}+a_6\&CenterDot;z^{-6}}---\left(5\right)$

其中，b₁＝-1.618495523346314，b₂＝1.000000000000000；a₁＝-1.973401307621458，

a₂＝1.707892238042286，a₃＝-0.700903759306155，a₄＝0.130496898023677，

a₅＝-0.002568125322230，a₆＝0.000019814679492；

所述多元位置3值MCP-EBPSK调制信号通过所述数字冲击滤波器后，各个不同码元的冲击滤波输出波形会有明显差异：“0”码元和非“0”码元在幅度上有高低，各个非“0”码元在时间上有先后，而同一时间位置上的非“0”奇数码元和非“0”偶数码元在相位上有正负。

有益效果：1)数据传输更快。

因为当M较大时每符号约可多传1bit，故码率约可提高f_c/Nbit/s。

2)频谱利用率更高。

因为多元位置3值MCP-EBPSK调制信号频谱结构不变，从而占用带宽基本相同，而比特率提高了，因而在单位频带内可传输的数码率更高了。

3)能量利用率更高。

因为冲击滤波器可将多元位置3值MCP-EBPSK调制信号的极性信息也突出体现在其输出信号波形上，但以往的包络检波后再判决检测的方法是非相干解调，无法利用该相位信息。而本发明不进行包络检波，直接采用BP神经网络和支撑向量机等分类器来同时利用冲击滤波输出信号波形在幅度、位置和相位上的显著差异，相当于相干解调。按照本领域的公知常识，当其它条件一定时：

①多元位置3值MCP-EBPSK调制使信号星座点数加倍(从M点增加到2M-1点)，理论上需要提高信号的发射功率；

②相干解调通过利用信号的相位信息，理论上可比以包络检波为代表的非相干解调节省信号的发射功率；

③经典的匹配滤波加简单的门限判决(或积分后的门限判决)只能利用信号的能量，而其它分类器(如BP神经网络、支撑向量机等)则可进一步利用待分类信号样本的波形特征(包括相位极性)来提高解调性能，理论上也有助于节省信号的发射功率。

这三方面因素综合作用与制衡的结果，使得即使在同等误码率下用信噪比(SNR)来考核，本发明的能量利用率已经更高；如果再考虑到码率也同时提升的因素而用每一比特所需的信噪比E_b/N₀来考核，则本发明的能量利用率更高。

4)应用领域更广。

相对于多元位置MCP-EBPSK调制解调器而言，由于本发明所述的多元位置3值MCP-EBPSK调制解调器同时提高了频谱利用率和能量利用率，因而应用领域更广，尤其适合在各种高速大容量信道如同轴电缆、塑料光纤、可见光空间通信、卫星导航定位等应用领域的进一步增容、提速或加大传输距离。

5)调制器省去了一个伪随机序列发生器。

附图说明

图1(a)是标准的正弦信号与CP-EBPSK调制信号的时间波形对比，图1(b)是CP-EBPSK调制信号的功率谱。

图2是当Δ＝0.1时CP-EBPSK调制与随机极性CP-EBPSK调制的信号功率谱对比，其中图2(a)是CP-EBPSK调制信号的功率谱，图2(b)是随机极性CP-EBPSK调制信号的功率谱；计算功率谱时选取了1万个码元。

图3是多元位置随机极性CP-EBPSK调制信号及其冲击滤波输出的时间波形，从上到下依次为：信息序列；随机相位极性；调制后的波形；冲击滤波输出波形；冲击滤波输出波形的包络。

图4(a)是η＝1/2的随机极性MCP-EBPSK信号功率谱，图4(b)是η＝1/2的3值MCP-EBPSK调制信号功率谱；计算功率谱时选取了10万个码元和2²⁶点快速傅立叶变换(FFT)。

图5(a)是η＝1/2的多元位置随机极性MCP-EBPSK信号功率谱，图5(b)是η＝1/2的多元位置3值MCP-EBPSK调制信号的功率谱，计算功率谱时选取了10万个码元。

图6(a)为3值MCP-EBPSK调制信号及其冲击滤波输出波形，图6(b)为4元位置3值MCP-EBPSK调制信号及其冲击滤波输出波形。

图7是多元位置3值MCP-EBPSK调制器的电路实现方框图。

图8是多元位置3值MCP-EBPSK接收机和解调器的原理方框图。

图9(a)是采用包络检波的随机极性MCP-EBPSK信号解调器与采用BP神经网络分类的3值MCP-EBPSK信号解调器的误码率性能对比；图9(b)是采用包络检波的随机极性MCP-EBPSK信号解调器与采用支撑向量机分类的3值MCP-EBPSK信号解调器的误码率性能对比。

