CN102014093A - 扩展的二元相移键控调制解调器及其实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明的扩展的二元相移键控调制解调器及其实现方法，利用对于EBPSK调制波形的简化表达省去了调制端的DAC；利用数字冲击滤波器可将脉冲信号的相位跳变转化为幅度冲击的特殊滤波机理，在解调端用模拟比较器取代了高精度的ADC。从而不仅极大地简化了EBPSK调制解调器的硬件结构，特别是显著降低了EBPSK接收机的成本、体积和功耗，而且有效提高了EBPSK的工作频率和传输码率，尤其适用于对成本和功耗极其计较的无线传感器网络。

Description

扩展的二元相移键控调制解调器及其实现方法

技术领域

本发明是一种用于扩展的二元相移键控(EBPSK)调制解调器(MODEM)的简化实现方法，以及该方法实现的调制解调器。本发明可以省去代价昂贵的数模转换器(DAC)和模数转换器(ADC)，属于数字信息传输的技术领域。

背景技术

1、扩展的二元相移键控调制

数字通信系统中，把代表二进制数据的基带信号向上搬移到给定发送频段的过程叫做调制，而相反的过程则称之为解调。通信中的二元数字调制，可以通过利用二进制信息码元“0”或”1”直接改变(通常称之为“偏移键控”)正弦载波的某个参数(如幅度、频率、相位等)来实现，相应地得到二元(二进制)的幅移键控(2-ASK)、频移键控(2-FSK)和相移键控(2-PSK)调制信号。这些二元偏移键控调制可以统一表示为：

$\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)=A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c0}t,& 0\&le;t<T\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}B\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c1}t+\mathrm{\&theta;}),\\ A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c0}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0\&le;\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}\\ 0\&le;\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\end{array}---\left(1\right)$

其中，s₀(t)和s₁(t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形；ω_c0为“0”在码元周期T内以及“1”在非键控时段T-τ内的载波角频率，ω_c1则为“1”在键控时段τ内的载波角频率；B-A为载波键控的幅度，θ为载波键控的相位。

(1)式定义了“统一的二元偏移键控”(UBSK：Unified Binary Shift Keying)调制。之所以这样称呼，是因为，如果令τ＝T，则(1)式成为：

$\begin{array}{c}{s}_0\left(t\right)=A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c0}t,\\ s_1\left(t\right)=B\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c1}t+\mathrm{\&theta;}),\end{array}0\&le;t<T,0\&le;\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}---\left(2\right)$

由(2)式可知：

1)如果B＝A且θ＝0，则得到经典的2-FSK调制；

2)如果ω_c0＝ω_c1＝ω，则得到经典的2-ASK调制，且当B＝0时的特例就是典型的开关键控(OOK：On-OffKeying)调制；

3)如果ω_c0＝ω_c1＝ω，B＝A且θ＝π，则得到经典的2-PSK(或BPSK)调制。

1)～3)的经典二元调制都是对称的，即码元“0”和“1”的调制区间均为T。

但是，为了尽可能地提高频谱利用率，即在单位频带内传输更高的码率(以bps/Hz为量纲)，同时也希望能更有效地利用发射能量，得到更好的传输效果，令“0”和“1”的调制区间不等，即在(1)式中固定0＜τ＜T，于是得到了一大类“不对称二元偏移键控”(ABSK：Asymmetry Binary Shift Keying)调制：

$\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)=A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c0}t,& 0\&le;t<T\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}B\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c1}t+\mathrm{\&theta;}),\\ A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c0}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0\&le;\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}\\ 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\end{array}---\left(3\right)$

(3)式与(2)式的区别就在于码元“0”和“1”的调制区间分别为T和τ，由此才能使更多的能量集中到载波上(理由见“吴乐南：超窄带高速通信进展.自然科学进展，17(11)，2007，1467-1473”)。在(3)式中，令ω_c0＝ω_c1＝ω，以排除频谱利用率不高的2-FSK类调制，于是得到ABSK调制的一个子集——“扩展的二元相移键控”(EBPSK：Extended BPSK)调制：

$\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)=A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<T\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}B\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&theta;}),\\ A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0\&le;\mathrm{\&theta;}\&le;\mathrm{\&pi;}\\ 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\end{array}---\left(4\right)$

