CN102739590B - 伪随机序列相位调制的cp-ebpsk通信系统及其通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种伪随机序列相位调制的CP-EBPSK通信系统及其通信方法，以连续相位扩展的二元相移键控调制方式为基础，其包括伪随机序列相位调制的CP-EBPSK调制器及伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器，所述伪随机序列相位调制的CP-EBPSK调制器在原始CP-EBPSK调制器中增加了一个伪随机序列发生器，利用其产生的伪随机数来随机选取Δ的符号；所述伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器包括一冲激滤波器，来突出接收信号的调相信息并消除其极性变化，使得解调性能不受伪随机序列调制的影响。本发明的调制信号占用带宽极窄、干扰低、实现简单、码率适应范围广及使用灵活。

Description

伪随机序列相位调制的CP-EBPSK通信系统及其通信方法

技术领域

本发明属于高频谱利用率数字信息传输的技术领域，涉及数字通信中的信息调制与解调，具体而言涉及一种伪随机序列相位调制的扩展二元相移键控(CP-EBPSK)的通信系统。 

背景技术

高速增长的宽带无线业务需求对无线通信提出了越来越高的要求，直接导致了空中的无线电频率越来越拥挤，特别是随着第三代(3G)和第四代(4G)宽带移动通信网络的发展，较低频段的连续频谱几乎被耗尽。欧洲10MHz频谱20年使用权的拍卖价已高达40亿欧元，而在我国，花钱也难买到最有利的频点和带宽。因此，与能源和水资源一样，频谱也是国家的重要战略资源，最大限度地压缩无线传输频谱具有重要的实际意义和直接的经济效益。而为了在单位频带内高速传输信息，就要尽可能提高频谱利用率(以bps/Hz来考核)，这已成为新一代信息传输系统的核心竞争指标和关键共性技术。 

为了紧缩频谱，我们曾发明一种“连续相位扩展的二元相移键控”(CP-EBPSK：Continue Phase-Extended Binary Phase Shift Keying)调制(见“频谱紧缩的扩展二元相移键控调制和解调方法”，发明专利公开号：CN101582868)，其统一表达式为： 

s₀(t)＝sin ω_ct，0≤t＜T 

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t\&PlusMinus;\mathrm{\&Delta;}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0<\mathrm{\&Delta;}<1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，s₀(t)和s₁(t)分别表示码元“0”和“1”的调制波形，ω_c为调制载波的角频率，0＜Δ＜1为调相指数。可见码元周期T＝2πN/ω_c持续了N≥1个载波周期，“1”码元的调制时间长度持续了K＜N个载波周期，K和N均为整数以保证整周期调制。 

由(1)式可见，CP-EBPSK调制波形具有如下特点： 

1)相位连续，时间波形也连续； 

2)数据“0”的角频率为ω_c，数据“1”的角频率为ω_c±Δω_ccoSω_ct(信号相位ω_ct±Δω_csinω_ct对于时间t的导数)，瞬时频率变化为±Δ·ω_c，是一个有限值，当Δ＜＜1时CP-EBPSK已调波的频谱可望得到紧缩； 

3)如果取τ＝T即可实现单载波周期的调制，从而最高码率在数值上就等于载波频率，带宽达到最宽。随着调制占空比τ/T＝K/N的减小(或调制指数Δ的减小)，则在一定的功率谱密度(PSD：Power Spectrum Density)电平上，CP-EBPSK已调波形的带宽可一直趋于所谓的超窄带(UNB：Ultra Narrow Band)。 

例如，参见图1所示，图1(a)中每个码元周期的载波数为N＝4，调制键控时段载波数K＝2，Δ＝0.5，横坐标表示采样点数，纵坐标表示信号幅度；而图1(b)是当Δ＝0.1时，伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号的功率谱，图中横坐标是频率，单位为MHz，纵坐标为相对幅度，单位为dB，计算功率谱时取了10000个码元。当T内的载波周期数N＝4、键控调制时段τ内的载波周期数K＝2时，(1)式的CP-EBPSK调制波形和功率谱分别如图1(a)和图1(b)所示，其中图1(a) 取Δ＝0.5(否则“0”和“1”差异太小不够醒目)，而1(b)则取Δ＝0.1。具体实现则是：当调制器输入码元“0”时，调制器就选择s₀(t)所示的波形样本输出，反之当输入为码元“1”时，调制器选择s₁(t)所示的波形样本输出，所有码元“1”所对应调制波形的调相指数Δ均相等，且保持不变。 

