CN103139123B - 基于位置信息的mppsk解调方法 - Google Patents

Abstract

一种基于位置信息的MPPSK解调方法，以MPPSK调制的简化表达式为基础，<maths num="0001"></maths>；式中，ω_c为调制载波的角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子，由r_g和整数M、N、K构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”；该方法基于冲击滤波器，具体方法如下：1)初始发送多个符号“1”的MPPSK调制信号用于过渡冲击滤波器的初始振荡和位置原点的定位与确认；2)完成位置原点的定位后，通过确定冲击所在的位置，计算出该位置信息所对应的解调符号；3)反馈解调符号所对应的理论位置信息，实现位置原点的动态调整，最终实现MPPSK信号的解调。该方法性能受多进制数M的影响较小，无需位同步时钟也可完成解调。

Description

基于位置信息的MPPSK解调方法

技术领域

本发明涉及数字通信解调技术，属于通信系统实现的技术领域，具体的说，涉及一种基于位置信息的多元位置相移键控(MPPSK)解调方法。

背景技术

对于传输频带的利用率(以bps/Hz表示，但严格地说，应该是扣除信道编码后的信息速率或“净”码率)和发射能量的利用率(通常用单位发射功率(W)度量，或等效地以接收信噪比(SNR)来考核)是任何信息传输系统的基础性关键技术指标，但二者难以两全。公知的典型例子就是扩频通信体制以牺牲频谱利用率和系统简单性来换取能量利用率和抗干扰性能的提高。与之相反，进展中的缩频通信体制则以能量利用率的降低来换取频谱利用率的提高和系统实现的简化。因此，信息传输系统的综合效率可用bps/Hz/SNR来更全面地考核。该综合效率的提高对于缓解频谱资源紧缺和实现节能环保，具有重要的实际意义和直接的经济效益。

多元位置相移键控(MPPSK：M-aryPositionPhaseShiftKeying)综合效率高，其调制解调系统得到了大量研究。MPPSK的解调主要基于冲击滤波器后，多路位同步时钟的延时和对应判决结果的叠加来实现。该方法会消耗大量硬件资源，多路判断再叠加的判决方法也加大了误判的概率，更为重要的是该方法受多进制数M的影响较大，不适用与多进制数M较大的情况。。

1、MPPSK调制

通信中的二元数字调制，可以通过利用二进制信息码元“0”或“1”直接改变(通常称之为“偏移键控”)正弦载波的某个参数(如幅度、频率、相位等)来实现，相应地得到二元(二进制)的幅移键控(2-ASK)、频移键控(2-FSK)和相移键控(2-PSK)调制信号，这几种调制方式的键控时段τ就是其码元周期T，缺乏必要的保护间隔以应对多径信道和码间干扰，故我们将其扩展到0＜τ＜T的情形，从而得到了一大类“不对称二元偏移键控”(ABSK：AsymmetryBinaryShiftKeying)调制(见“统一的正交二元偏移健控调制和解调方法”，专利号：ZL200710025203.6)。进一步，如果每个符号的调制过程发生在载波信号的不同时间位置，还可得到频谱利用率更高的多元(即多进制)偏移键控调制。基于此，我们曾发明了“多元位置相移键控调制和解调方法”(发明专利号：ZL200710025202.1)，利用多元信息符号对正弦载波的不同相位跳变位置进行相移键控。为了简单，本发明中恒取相位调制角度θ＝π，则在一个码元周期T＝NT内发送M≥2种数据符号k＝0，1，…，M-1的调制波形可具体表示为：

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& k=0\\ \left\{\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\\ -\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t\&le;(k-1){\mathrm{KT}}_c,\\ (k-1){\mathrm{KT}}_c<t<{(k-r_g)\mathrm{KT}}_c,\\ (k-r_g){\mathrm{KT}}_c\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,\end{array}& \begin{array}{c}\\ 1\&le;k\&le;M-1\\ \end{array}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，ω_c为调制载波的角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子，由r_g和整数M、N、K构成了改变MPPSK信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”。