2、无线传感器网络

无线传感器网络(WSN：Wireless Sensor Network)是物联网的重要支撑，通常是由大量在空间上分布的自动装置以自组织形式构成的多跳数据通信网络，借以将监测数据传送到接收中心进行处理。每个WSN的节点包括一个或多个传感器、无线电收发器和微控制器，通常要靠微型电池来供电，其存活时间主要受限于电池寿命，故节能对于延长传感器网络的使用期限至关重要，也更符合当今追求节能减排、绿色环保的发展要求。

由于无线电发射机是WSN节点中耗能的主要模块，故千方百计地缩短发射机的工作时间，可以有效地延长WSN节点的工作时限，并减少对于其它WSN节点和整个传感网络的干扰，从而提高整个无线传感器网络的容量。因此，WSN希望各节点能够在尽可能短的“突发”时段内完成数据的传输。如果接收信噪比(SNR)超过0dB，则采用(5)式所定义的EBPSK调制传输码率可达通信载频的1/10。因此，若取10MHz作为载频(HF频段)或中频(VHF/UHF频段)，则在1ms突发长度内采用EBPSK调制技术至少可传输100字节数据，特别有利于减少发射机的工作时间，降低WSN节点的能耗。

另外，由于WSN节点投放数量巨大，通常不可回收，故除了低功耗和长寿命外，还要求尽量降低其硬件成本，特别是关键模块或集成电路(IC)芯片的成本。这除了依赖半导体工艺和设计手段的进步外，对于电路基本结构的改进或调整往往更根本。

因此对于传感器节点的改进，可以从节点寿命和成本两方面来考虑，延长寿命的方法就是延长电池供电的时间，而无线电发射机是传感器节点中耗能的主要模块，这就要求无线电收发器必须在尽可能短的时间内实现各种同步，完成信息的传输；从信息传输本身的成本方面考虑，若能将WSN节点中占成本和能耗重要份额的DAC和ADC用其它更廉价的模块取代，则对于作为耗材而批量投放的传感器节点来说，成本和能量的节省将非常可观。

3、EBPSK通信系统

EBPSK-MODEM很容易全数字化实现。

图1是现有技术中EBPSK调制器的全数字化实施例：发送端直接将由(5a)式所表达的一个码元宽度内的已调制波形s₀(t)和s₁(t)的离散采样值预先保存在存储器内，然后在欲传输的信息序列的控制下按照时钟发生器所提供的采样频率来选择对应的s₀(t)波形样本(如果信息位是“0”)或s₁(t)波形样本(如果信息位是“1”)，选中的调制波形数字样本由DAC直接转换成模拟的EBPSK已调信号输出。其最显著的优点就是具有很强的灵活性，然而，它也存在很大的缺点，即射频载波的频率f_c受DAC转换速率、准确性等因素的限制不可能太高，且高速DAC的功耗和代价也大。

图2是现有技术中EBPSK接收机的实施例，其中右边虚线框中的EBPSK数字解调器利用ADC把锁相接收机输出的EBPSK中频信号数字化后进行独特的数字冲击滤波(见中国专利申请CN101599754“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”。本申请文件所涉及的“冲击滤波”，出处均在于此，以下不再声明)后，即可进行检测/判决、位同步等常规处理，已经比常用的许多解调方法大为简化了。

4、高速ADC

为了对接收到的通信信号进行更加有效的处理、交互与保存，首先应将其数字化，这就是把模拟信号在幅度与时间上都离散化。常用的数字化方法仍然是1938年美国Reeves取得的脉冲编码调制(PCM：Pulse Code Modulation)的专利，通常包括采样(亦称取样或抽样)、量化和编码3个步骤。所谓采样，就是将模拟信号(通常为连续信号)在时间、空间上离散化；所谓量化，就是将采样信号在幅度上也离散化；而所谓编码，则是按一定规律把量化后的脉冲采样值按幅度大小变换成相应的二进制码(例如自然二进制码或其补码)，形成PCM信号，即数字信号。数字化过程常称为模-数转换(A/D)，而实现模-数转换功能的装置或电子元器件就是模数转换器(ADC)。