由图1(b)可见，采用CP-EBPSK调制所得信号的功率谱(例如-50dB以上)将集中在载频(图1为30MHz)附近，其带宽大大减小，更符合传统意义上的“超窄带”。但另一方面也不难看出，图1(b)当Δ＝0.1时伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号的功率谱边带之所以未能达到更严格的低于-60dB的要求，主要是因为其PSD边带中所含有的较高的离散频谱(即线谱)分量。因此，如果能去除或降低伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号功率谱边带中的线谱，即可望进一步降低伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号功率谱的边带电平。 

发明内容

为克服现有技术中存在的不足，本发明的目的在于提供一种伪随机序列相位调制的扩展二元相移键控(CP-EBPSK)的通信系统及其通信方法，该通信系统及其通信方法调制信号占用带宽极窄、干扰低、实现简单、码率适应范围广及使用灵活。 

注意到CP-EBPSK在每个码元“1”的键控调制时段，(1)式中的调相指数Δ要么保持不变，要么交错改变符号(即+Δ或-Δ)，这种规律性是PSD边带中产生线谱分量(对应着时域的周期正弦分量)的根本原因。而如果在发送码元“1”时，让调相指数Δ的符号(即调制极性)随机变化(即随机取+Δ或-Δ)，就可望降低或消除边带 线谱，从而进一步紧缩伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号的功率谱，降低对于相邻信道的干扰，提高频谱利用率。 

因此为解决上述技术问题，实现上述技术效果，本发明通过以下技术方案实现： 

一种伪随机序列相位调制的CP-EBPSK通信系统，以连续相位扩展的二元相移键控调制方式为基础，所述二元相移键控调制方式的表达式如式(1)， 

s₀(t)＝sinω_ct，0≤t＜T 

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t\&PlusMinus;\mathrm{\&Delta;}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0<\mathrm{\&Delta;}<1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中：s₀(t)和s₁(t)分别表示二进制数据“0”和“1”的调制波形，数据位宽度即码元周期T＝2πN/ω_c持续了N≥1个载波周期，ω_c为调制载波的角频率，“1”码元的调制时间长度τ＝2πK/ω持续了K≤N个载波周期，0＜Δ＜1为调相指数；其包括伪随机序列相位调制的CP-EBPSK调制器及伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器，所述伪随机序列相位调制的CP-EBPSK调制器在原始CP-EBPSK调制器中增加了一个伪随机序列发生器，利用其产生的伪随机数来随机选取Δ的符号，即在(1)式中，对于数据“0”的调制不变，而对于数据“1”，则考察该伪随机序列当前随机数的值，若该值为0，则(1)式中取+Δ，若该值为1，则(1)式中取-Δ；所述伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器包括一冲激滤波器，来突出接收信号的调相信息并消除其极性变化，使得解调性能不受伪随机序列相位调制的影响，所述冲击滤波器由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，信号载频高于零点频率但低于所有极点频率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要达到信号载频的10^-3量级。 

一种伪随机序列相位调制的CP-EBPSK通信系统的通信方法，其包括调制方法及解调方法； 

所述调制方法包括以下步骤： 

步骤1)根据式(2)产生三个调制波形的数字样本g₀、g₁₀和g₁₁： 

g₀(t)＝sinω_ct，0≤t＜T 

$g_{10}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t\&PlusMinus;\mathrm{\&Delta;}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0<\mathrm{\&Delta;}<1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.----\left(2\right)$

$g_{11}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t-\mathrm{\&Delta;}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0<\mathrm{\&Delta;}<1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<\end{array}\right.$

保存在只读存储器中，其中，g₀表示信息码元“0”所对应的调制波形样本；g₁₀表示信息码元为“1”且伪随机序列发生器输出为“0”时所对应的调制波形样本；g₁₁表示信息码元为“1”且伪随机序列发生器输出为“1”时所对应的调制波形样本； 

步骤2)在采样时钟的控制下产生伪随机序列； 

步骤3)若发送码元“0”，则直接选择由(2)式产生的g₀作为调制信号样本输出；若发送码元“1”，则必须考察此时伪随机序列发生器产生的随机数：若该随机数为0，则选择(2)式产生的g₁₀所示的调制波形样本输出，若该随机数为1，则选择(2)式产生的g₁₁所示的调制波形样本输出。 