图10(a)是采用包络检波的多元位置随机极性MCP-EBPSK信号解调器与采用BP神经网络分类的多元位置3值MCP-EBPSK信号解调器的误码率性能对比；图10(b)是采用包络检波的多元位置随机极性MCP-EBPSK信号解调器与采用支撑向量机分类的多元位置3值MCP-EBPSK信号解调器的误码率性能对比。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

1、用3值MCP-EBPSK调制取代随机极性MCP-EBPSK调制。

目的是利用相位调制的极性来携带信息，方法是将(3)式修改为：

$\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)=\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<N{T}_c\end{array}\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&Delta;}\sin \left(\mathrm{\&eta;}{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)),& 0\&le;t<K{T}_c\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& K{T}_c\&le;t<N{T}_c\end{array}\right.\\ s_2\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t-\mathrm{\&Delta;}\sin \left(\mathrm{\&eta;}{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)),& 0\&le;t<K{T}_c\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& K{T}_c\&le;t<N{T}_c\end{array}\right.\end{array}---\left(6\right)$

其中，s₀(t)、s₁(t)和s₂(t)分别表示码元“0”、“1”和“2”的调制波形，其它变量的含义均与式(3)相同。

从图4(a)和图4(b)可见，随机极性MCP-EBPSK调制信号和3值MCP-EBPSK调制信号具有相同的功率谱结构，但由于后者在同样的码元周期T内每符号可传输1og₂3≈1.58位数据，因而在同样的带宽内提高了信息传输速率，即提高了频谱利用率。

2、将3值MCP-EBPSK调制拓展到多元位置的3值MCP-EBPSK调制。

结合(4)式，将(6)式拓展为：

$\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)=\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<N{T}_c\end{array}\\ s_{2k-1}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<(k-1)K{T}_c\\ \sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&Delta;}\sin \left(\mathrm{\&eta;}{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)),& (k-1)K{T}_c\&le;t<(k-r_g)K{T}_c\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-r_g)K{T}_c\&le;t<N{T}_c\end{array}\right.\\ s_{2k}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<(k-1)K{T}_c\\ \sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t-\mathrm{\&Delta;}\sin \left(\mathrm{\&eta;}{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)),& (k-1)K{T}_c\&le;t<(k-r_g)K{T}_c\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-r_g)K{T}_c\&le;t<N{T}_c\end{array}\right.\end{array}---\left(1\right)$

其中，k＝1，…，M-1，s₀(t)为发送码元“0”的调制波形，s_2k-1(t)是发送码元为“2k-1”的调制波形，s_2k(t)是发送码元为“2k”的调制波形，其它变量的含义均与(3)、(4)、(6)式相同。当M＝2且r_g＝0时，(1)式的多元位置的3值MCP-EBPSK调制就退化为(6)式的3值MCP-EBPSK调制。

当η＝1/2时，从图5(a)和图5(b)所示的多元位置随机极性MCP-EBPSK调制信号与多元位置3值MCP-EBPSK调制信号功率谱的对比可见，两者具有相同的功率谱结构，但多元位置3值MCP-EBPSK调制信号在单个码元周期内传输的非“0”码元符号数是原来的2倍，即如果前者为M进制，则后者为2×(M-1)+1＝2M-1进制，故后者比前者每符号可多传输log₂(2M-1)-log₂M＝log₂(2-1/M)位数据，当M较大时约为1bit，使信息传输速率和频谱利用率都得以提高。

3、对多元位置3值MCP-EBPSK调制信号的冲击滤波响应进行相干解调。

从图6(a)和图6(b)可见，数字冲击滤波器放大或突出了多元位置3值MCP-EBPSK调制信号在幅度、位置和波形极性(相位)上的差异：

1)“0”码元和非“0”码元的冲击输出波形在幅度上差异明显；

2)非“0”码元的冲击输出波形在时间位置上存在差异；

3)奇数序号非“0”码元的冲击输出波形和偶数序号非“0”码元的冲击输出波形在幅度上正负极性颠倒(互为反相，例如图6(b)中的“1”和“2”码元，“3”和“4”码元)。

因此，将这些码元的波形差异作为特征，就可以采用各种分类器或判决技术划分出本发明所述的多元位置3值MCP-EBPSK调制信号的2M-1个星座点，实现对于2M-1个信源符号的解调。例如，可以采用人工神经网络(ANN)或支撑向量机(SVM)的分类功能来实现所述3值MCP-EBPSK调制信号的解调。

实施例：

1、多元位置3值MCP-EBPSK调制器

图7为所述多元位置3值MCP-EBPSK信号调制器的实现框图，所述调制器包括一个2M-1进制波形样本存储模块，一个时钟发生器，一个数模转换器(DAC)，还有一备选的数字滤波器。其工作过程如下：