由于数字信号本身不具有实际意义，仅表示一个相对大小，故任何一个ADC都需要一个参考模拟量作为转换的基准，而输出的数字量则表示输入信号相对于参考信号的大小。ADC最重要的参数是转换的精度，即对采样信号在幅度上进行离散化所用的二进制编码位数。ADC的位数越多，表示转换器能够分辨输入信号幅度高低的能力越强，其量化误差也就越小；但是同时，ADC位数越多，意味着其电路实现越复杂，成本越昂贵，采用相同半导体工艺制作的IC其功耗也越高，转换速率(从而EBPSK调制的传输码率)也受到一定限制。所以，如果在保证较低的解调性能损失的前提下，把EBPSK接收机ADC的量化位数一直降低到只有1位，即可采用比较器、开关电路甚至运算放大器等通用廉价器件来代替通常至少有6位的ADC。

数模转换器(DAC)和模数转换器(ADC)是数字化通信产品的基础功能模块，但通常体积大、功耗高、价格贵。

发明内容

本技术方案针对(4)式所定义的EBPSK调制方式，作如下推导：

只针对θ＝π同时又有B＝A、或B＝0、或A＝0的3种最简单的情形，因为这样的EBPSK调制解调器(MODEM)的硬件实现可以更简单廉价。不失一般性，略去其公共的幅度因子后，(4)式又可简化为：

$\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)=\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<T\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}-\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t<\mathrm{\&tau;}\\ \mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\end{array}---\left(5a\right)$

$\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)=\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<T\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}0,\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t<\mathrm{\&tau;}\\ \mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\end{array}---\left(5b\right)$

$\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)=0,& 0\&le;t<T\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}-\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\\ 0,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t<\mathrm{\&tau;}\\ \mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\end{array}---\left(5c\right)$

可见，(5b)和(5c)(式中的-sinω_ct也可等效地写为sinω_ct)两种情形均为(5a)式的特例，且比(5a)式更简单，故下面均只针对(5a)式所表示的简化EBPSK调制方式进行讨论。

其实ADC就是通过多次比较来实现模拟信号向数字信号转化的，而一个高速比较器则可当作1位ADC来使用。

发明目的：

简化EBPSK-MODEM结构，降低由高位数DAC和ADC所引入的高实现复杂度、高成本、高功耗、转换速率受限等诸多因素的影响。

思路：

在只针对θ＝π的情形下，(5a)式的简化EBPSK调制器不难用模拟电路技术实现，从而DAC即可省去，且不存在精度损失，故在此重点考虑ADC的问题。

具体思路是先将EBPSK通信系统接收端ADC的量化位数尽可能降低，直至采用1位ADC对模拟中频信号进行量化，最后采用其它高速模块代替ADC。

这种方法充分利用了数字冲击滤波器的窄带滤波特性，特别是可把EBPSK调制的相位跳变信息转化为幅度冲击的特性，使得接收信号经下变频后得到的模拟中频信号即使经高速比较器判决成为方波(即1位ADC量化)，通过数字冲击滤波器后仍能在码元“1”的起始处产生较高的冲击，即保留明显的相位跳变信息，仍能据此进行判决检测。

技术方案原理：

1、EBPSK调制器

因为最终常用的是由(5a)式所定义的θ＝π的简化形式，因而可以考虑如图3所示的EBPSK调制器模拟实现方式：将频率为f_c的正弦波振荡器输出被分为两路，上面支路直接输出，而下面支路反相输出；同时，原始的发送信息序列被转换为相应的脉冲串用以控制电子开关S。仅在数据“1”的起始时刻，脉冲串处于高电平(逻辑“1”)，且持续时间为τ；而在其它时刻，这一脉冲串通常都保持低电平(逻辑“0”)。在低电平时，开关S被连接到s₀，即直接输出纯正弦波，而在高电平时则被连接到s₁，即在数据“1”的起始时刻输出倒相后的正弦波。显然以这种方式构造的EBPSK调制器可以在更高的频率下工作，且更加小巧价廉。

2、EBPSK解调器

利用高速比较器或宽带运算放大器直接把EBPSK接收机中频放大器所输出的模拟中频信号，转换为只有高、低两个电平值(例如+1和-1)的方波信号，这两个电平值分别与数字冲击滤波器输入端的逻辑“1”和“0”相对应，并在冲击滤波器中被分别作为+A和-A的数值。