步骤4)利用一个“3选1”的电子开关，在待发送信息序列和伪随机序列的控制下，在调制周期内，分别选通相应的波形样本存储区，而存储区中的波形样本则按照时钟发生器的节拍，经数模转换器转换成伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号输出或发射，如果对于带外衰减要求更苛刻，则还可以在送数模转换器前先对信号样本进行数字滤波； 

所述解调方法包括以下步骤： 

步骤1)从天线接收到的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号经过前置放大后，与来自压控振荡器的本振信号通过混频器相乘进行下变频，得到中频后分为两路输出：一路经过中频放大后直接经模数转换器转换为数字中频信号后，提供给伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器；另一路经过M分频后送给鉴相器，以便与参考晶振的信号进行相位比较，其误差信号经低通滤波后控制压控振荡器的频率，并最终使下变频所得到的中频频率严格地锁定在参考晶振信号频率的M(M为大于1的整数)倍频上，实现载波同步； 

步骤2)将同一个参考晶振的信号送给第二时钟发生器，为伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器各功能模块提供频率严格为中频频率整数倍的采样脉冲和系统时钟，实现采样同步； 

步骤3)对于经模数转换器转换后的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK数字中频信号，利用冲击滤波器进行信噪比增强并将相位跳变转换为寄生调幅后，即可直接检测“0”和“1”，最后通过位同步模块发送信息序列。 

本发明具有以下有益效果： 

1)调制信号占用带宽极窄。由于CP-EBPSK调制本身在键控时段相位变化是连续的，因而能量主要集中在载频附近；本发明引入伪随机序列调相后又去除了大部分线谱，因而调制信号占用带宽更窄，具有很高的频谱利用率，更接近传统意义上的“超窄带”，更适合在带宽受限型信道发挥优势。 

2)干扰低。由于本发明的信号残留线谱的能量降低了两个数量级，因而对于邻近频道的干扰更小。 

3)实现简单。伪随机序列相位调制的CP-EBPSK调制解调器与CP-EBPSK调制解调器相比，实现上的区别仅在于发射端增加了一个 伪随机序列发生器，而实际上通常的数字通信发送端本身都自带一个伪随机序列发生器，用于对发送数据加扰以消除数据中连续出现的“0”或“1”，因而这两个伪随机序列发生器可合二为一；而接收端可直接沿用原CP-EBPSK基于数字冲击滤波器的解调方案，实现非常方便。 

4)码率适应范围广。该调制解调器不仅适用于低码率，也适用于信息码率在数值上等于发射载波频率的高码率情况。 

5)使用灵活。由于其带宽在传统意义上超窄，不仅有利于从底层减少频谱资源占用，而且与认知无线电(CR：Cognitive Radio)技术相结合后，可以“见缝插针”地充分利用和动态管理频谱缝隙甚至破碎的不连续频谱，从顶层用好公共资源。 

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。 

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中： 

图1(a)是伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号时域波形；图1(b)是当Δ＝0.1时，伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号的功率谱。 

图2(a)是本发明的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号时域波形；图2(b)是当Δ＝0.1时，本发明的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号的功率谱。 

图3是本发明的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK的调制系统框图。 

图4是本发明的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK的解调系统框图。 

图5(a)是本发明的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调系统所用冲击滤波器的整体频率响应；图5(b)本发明的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调系统所用冲击滤波器的局部的幅频和相频特性。 

图6是本发明伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调系统所用冲击滤波器的实施效果图。 

图7是三种调制方式的解调误码率比较图。 

具体实施方式

下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。 

一种伪随机序列相位调制的CP-EBPSK通信系统，以连续相位扩展的二元相移键控调制方式为基础，所述二元相移键控调制方式的表达式如式(1)， 

S₀(t)＝sinω_ct，        0≤t＜T 

$s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t\&PlusMinus;\mathrm{\&Delta;}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0<\mathrm{\&Delta;}<1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中：s₀(t)和s₁(t)分别表示二进制数据“0”和“1”的调制波形，数据位宽度即码元周期T＝2πN/ω_c持续了N≥1个载波周期，ω_c为调制载波的角频率，“1”码元的调制时间长度τ＝2πK/ω持续了K≤N个载波周期，0＜Δ＜1为调相指数； 