(1)式的一个重要特例是当M＝2且r_g＝0时：

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& k=0\\ \left\{\begin{array}{c}-\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t<{\mathrm{KT}}_c,\\ {\mathrm{KT}}_c\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,\end{array}k=1& \end{array}\right.---\left(2\right)$

可见(2)式中码元“0”和“1”的调制区间分别为T＝NT_c和τ＝KT_c且0＜τ＜T(或1≤K＜N)，是扩展的二元相移键控(EBPSK：ExtendedBinaryPhaseShiftKeying)调制的一种简单特例(见“一种统一的二元正交偏移键控调制和解调方法”，发明专利号：ZL200710025203.6)，其仅在码元“1”的起始处有K个载波周期的反相，其余各处以及码元“0”均为连续的正弦波，因而是一种不对称调相，又称反相调制(PRM：PhaseReversalModulation)。如果τ＝T，则PRM即为经典的BPSK(或2-PSK)调制。

2、MPPSK解调

为了提高频谱利用率，MPPSK调制信号的“0”码元与“非0”码元在时域上的差异很小，而在解调器中为了突出这一差异，我们使用一种被称为“冲击滤波器”的特殊滤波器。冲击滤波器既可以是数字化的滤波器(发明专利申请“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”，申请号：200910029875.3，公开号：CN101599754)，也可以是模拟冲击滤波器(发明专利申请“一种不对称二元调制信号接收机”，申请号：201110165155.7)。数字化冲击滤波器利于芯片设计与系统集成，模拟冲击滤波器不受数字器件(如ADC，数字处理器)等限制，能适用于更高的频率和提供更好的性能。因此，数字冲击滤波器和模拟冲击滤波器具有较好的互补性。

数字冲击滤波器是一种特殊的无限冲激响应(IIR)数字滤波器，可以突出MPPSK/EBPSK调制信号的相位跳变。该滤波器由一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，零点频率低于所有极点频率，而零点频率和极点频率的靠近程度不劣于位于零点频率和极点频率之间的信号载频的10^-3数量级，从而在其通带内的中心频率处呈现出一个如图1(a)所示的极窄的陷波-选频特性，使得不对称键控调制信号的滤波输出波形在“非0”码元的信息调制处，产生明显而强烈的寄生调幅冲击如图1(b)所示，从而大幅提升了滤波输出的信噪比。基于数字冲击滤波器的MPPSK解调器结构如图2所示。

由于数字冲击滤波器的极点受IIR滤波器稳定性的要求不能太靠近z-平面上的单位圆因而品质因数(Q值)不高，而且解调性能受过采样率的影响较大，因此又依据“一种不对称二元调制信号接收机”(发明专利申请号：201110165155.7)设计了性能更好的模拟冲击滤波器，并采用幅频特性如图1(c)的石英晶体加以实现。从图1(d)可见晶体冲击滤波器在PRM信号信息调制处的响应是峰值更高的幅度过冲，因而具有更高的信噪比提升。基于模拟冲击滤波器的模数混合MPPSK解调器结构如图3所示。

从这两种解调器结构可以看出，MPPSK的位同步和判决是基于对位同步时钟进行不同的延时，然后在各路位同步时钟下对各个位置进行判决叠加而得到最终的判决结果，位同步/判决模块的结构框图如图4所示。硕士论文《应鹏魁.高效通信系统仿真，南京：东南大学信息科学与工程学院，2012》，分析认为该判决方式叠加各支路的判决结果后可能形成错误码元，甚至是信源集合中并不存在的码元，提出了一种改进的简化的带优先级的判决方法。事实上，基于位同步延时并判决的方法在多进制数M较大时的也有比较严重的缺陷。随着M增大，对各路位同步时钟的延时会消耗大量的硬件资源，更为严重的是，由于该方法只对第一路位同步时钟进行调整，然后对第一路位同步时钟进行延时得到其他各路的位同步时钟，当M增大时，该方法位同步时钟的调整频率降低，调整的时间间隔变长，可能导致位同步在调整前已经偏离太多而导致判决错误。