接收机中设有无限冲激响应(IIR)的窄带数字带通滤波器作为解调滤波器，在该滤波器通带内的中心频率处呈现出一个极窄的陷波-选频特性，使得以EBPSK为代表的ABSK调制信号的滤波输出波形在信息调制处，即码元“1”处，产生明显而强烈的寄生调幅冲击。以单零点-3极点(实为1对共轭零点、3对共轭极点，本申请文件中将一对共轭零点或极点均称为一个零点或极点)为例的一种数字冲击滤波器的传递函数形为：

$H\left(z\right)=\frac{b_0+b_1\&CenterDot;z^{-1}+b_2\&CenterDot;z^{-2}}{1-a_1\&CenterDot;z^{-1}-a_2\&CenterDot;z^{-2}-a_3\&CenterDot;z^{-3}-a_4\&CenterDot;z^{-4}-a_5\&CenterDot;z^{-5}-a_6\&CenterDot;z^{-6}}---\left(6\right)$

其中各系数的取值如下：

a₁＝-2.8184726213599127，a₂＝5.3014352373951397，

a₃＝-5.8071425019921605，a₄＝4.6741744423517986，

a₅＝-2.1912104463584234，a₆＝0.68551544331396019，b₀＝b₂＝1，

b₁＝-1.0003421491941402；

技术方案：

本技术方案在发送端只采用θ＝π的简化EBPSK调制，而接收端采用基于数字冲击滤波器的解调技术。

EBPSK调制波形的表达式简化为

$\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)=A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<T\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{c}-B\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\\ A\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t<\mathrm{\&tau;}\\ \mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\end{array}$

并且在该简化表达式中只取B＝A、或B＝0、或A＝0这3种最简单情形，从而省去了EBPSK调制器实现中的DAC。其中s₀(t)和s₁(t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形，T为码元周期，τ为键控调制时段，ω_c为调制载波的角频率。

利用模拟比较器直接把简化的EBPSK信号量化为虽然只有两个值的矩形脉冲，但通过数字冲击滤波器后的寄生调幅高度与采用高精度ADC时相当，从而省去了EBPSK解调器实现中的ADC。

技术特点：

接收机可以采用其它廉价元器件(如高速比较器)来代替ADC，经放大和下变频后的模拟中频信号通过高速比较器后的输出虽说已成为只有二值的方波信号，但仍能保留相应的相位跳变信息。于是，根据冲击滤波器的特殊滤波机理，该信号进入冲击滤波器后，在码元“1”的起始处由于方波信号的幅度突然反转，故在冲击滤波器的输出端仍能产生相应的幅度冲击。提高采样率可使冲击幅度更高，有利于检测判决。只要采样倍数足够大，舍弃ADC的系统仍然可以达到同样的性能要求。

优点及有益效果：

1)易实现。由于充分利用了冲击滤波器的特性，对于保留了相位跳变信息的二值调制信号(例如对于与(5a)式所表示的不对称反相调制信号相对应的方波信号)仍具有很好的冲击效果。而得到这一二值信号只需一个高速比较器，并让输入信号与比较器设定的门限电平(例如零电压)相比较即可。

2)掩蔽效应的利用。根据输入噪声的掩蔽效应，输入信号中伴随的噪声，在一定程度上可以掩蔽数据采集时量化误差对于信号测量精度的影响(理由见“吴乐南，盛莉莉：含噪信号量化对测量精度的影响．东南大学学报(自然科学版)，2000，30(1)：27-31”、“包建飞、吴乐南：全数字接收机中输入噪声的掩蔽效应用于A/D字长的选择．电脑应用技术，1998，总第41期：1-3”等)，这就意味着：对于一定噪声背景下的实际测量系统或数据采集过程，可以直接选用位数较低的ADC来降低数据量和系统成本。而最近完成的有限转换精度的EBPSK调制解调器性能仿真得出了同样的结论，即采用低位量化并不会明显影响低信噪比情况下系统的性能，这也正是输入噪声的掩蔽效应在EBPSK通信体制中的例证。