其包括伪随机序列相位调制的CP-EBPSK调制器及伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器，其特征在于： 

3)所述伪随机序列相位调制的CP-EBPSK调制器包括一伪随机序列发生器，利用其产生的伪随机数来随机选取Δ的符号，即在(1)式中，对于数据“0”的调制不变，而对于数据“1”，则考察该伪随机序列当前随机数的值，若该值为0，则(1)式中取+Δ，若该值为1，则(1)式中取-Δ； 

4)所述伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器包括一冲激滤波器，来突出接收信号的调相信息并消除其极性变化，使得解调性能不受伪随机序列相位调制的影响，所述冲击滤波器由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，信号载频高于零点频率但低于所有极点频率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要达到信号载频的10^-3量级。 

进一步的，参见图3所示，所述伪随机序列相位调制的CP-EBPSK调制器包括：包括一用于接收信息序列的波形样本模块1，所述波形样本模块1包括只读存储器和多路选择器，所述波形样本模块1连接一数字滤波模块2，所述数字滤波模块2连接一用于发射伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号的数模转换器3；还包括第一时钟发生器4，所述第一时钟发生器4分别连接所述波形样本模块1、数字滤波模块2和数模转换器3；还包括一伪随机序列发生器5，所述伪随机序列发生器5连接有所述波形样本模块1，所述时钟发生器4还连接所述伪随机序列发生器5。 

进一步的，参见图4所示，所述伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器包括：一用于接收伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号的天线1，所述天线1连接一前置放大模块2，所述前置放大模块2连接一混频器3，所述混频器3连接一中频放大模块4，所述中频放大模块4连接一2分频模块5，所述2分频模块5连接一可输出参考鉴相的鉴 相器6，所述鉴相器6连接一低通滤波波模块5；还包括一用于产生本振信号的压控振荡器8，所述低通滤波波模块5连接所述压控振荡器8，所述压控振荡器8连接所述混频器3；所述中频放大模块4还连接一模数转换器9，所述模数转换器9连接一冲击滤波器10，所述冲击滤波器10连接一检查判决模块11，所述检查判决模块11连接一用于输出信息序列的位同步模块12；还包括第二时钟发生器13，所述第二时钟发生器13分别连接所述模数转换器9、冲击滤波器10、检查判决模块11以及位同步模块12；还包括一10MHz参考晶振14，所述10MHz参考晶振14分别连接所述鉴相器6和第二时钟发生器13。 

一种伪随机序列相位调制的CP-EBPSK通信系统的通信方法，其包括调制方法及解调方法； 

1、调制方法 

参见图3所示，为本发明的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK的调制系统框图，由信息序列和伪随机序列发生器产生的伪随机序列在时钟发生器的控制下选择相应的波形样本输出，图中的波形样本模块包括只读存储器(ROM)和多路选择器(MUX)的功能。 

ROM里面存储三种波形样本： 

g₀：信息码元“0”所对应的调制波形样本(此时与伪随机序列发生器无关)； 

g₁₀：信息码元为“1”且伪随机序列发生器输出为“0”时所对应的调制波形样本； 

g₁₁：信息码元为“1”且伪随机序列发生器输出为“1”时所对应的调制波形样本。 

通过信息序列和伪随机序列两路信号在时钟发生器的控制下由MUX选择相应的波形样本输出。 

1)根据下式(2)产生三个调制波形的数字样本g₀、g₁₀和g₁₁： 

g₀(t)＝sinω_ct，0≤t＜T 

$g_{10}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&Delta;}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0<\mathrm{\&Delta;}<1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.---\left(2\right)$

$g_{11}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&Delta;}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0<\mathrm{\&Delta;}<1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.$

保存在ROM中。 

2)在采样时钟的控制下产生伪随机序列。 

3)若发送码元“0”，则直接选择由(2)式产生的g₀作为调制信号样本输出；若发送码元“1”，则必须考察此时伪随机序列发生器产生的随机数：若该随机数为0，则选择(2)式产生的g₁₀所示的调制波形样本输出，若该随机数为1，则选择(2)式产生的g₁₁所示的调制波形样本输出。 