发明内容

为克服现有技术的缺点，本发明旨在提供了一种基于位置信息的多元位置相移键控(MPPSK)解调方法，该方法能较好地适用于多进制数M较大的MPPSK调制信号，甚至可以不需位同步时钟也可完成解调。

为解决上述技术问题，本发明通过以下技术方案实现：

一种基于位置信息的MPPSK解调方法，以MPPSK调制的简化表达式为基础，

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& k=0\\ \left\{\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\\ -\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t\&le;(k-1){\mathrm{KT}}_c,\\ (k-1){\mathrm{KT}}_c<t<{(k-r_g)\mathrm{KT}}_c,\\ (k-r_g){\mathrm{KT}}_c\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,\end{array}& \begin{array}{c}\\ 1\&le;k\&le;M-1\\ \end{array}\end{array}\right.$

；所述MPPSK解调方法基于冲击滤波器，具体方法如下：

步骤1)初始发送多个符号“1”的MPPSK调制信号用于过渡冲击滤波器的初始振荡和位置原点的定位与确认；

步骤2)完成位置原点的定位后，通过确定冲击所在的位置，计算出该位置信息所对应的解调符号；

步骤3)反馈所述解调符号所对应的理论位置信息，实现位置原点的动态调整，最终实现MPPSK信号的解调。

优选的，所述冲击滤波器为模拟冲击滤波器，所述MPPSK调制信号经过所述模拟冲击滤波器后，相位跳变转变为寄生调幅，之后可以直接对所述模拟冲击滤波器输出取绝对值、低通或带通滤波后再使用模数转换器将冲击包络数字化；也可先通过锁相环或窄带滤波器滤出载波，将所述模拟冲击滤波器输出与滤出的载波相干后再进行低通或带通滤波，然后使用模数转换器将冲击包络数字化。

优选的，所述冲击滤波器为数字冲击滤波器，所述MPPSK调制信号先经过模数转换器数字化后，所述数字冲击滤波器将所述MPPSK调制信号的相位跳变转变为寄生调幅，之后可以对所述数字冲击滤波器输出取绝对值、低通或带通滤波得到冲击包络；还可使用数字窄带滤波器滤出载波，将所述数字冲击滤波器输出与滤出的载波相干后再进行低通或带通滤波得到冲击包络。

进一步的，将所得的冲击包络送入求和窗判断是否有冲击，如果有冲击并且还未进行原点定位，计数器开始计数并将计数结果用于原点定位，一旦原点定位完成，则开始进行解调符号的判断，并将当前码元的位置信息反馈到计数器中。

进一步的，利用FIFO数据缓存器将判决的解调符号进行同步。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1、无需大量的延时，从而减少了对硬件资源的需求；

2、只对当前位置的冲击进行判断即可完成解调，避免了多路判决错误概率的累加；

3、适用范围更广。由于在每一个冲击处都能实现调整，使得基于位置信息的MPPSK解调方法能更好的适用于M较大的情况。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1(a)是单零点-4极点数字冲击滤波器的幅频特性，图1(b)是其对于PRM信号叠加高斯白噪声(SNR＝0dB)的输出波形；图1(c)是10MHz晶体冲击滤波器的幅频特性，图1(d)是其对于占空比为2∶10的PRM信号的输出波形。

图2是现用的基于数字冲击滤波器的EBPSK锁相接收机的总体方框图，其中数字解调器采用ADC将下变频后的模拟中频信号转化为数字信号。如果是接收MPPSK调制信号，则将其中的位同步/判决模块展开成图4。