3)硬件选择灵活。由于系统的输入噪声越大，可掩蔽的量化失真越大(理由见“吴乐南，丁嵘：信号压缩中输入噪声的掩蔽效应及有效利用.遥测遥控，1997，18(1)：19-22”)，而实际通信信道中含有大量的噪声和干扰，那么我们就可以在低信噪比环境下利用掩蔽效应，采用1位ADC来量化接收信号。而1位只能表示两个值，因此这个1位的ADC可用各种二值输出器件来实现，例如晶体管、运算放大器、门电路、高速选择开关、光比较器等。

4)码率适应范围广。调制器的码率因不受DAC限制，显然可以更高；而解调器不仅适用于低码率，在高码率条件下只要采用高速的元器件，同样也可适用。

5)接收机更简单、小巧。与图2相比，图4用简单的模拟比较器取代了复杂昂贵的ADC(连同其外围电路)，而且该比较器的功能还可并入中频放大器：只需将该放大器的末级设计为对于小信号输入即可进入电路的饱和区与截止区，而相应的饱和电平与截止电平，即为所需的二值输出值。因而接收机的结构和体积都可望进一步简化，并因为具有了这一内在的限幅功能而有利于降低甚至取消为适应通信距离、使用环境、器件老化、电池电量等变化而要求的接收机自动增益控制。

6)低成本、低功耗。与高位数的ADC相比，单个比较器的成本几乎可忽略(因为高速ADC采用全并行比较方式，实际上需采用多达2^b个比较器，b为ADC的位数)，特别是与运算放大器的功能合并后，更可省去ADC及其外围电路、基准电源等的功耗。

7)经济效益显著。若用于物联网特别是批量投放的无线传感器网络节点，以及智能电网进入千家万户基于电力线通信(PLC)的远程抄表模块，由于成本降低和用量巨大而带来的经济效益尤为可观。

8)更绿色、环保。无论WSN节点本身或者其电池是否回收，都会影响环境，而本发明有利于延长同类电池的使用寿命，因而有助于减少电池用量，并降低碳排放量(功耗低，发热必然低，且可适当减少电池产量)。

附图说明

图1是现有技术中的EBPSK调制器的全数字化实现方案；

图2是现有技术中的400MHz频段EBPSK锁相接收机的总体方框图；

其中数字解调器采用14位ADC将下变频后的模拟中频信号转化为数字信号；

图3是图1所示EBPSK调制器的模拟实现方式；

图4是本EBPSK锁相接收机的总体方框图；

其中是用模拟比较器取代了图2所示EBPSK接收机中的ADC，其它与图2接收机相同；

图5a为EBPSK模拟中频信号经14位ADC量化的波形；

图5b为经1位ADC量化的波形；

图6a和图6b分别为图5a和图5b所示信号通过(6)式的冲击滤波器而产生的冲击波形；

图7a是将图5b中的二值信号0和1分别映射为-1和1，即等效于对信号进行了幅度上的调整；

图7b则是图7a信号通过冲击滤波器而产生的冲击波形；

图5a～图7b中，纵坐标为幅度，横坐标为时间。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本技术方案作进一步说明：

基于上述推导过程，

本技术方案的一种扩展的二元相移键控调制解调器的实现方法，在扩展的二元相移键控EBPSK调制解调器的发送端采用θ＝π的简化EBPSK调制，在接收端采用基于数字冲击滤波器的解调器；

调制端：

对于EBPSK调制波形的表达式简化为：

其中，s₀(t)和s₁(t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形，T为码元周期，τ为键控调制时段，ω_c为调制载波的角频率；

并且在该简化表达式中只取B＝A、B＝0或A＝0这3种情形；

解调端：

利用模拟信号转换器直接把简化的EBPSK调制波形信号量转换为只有高/低两个值的矩形脉冲，再把该矩形脉冲用数字冲击滤波器进行处理，完成解调。

一种上述方法实现的扩展的二元相移键控调制解调器，包括调制器和解调器，

a、EBPSK调制器，包括正弦波振荡器、反相器和电子开关S；

正弦波振荡器输出频率为f_c的正弦波，分为上、下两路，上面支路直接输出，下面支路经反相器反相输出；两支路连接电子开关S的两输入端，电子开关S选择两支路中任一信号作为输出的EBPSK调制信号；原始的发送信息序列转换为相应的脉冲串，用以所述控制电子开关S的选择；