1)所述波形样本存储模块同时具备只读存储器(ROM)和多路选择器(MUX)的功能，存储了式(1)所示的2M-1种调制信号的基本波形样本。在所述时钟发生器所产生的时钟脉冲的节拍控制下，由输入的多进制信息符号序列选择出相应的调制波形样本；

2)当发送多进制信息序列中的“0”码元时，直接输出调制波形样本s₀(t)；当发送非“0”码元时，则需依据发送码元的奇偶性来选择相应的调制波形样本s_2k-1(t)或s_2k(t)；

3)所选择出的相应调制波形样本经所述数字滤波器滤波后再送入所述DAC，即转换成了模拟的多元位置3值MCP-EBPSK调制信号输出；

4)由于本发明的多元位置3值MCP-EBPSK调制信号的功率谱旁瓣已经大幅度压低(例如在图3和4所示)，所以通常不再需要图7中的数字滤波环节。

2、多元位置3值MCP-EBPSK接收机

图8为包括解调器在内的所述多元位置3值MCP-EBPSK信号接收机的实现框图。

所述接收机是一个经典的锁相接收机，从天线接收到的多元位置3值MCP-EBPSK调制信号经过前置放大后，与来自压控振荡器(VCo)的本振信号通过混频器相乘进行下变频，得到20MHz中频后分为两路输出：一路经过中频放大后直接经模数转换器(ADC)按照120Msps的采样率和14位的量化精度转换为数字中频信号后，提供给多元位置3值MCP-EBPSK解调器；另一路经过2分频后送给鉴相器(PD)，以便与10MHz参考晶振的信号进行相位比较，其误差信号经低通滤波(LF)后控制压控振荡器的频率，并最终使下变频所得到的20MHz中频严格地锁定在10MHz参考晶振的信号的2倍频上，即经过这一模拟锁相环(PLL)实现了多元位置3值MCP-EBPSK接收信号的载波同步。由于多元位置3值MCP-EBPSK调制信号中本身就含有很强的正弦载波分量，故十分有利于PLL的锁定。

将同一个10MHz参考晶振的信号送给时钟发生器，就可为多元位置3值MCP-EBPSK解调器各功能模块提供频率严格为20MHz中频整数倍的采样脉冲和系统时钟，即实现了接收机的采样同步。

3、多元位置3值MCP-EBPSK解调器

所述多元位置3值MCP-EBPSK解调器包括一个模数转换器(ADC)，一个数字冲击滤波器，和一个基于BP神经网络或支撑向量机的多值分类器。

1)数字冲击滤波器

ADC将接收到的模拟的多元位置3值MCP-EBPSK调制信号转换为数字信号后送给数字冲击滤波器。而所述数字冲击滤波器是一种特殊的IIR型数字带通滤波器，由一对共轭零点和至少一对共轭极点构成，多元位置3值MCP-EBPSK调制信号的载波频率高于冲击滤波器的零点频率但低于所有极点频率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要达到信号载频的10^-2～10^-3量级。本专利针对η＝1/2的3值多元位置MCP-EBPSK调制信号，选用自动搜索法得到具有1对共轭零点和3对共轭极点的数字冲击滤波器，其传递函数如下：

$H\left(z\right)=\frac{1+b_1\&CenterDot;z^{-1}+b_2\&CenterDot;z^{-2}}{1+a_1\&CenterDot;z^{-1}+a_2\&CenterDot;z^{-2}+a_3\&CenterDot;z^{-3}+a_4\&CenterDot;z^{-4}+a_5\&CenterDot;z^{-5}+a_6\&CenterDot;z^{-6}}---\left(5\right)$

其中，b₁＝-1.618495523346314，b₂＝1.000000000000000；a₁＝-1.973401307621458，

a₂＝1.707892238042286，a₃＝-0.700903759306155，a₄＝0.130496898023677，

a₅＝-0.002568125322230，a₆＝0.000019814679492。

2)ANN/SVM多值分类器

因为M元位置的3值MCP-EBPSK调制信号共有2M-1种可能的信号取值(即星座点)，本发明利用人工神经网络(ANN，例如BP网络)或支撑向量机(SVM)作为分类器，来区分出这21种可能的信号取值。ANN分类器或SVM分类器都需要经过训练才能使用，训练的目的是优化分类器的参数(主要是结构和权系数)，对于本发明，就是让分类器“学习并记住”数字冲击滤波器对于所述多元位置3值MCP-EBPSK调制信号的输出响应波形在幅度、位置和相位极性上的差异，以期在真实环境中也能得到良好的分类性能。从图6即可看出一些明显的差异，例如：“0”码元和非“0”码元的冲击输出波形在幅度上有高低；各个非“0”码元所对应的冲击输出波形在时间上有先后；以及同一时间位置上的非“0”奇数码元(例如码元“3”)和非“0”偶数码元(例如码元“4”)的冲击输出波形在相位上有正负；等等。关于分类器的训练，已经是本领域特别是模式识别领域的公知常识。