4)利用一个“3选1”的电子开关(即MUX)，在待发送信息序列和伪随机序列的控制下，在调制周期T内，分别选通相应的波形样本存储区；而存储区中的波形样本，则按照时钟发生器的节拍，经数模转换器(DAC)转换成调制后的高频模拟信号(即伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号)输出或发射；如果对于带外衰减要求更苛刻，则还可以在送DAC前先对信号样本进行数字滤波，如图3所示； 

参见图2所示，图2(a)是伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号时域波形，与图1(a)相同，其中每个码元周期的载波数为N＝4，调制键控时段载波数K＝2，Δ＝0.5，横坐标表示采样点数，纵坐标表示信号幅度；而图2(b)则是当Δ＝0.1时，伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号的功率谱，图中横坐标是频率，单位为MHz，纵坐标为相对幅度，单位为dB，计算功率谱时取了10000个码元。因此实际上，通常通信发射机输出级都带有模拟带通滤波器，对于进一步成形像图2(b) 这样能量高度集中的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号功率谱，已足够。 

2、解调方法 

参见图4所示，为本发明的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK的解调系统框图，是一个完整的在400MHz频段实现的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK接收机框图，其工作原理如下： 

1)从天线接收到的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号经过前置放大后，与来自压控振荡器(VCO)的本振信号通过混频器相乘进行下变频，得到20MHz中频后分为两路输出：一路经过中频放大后直接经模数转换器(ADC)按照120Msps的采样率和14位的量化精度转换为数字中频信号后，提供给伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器；另一路经过2分频后送给鉴相器(PD)，以便与10MHz参考晶振的信号进行相位比较，其误差信号经低通滤波(LF)后控制压控振荡器的频率，并最终使下变频所得到的20MHz中频严格地锁定在10MHz参考晶振的信号的2倍频上，即经过这一模拟锁相环(PLL)实现了伪随机序列相位调制的CP-EBPSK接收信号的载波同步。由于伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号中本身就含有很强的正弦载波分量，故十分有利于PLL的锁定。 

2)将同一个10MHz参考晶振的信号送给时钟发生器，就可为伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器各功能模块提供频率严格为20MHz中频整数倍的采样脉冲和系统时钟，即实现了接收机的采样同步。 

3)对于经14位模数转换器转换后的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK数字中频信号，利用冲击滤波器进行信噪比增强并将相位跳变转换为寄生调幅后，即可直接检测“0”和“1”，无需再转换到 基带处理。对于“0”、“1”信息的检测采用经典的检测判决，如门限判决或积分判决均可，最后通过位同步模块发送信息序列，而位同步则是数字通信接收机的基本步骤和成熟技术。 

3、冲击滤波器 

冲击滤波器是一种特殊的无限冲激响应(IIR)的窄带数字带通滤波器，由谐振频率非常靠近的一对共轭零点和至少两对共轭极点(本实施例中将一对共轭零点或极点均称为一个零点或极点)构成，在其通带内呈现出一个极窄的陷波-选频特性，如图5(a)所示。陷波特性取决于零点，将该零点取在Z平面的单位圆上可将其陷波作用发挥到极致；选频特性取决于所有极点的综合作用，由于极点取在单位圆上会不稳定，故为了得到更尖锐的选频效果，可选择所有极点的频率都非常靠近甚至重合，以形成幅频特性曲线上的单峰。要求零点的频率靠近且低于所有极点的频率，而信号的载波频率则位于滤波器的零点频率和极点频率之间，大约处在滤波器幅频特性曲线(图5(b)中的实线)谷点与峰值的中间，从图5(b)所示展宽的滤波器局部特性来看，即选在滤波器幅频特性曲线谷-峰之间与相频特性曲线(虚线)的交点附近。图5(b)上谷点频率(即零点频率)与峰值频率(对于重极点即为极点频率，而对于非重极点则近似为其矢量和的频率)的靠近程度，至少要达到信号载频的10-3量级(图5达到了10-4量级)。图4中示例的是一个按照上述原则所设计的单零点-3极点冲击滤波器，其传递函数为： 

$H\left(z\right)=\frac{1-1.618092409933249.z^{-1}+z^{-2}}{1-a_1.z^{-1}-a_2.z^{-2}-a_3.z^{-3}-a_4.z^{-4}-a_5.z^{-5}-a_6.z^{-6}}---\left(3\right)$

而式中数字冲击滤波器极点的系数取为： 

a₁＝-4.4487641635087289，a₂＝9.1143117046902233，a₃＝-10.714469963056477， a₄＝7.6230327442634893，a₅＝-3.1122694200491399，a₆＝0.58516647896211305； 