对于所述脉冲串，仅在数据“1”的起始时刻，高电平，且持续时间为τ；在其它时刻，脉冲串都保持低电平；脉冲串在低电平时，上支路信号为输出信号，反之，下支路信号为输出信号；

b、EBPSK解调器，包括中频放大器、模拟信号转换器和数字冲击滤波器；

所述中频放大器经天线接收信号后，输出的模拟中频信号，该模拟中频信号经模拟信号转换器转换为只有高、低两个电平值的方波信号，这两个电平值分别与数字冲击滤波器输入端的逻辑“1”和“0”相对应，并在冲击滤波器中被分别作为信号的幅度因子+A和-A的数值。

模拟信号转换器是高速比较器或宽带运算放大器。

所述数字冲击滤波器通带内的中心频率处呈现出一个极窄的陷波-选频特性，使得以EBPSK为代表的ABSK调制信号的滤波输出波形在信息调制处，即码元“1”处，产生有区别特征的寄生调幅冲击。

具体到本例中，

1、EBPSK调制器

1)在加拿大Lyrtech公司高性能、高集成度的软件定义无线电(SDR)硬件平台上，选择400MHz的发射频率(RF)，并在(5a)式中令f_c＝30MHz，实现图1所示的全数字化EBPSK调制器，并通过改变T，使得码率为10kbps～2Mbps可调。

2)具体采用基于模型的开发方法，利用Simulink编程在SDR平台所提供的现场可编程门阵列(FPGA)硬件中，在数据“0”或“1”的控制下按照120MHz的采样频率来选择由(5a)式所表达的s₀(t)波形样本或s₁(t)波形样本，选中的调制波形数字样本再由SDR平台上带有4倍内插功能的14位DAC直接转换成30MHz的EBPSK已调信号后，通过SDR平台上变频到400MHz后经天线发射输出。

3)至于图3所示EBPSK调制器的模拟实现方式，则只需一个宽带运算放大器作为图中的反相器，一个模拟电子开关作为图3中的开关S即可。

2、EBPSK解调器

1)鉴于上述SDR平台没有锁相功能，故首先定制了400MHz频段、20MHz中频的锁相接收机，以实现图2左边方框中的模拟锁相环(PLL)，由其将天线接收到的EBPSK调制信号经前置放大后进入混频器(图2中用乘法器表示)，与本地压控振荡器(VCO)产生的本振信号相乘进行下变频，得到20MHz的模拟中频信号后分为两路输出：

一路经过中频放大后直接送给SDR平台的ADC，按照120Msps的采样率和14位的量化精度转换为数字中频信号后提供给EBPSK解调器；

另一路经过2分频后送给鉴相器(PD)，以便与10MHz的参考晶体振荡器信号进行相位比较，其误差信号经低通滤波(LF)后控制VCO的频率，并最终使下变频所得到的20MHz中频信号，严格地锁定在10MHz参考晶振的2倍频上，即经过这一模拟锁相环实现了EBPSK接收信号的载波同步。由于EBPSK调制信号中本身就含有较强的正弦载波分量，故十分有利于PLL的锁定。

2)将同一个10MHz参考晶体振荡器(在锁相接收机中)的信号送给SDR的时钟发生器，就可为全数字化EBPSK解调器各功能模块提供频率严格为20MHz中频整数倍的采样脉冲和系统时钟，即实现了接收机的采样同步。

3)对于经14位ADC转换后的EBPSK数字中频信号(如图5a)，利用(6)式传递函数及滤波器系数的数字冲击滤波器进行信噪比增强并将相位跳变转换为寄生调幅(如图6a)后，即可判决“0”和“1”，无需再转换到基带处理。而对于“0”、“1”信息的检测采用经典的门限判决或积分判决均可，且位同步也是传统数字接收机的基本步骤，不在本发明之列。