分类训练完成后(例如分类误差已低于某一给定值，如0.001)，即可采用该分类器对于一个码元周期内的数字冲击滤波器输出样本进行分类，从而判决出当前的码元在2M-1种信源符号中的序号(即在2M-1进制表示中的数值)。

3)码元映射/位同步

码元映射的目的是把2M-1进制的信源符号转换成二进制的数据位，其具体实现就是在位同步脉冲的节拍下实现从并行到串行的转换，而位同步则是一个数字通信系统中的基本功能和本领域的公知常识。

4、性能仿真

在上述1、2、3的基础上设计了进行了系统的对比仿真。

从图9(a)和图9(b)所示η＝1/2的随机极性MCP-EBPSK解调器与采用ANN/SVM分类的3值MCP-EBPSK解调器的误码率对比可见，无论是用BP神经网络还是用支撑向量机作为3值MCP-EBPSK解调器的分类器，在同样的误码率下，所需SNR都低于采用包络检波的随机极性MCP-EBPSK解调器。

从图10(a)和图10(b)所示η＝1/2的多元位置随机极性MCP-EBPSK解调器与采用ANN/SVM分类的3值多元位置MCP-EBPSK解调器的误码率对比可见，无论是用BP神经网络还是用支撑向量机作为多元位置3值MCP-EBPSK解调器的分类器，在同样的误码率下，所需SNR都低于采用包络检波的多元位置随机极性MCP-EBPSK解调器。

Claims (2)

1.一种多元位置3值修正的连续相位扩展二元相移键控(Modified ContinuePhase-Extended Binary Phase Shift Keying，MCP-EBPSK)调制和解调方法，以多元位置随机极性的修正的连续相位扩展二元相移键控调制方式为基础，

$\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)=\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<N{T}_c\end{array}\\ s_{2k-1}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<(k-1)K{T}_c\\ \sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&Delta;}\sin \left(\mathrm{\&eta;}{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)),& (k-1)K{T}_c\&le;t<(k-r_g)K{T}_c\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-r_g)K{T}_c\&le;t<N{T}_c\end{array}\right.\\ s_{2k}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<(k-1)K{T}_c\\ \sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t-\mathrm{\&Delta;}\sin \left(\mathrm{\&eta;}{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)),& (k-1)K{T}_c\&le;t<(k-r_g)K{T}_c\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& (k-r_g)K{T}_c\&le;t<N{T}_c\end{array}\right.\end{array}---\left(1\right)$

其中，s₀(t)是发送码元为“0”的调制波形，s_2k-1(t)是发送码元为“2k-1”的调制波形，s_2k(t)是发送码元为“2k”的调制波形，k＝1，…，M-1；ω_c为调制载波的角频率，T_c为载波周期，Δ为调相指数，0＜Δ＜1，η∈(0，1]为功率谱形状调节系数，r_g为符号保护间隔控制因子，0≤r_g＜1，K和N均为整数且K＜N；由M、K、N、η、Δ和r_g共同构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的一组“调制参数”；

1)如果s_2k-1(t)和s_2k(t)中调相指数Δ的符号随机变化，即得到多元位置随机极性的MCP-EBPSK调制方式，此时在码元周期T＝NT_c内只能传送M个符号，而按照(1)式利用调相极性则可传送2M-1个符号；

2)当M＝2且r_g＝0时，(1)式的多元位置3值MCP-EBPSK调制就退化为3值MCP-EBPSK调制；

实现所述解调方法的多元位置3值MCP-EBPSK解调器中包括一个数字冲击滤波器和一个由人工神经网络或支撑向量机构成的分类器；

所述数字冲击滤波器是一种IIR型数字带通滤波器，由一对共轭零点和至少一对共轭极点构成，多元位置3值MCP-EBPSK调制信号的载波频率高于数字冲击滤波器的零点频率但低于所有极点频率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要达到信号载频的10^-2～10^-3量级；

所述多元位置3值MCP-EBPSK调制信号通过所述数字冲击滤波器后，各个不同码元的冲击滤波输出波形会有明显差异：“0”码元和非“0”码元在幅度上有高低，各个非“0”码元在时间上有先后，而同一时间位置上的非“0”奇数码元和非“0”偶数码元在相位上有正负。

2.根据权利要求1所述一种多元位置3值MCP-EBPSK调制和解调方法，其特征在于：所述由人工神经网络或支撑向量机构成的分类器经过所述调制信号的冲击滤波输出样本训练后，根据上述波形特征对2M-1个信源符号进行分类，实现对于多元位置3值MCP-EBPSK调制信号的解调。