其对于本实施例中所提出的本发明伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调系统所用冲击滤波器的实施效果图如图6所示，可见其与原始的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号类似，通过冲击滤波器后的输出波形绝对值中，在信息调制(对应于“1”的起始)处仍能产生寄生调幅冲击，采用简单的门限判决即可使伪随机序列相位调制的CP-EBPSK调制信息得以解调。 

4、性能仿真 

不采用任何信道编码，在30MHz载频、加性高斯白噪声(AWGN)信道、发射机无额外的带通成形滤波、接收机ADC采样率300Msps且固定误码率为10^-4、调相指数Δ＝0.1且键控调制时段τ内的载波数K＝2时，按照码率＝载频/N＝30MHz/N分别选取了500kbps和2Mbps两种码率，仿真表明所需的解调信噪比分别为33.8dB和34.2dB。又由于“带宽”标准的多样化，故分别按照99％功率带宽(即包含了99％功率时的信号带宽)和-60dB带宽(即PSD边带均低于-60dB时的信号带宽)进行了仿真计算，结果如下： 

1)500kbps码率： 

99％功率带宽为143Hz，频谱利用率为3494bps/Hz； 

-60dB功率带宽为4260Hz，频谱利用率为117bps/Hz； 

2)2Mkbps码率： 

99％功率带宽为215Hz，频谱利用率为9320bps/Hz； 

-60dB功率带宽为8080Hz，频谱利用率为248bps/Hz。 

本实施例表明，由于伪随机序列相位调制的CP-EBPSK通信系统发送端的波形设计和接收端的冲击滤波，使之不仅保留了原CP-EBPSK调制的所有优点和解调性能，如图7所示，还大幅度降低 了调制边带的线谱成分，得到了超过100bps/Hz的频谱利用率。如果与信道编码相结合，还可望进一步降低解调所需的信噪比，尤其适于带宽受限但功率相对富裕的场合(如广播)率先应用。 

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。 

Claims (5)

1.伪随机序列相位调制的CP-EBPSK通信系统，以连续相位扩展的二元相移键控调制方式为基础，所述二元相移键控调制方式的表达式如式(1)，

$\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{s}_0\left(t\right)=\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<T\end{array}\\ s_1\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t\&PlusMinus;\mathrm{\&Delta;}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0<\mathrm{\&Delta;}<1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array},\right.\end{array}---\left(1\right)$

式中：s₀(t)和s₁(t)分别表示二进制数据“0”和“1”的调制波形，数据位宽度即码元周期T＝2πN/ω_c持续了N≥1个载波周期，ω_c为调制载波的角频率，“1”码元的调制时间长度τ＝2πK/ω持续了K≤N个载波周期，0＜Δ＜1为调相指数；

其包括伪随机序列相位调制的CP-EBPSK调制器及伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器，其特征在于：

1)所述伪随机序列相位调制的CP-EBPSK调制器包括一伪随机序列发生器，利用其产生的伪随机数来随机选取Δ的符号，即在(1)式中，对于数据“0”的调制不变，而对于数据“1”，则考察该伪随机序列当前随机数的值，若该值为0，则(1)式中取+Δ，若该值为1，则(1)式中取-Δ；

2)所述伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器包括一冲击滤波器，来突出接收信号的调相信息并消除其极性变化，使得解调性能不受伪随机序列相位调制的影响，所述冲击滤波器由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，信号载频高于零点频率但低于所有极点频率，而零点频率与极点频率的靠近程度，至少要达到信号载频的10^-3量级。

2.根据权利要求1所述的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK通信系统，其特征在于，所述伪随机序列相位调制的CP-EBPSK调制器包括：包括一用于接收信息序列的波形样本模块(1)，所述波形样本模块(1)包括只读存储器和多路选择器，所述波形样本模块(1)连接一数字滤波模块(2)，所述数字滤波模块(2)连接一用于发射伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号的数模转换器(3)；还包括第一时钟发生器(4)，所述第一时钟发生器(4)分别连接所述波形样本模块(1)、数字滤波模块(2)和数模转换器(3)；还包括一伪随机序列发生器(5)，所述伪随机序列发生器(5)连接有所述波形样本模块(1)，所述第一时钟发生器(4)还连接所述伪随机序列发生器(5)。