4)尽管图2的EBPSK解调器已经比常用的许多解调方法大为简化，但本发明的最终目的是要革除在解调器中体积、功耗和成本都占有重要比重的ADC。由于模拟比较器可将输入信号电压与基准参考信号电压相比较，当高于参考值时，输出高(或低)电平，反之输出低(或高)电平。模拟比较器的两个输入端为模拟信号，而输出为比较结果，只有两个值，故可作为1位ADC用于模拟电路与数字电路的接口。因此，本实施例利用简单的模拟比较器取代图2中昂贵的ADC，将EBPSK调制信号变为同频率的方波或者矩形波，得到如图4所示的EBPSK接收机结构框图。在图4中，如果选择比较器的基准参考电平为0.5，则若输入信号幅度大于0.5，比较器输出为1，反之比较器输出为0，则在同样的120Msps采样率下，其相对于模拟EBPSK信号的输出波形如图5b所示。

5)效果说明：

将图5b所示的信号送入与图5a的14位ADC量化EBPSK数字中频信号完全相同的数字冲击滤波器，输出示于图6b。与图6a相比较，可见采用1位ADC量化后的EBPSK信号样本通过冲击滤波器后也能产生幅度冲击，但冲击幅度比用14位ADC量化的EBPSK信号略低。而如果将图5b中的二值信号0和1分别映射为-1和1，即相当于选择比较器的基准参考电平为0：若输入信号幅度大于0，比较器输出为1，反之比较器输出为-1，则得到图7a，等效于对信号进行了幅度上的调整。若将图7a所示波形再送入同一个数字冲击滤波器，得到图5b的输出信号：与图6a对比，可见二者的冲击响应在幅度上就几乎一致了。当然不一定非要将0、1映射为±1，也可以映射为±2或者±5等其它数据对。

本实施例表明，由于EBPSK简化调制波形的设计和冲击滤波器的特殊滤波和解调效果，在基于数字冲击滤波器实现的EBPSK解调器中，利用模拟比较器取代高精度ADC完全可行。

Claims (5)

1.一种扩展的二元相移键控调制解调器的实现方法，其特征是，在扩展的二元相移键控EBPSK调制解调器的发送端采用θ＝π的简化EBPSK调制，在接收端采用基于数字冲击滤波器的解调器；

调制端：

对于EBPSK调制波形的表达式简化为：

其中，s₀(t)和s₁(t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形，T为码元周期，τ为键控调制时段，ω_c为调制载波的角频率；

并且在该简化表达式中只取B＝A、B＝0或A＝0这3种情形；

解调端：

利用模拟信号转换器直接把简化的EBPSK调制波形信号量转换为只有高/低两个值的矩形脉冲，再把该矩形脉冲用数字冲击滤波器进行处理，完成解调。

2.根据权利要求1所述的一种扩展的二元相移键控调制解调器的实现方法，其特征是所述模拟信号转换器是高速比较器或宽带运算放大器。

3.一种上述方法实现的扩展的二元相移键控调制解调器，包括调制器和解调器，其特征是，

a、EBPSK调制器，包括正弦波振荡器、反相器和电子开关S；

正弦波振荡器输出频率为f_c的正弦波，分为上、下两路，上面支路直接输出，下面支路经反相器反相输出；两支路连接电子开关S的两输入端，电子开关S选择两支路中任一信号作为输出的EBPSK调制信号；原始的发送信息序列转换为相应的脉冲串，用以所述控制电子开关S的选择；

对于所述脉冲串，仅在数据“1”的起始时刻，高电平，且持续时间为τ；在其它时刻，脉冲串都保持低电平；脉冲串在低电平时，上支路信号为输出信号，反之，下支路信号为输出信号；

b、EBPSK解调器，包括中频放大器、模拟信号转换器和数字冲击滤波器；

所述中频放大器经天线接收信号后，输出的模拟中频信号经模拟信号转换器转换为只有高、低两个电平值的方波信号，这两个电平值分别与数字冲击滤波器输入端的逻辑“1”和“0”相对应，并在冲击滤波器中被分别作为信号的幅度因子+A和-A的数值。

4.根据权利要求3所述的扩展的二元相移键控调制解调器，其特征是所述模拟信号转换器是高速比较器或宽带运算放大器。

5.根据权利要求3所述的扩展的二元相移键控调制解调器，其特征是所述数字冲击滤波器通带内的中心频率处呈现出一个极窄的陷波-选频特性，使得以EBPSK为代表的ABSK调制信号的滤波输出波形在信息调制处，即码元“1”处，产生有区别特征的寄生调幅冲击。

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