3.根据权利要求1所述的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK通信系统，其特征在于，所述伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器包括：一用于接收伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号的天线(1)，所述天线(1)连接一前置放大模块(2)，所述前置放大模块(2)连接一混频器(3)，所述混频器(3)连接一中频放大模块(4)，所述中频放大模块(4)连接一M分频模块(5)，所述M分频模块(5)连接一可输出参考鉴相的鉴相器(6)，所述鉴相器(6)连接一低通滤波模块(5)；还包括一用于产生本振信号的压控振荡器(8)，所述低通滤波模块(5)连接所述压控振荡器(8)，所述压控振荡器(8)连接所述混频器(3)；所述中频放大模块(4)还连接一模数转换器(9)，所述模数转换器(9)连接一冲击滤波器(10)，所述冲击滤波器(10)连接一检查判决模块(11)，所述检查判决模块(11)连接一用于输出信息序列的位同步模块(12)；还包括第二时钟发生器(13)，所述第二时钟发生器(13)分别连接所述模数转换器(9)、冲击滤波器(10)、检查判决模块(11)以及位同步模块(12)；还包括一参考晶振(14)，所述参考晶振(14)分别连接所述鉴相器(6)和第二时钟发生器(13)。

4.根据权利要求1或2或3所示的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK通信系统的通信方法，包括调制方法及解调方法，其特征在于，所述调制方法包括以下步骤：

步骤1)根据下式(2)产生三个调制波形的数字样本g₀、g₁₀和g₁₁：

$\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{g}_0\left(t\right)=\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\end{array},\&le;t<T\\ g_{10}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\mathrm{\&Delta;si}{\mathrm{\&omega;}}_{c}t),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0<\mathrm{\&Delta;}<1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.\\ g_{11}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sin ({\mathrm{\&omega;}}_{c}t-\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t),& 0\&le;t<\mathrm{\&tau;},0<\mathrm{\&Delta;}<1\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0<\mathrm{\&tau;}\&le;t<T\end{array}\right.\end{array}---\left(2\right)$

保存在只读存储器中，其中，g₀表示信息码元“0”所对应的调制波形样本；g₁₀表示信息码元为“1”且伪随机序列发生器输出为“0”时所对应的调制波形样本；g₁₁表示信息码元为“1”且伪随机序列发生器输出为“1”时所对应的调制波形样本；

步骤2)在采样时钟的控制下产生伪随机序列；

步骤3)若发送码元“0”，则直接选择由(2)式产生的g₀作为调制信号样本输出；若发送码元“1”，则必须考察此时伪随机序列发生器产生的随机数：若该随机数为0，则选择(2)式产生的g₁₀所示的调制波形样本输出，若该随机数为1，则选择(2)式产生的g₁₁所示的调制波形样本输出；

步骤4)利用一个“3选1”的电子开关，在待发送的信息序列和伪随机序列的控制下，在调制周期内，分别选通相应的波形样本的只读存储器，该只读存储器中的波形样本则按照第一时钟发生器的节拍，经数模转换器转换成伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号输出或发射；

所述解调方法包括以下步骤：

步骤1)从天线接收到的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK信号经过前置放大后，与来自压控振荡器的本振信号通过混频器相乘进行下变频，得到中频后分为两路输出：一路经过中频放大后直接经模数转换器转换为数字中频信号后，提供给伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器；另一路经过M分频后送给鉴相器，以便与参考晶振的信号进行相位比较，其误差信号经低通滤波后控制压控振荡器的频率，并最终使下变频所得到的中频严格地锁定在参考晶振的信号的M倍频上，M是大于1的整数，实现载波同步；

步骤2)将同一个参考晶振的信号送给第二时钟发生器，为伪随机序列相位调制的CP-EBPSK解调器各功能模块提供频率严格为中频频率M倍的采样脉冲和系统时钟，实现采样同步；

步骤3)对于经模数转换器转换后的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK数字中频信号，利用冲击滤波器进行信噪比增强并将相位跳变转换为寄生调幅后，即可直接检测“0”和“1”，最后通过位同步模块发送信息序列。

5.根据权利要求4所述的伪随机序列相位调制的CP-EBPSK通信系统的通信方法，其特征在于：对于“0”、“1”信息的检测判决采用门限判决或积分判决。