图3是现用的基于模拟冲击滤波器的EBPSK模数混合锁相接收机的总体方框图。如果是接收MPPSK调制信号，则将其中的位同步/判决模块展开成图4。

图4是图2、图3所示接收机解调MPPSK信号时位同步/判决模块的展开框图。

图5是M＝256时，冲击所在的位置与符号之间的示意图，图中用●来表示相应符号冲击所在的位置。

图6是采用模拟冲击滤波器并基于位置信息的MPPSK解调框图，包络提取是基于绝对值和低通或带通滤波。

图7是采用模拟冲击滤波器并基于位置信息的MPPSK解调框图，包络提取是基于相干和低通或带通滤波。

图8是采用数字冲击滤波器并基于位置信息的MPPSK解调框图，包络提取是基于绝对值和低通或带通滤波。

图9是采用数字冲击滤波器并基于位置信息的MPPSK解调框图，包络提取是基于相干和低通或带通滤波。

图10是全数字MPPSK调制器的具体实施框图。

图11是模拟MPPSK调制器的具体实施框图。

图12是本发明具体实施效果图。图12(a)是载频f_c＝10MHz，码元宽度N＝2000，跳变周期数K＝3，保护间隔为4，系统采样率为120MHz的MPPSK调制波形，图12(b)是数字冲击滤波器输出，图12(c)是绝对值后的输出，图12(d)是低通滤波后取得的包络输出。

图13是本发明具体实施效果图。图13(a)和图13(b)分别是求和窗1和求和窗2的输出，图13(c)是冲击判断模块输出，图13(d)是计数器输出，图13(e)为解调的未同步的符号。

图14是本发明具体实施效果图。图14(a)为发送符号，图14(b)为同步后的判决输出符号。

具体实施方式

下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。

参见图6、7、8、9所示，一种基于位置信息的MPPSK解调方法，以MPPSK调制的简化表达式为基础，

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& k=0\\ \left\{\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\\ -\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\\ \sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t\&le;(k-1){\mathrm{KT}}_c,\\ (k-1){\mathrm{KT}}_c<t<{(k-r_g)\mathrm{KT}}_c,\\ (k-r_g){\mathrm{KT}}_c\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,\end{array}& \begin{array}{c}\\ 1\&le;k\&le;M-1\\ \end{array}\end{array}\right.$

；式中，ω_c为调制载波的角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子，由r_g和整数M、N、K构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”；所述MPPSK解调方法基于冲击滤波器，具体方法如下：

步骤1)初始发送多个符号“1”的MPPSK调制信号用于过渡冲击滤波器的初始振荡和位置原点的定位与确认；

步骤2)完成位置原点的定位后，通过确定冲击所在的位置，计算出该位置信息所对应的解调符号；

步骤3)反馈所述解调符号所对应的理论位置信息，实现位置原点的动态调整，最终实现MPPSK信号的解调。

优选的，所述冲击滤波器为模拟冲击滤波器，所述MPPSK调制信号经过所述模拟冲击滤波器后，相位跳变转变为寄生调幅，之后可以直接对所述模拟冲击滤波器输出取绝对值、低通或带通滤波后再使用模数转换器将冲击包络数字化(如图6所示)；也可先通过锁相环或窄带滤波器滤出载波，将所述模拟冲击滤波器输出与滤出的载波相干后再进行低通或带通滤波，然后使用模数转换器将冲击包络数字化(如图7所示)。

优选的，所述冲击滤波器为数字冲击滤波器，所述MPPSK调制信号先经过模数转换器数字化后，所述数字冲击滤波器将所述MPPSK调制信号的相位跳变转变为寄生调幅，之后可以对所述数字冲击滤波器输出取绝对值、低通或带通滤波得到冲击包络(如图8所示)；还可使用数字窄带滤波器滤出载波，将所述数字冲击滤波器输出与滤出的载波相干后再进行低通或带通滤波得到冲击包络(如图9所示)。

进一步的，将所得的冲击包络送入求和窗判断是否有冲击，如果有冲击并且还未进行原点定位，计数器开始计数并将计数结果用于原点定位，一旦原点定位完成，则开始进行解调符号的判断，并将当前码元的位置信息反馈到计数器中。

进一步的，利用FIFO数据缓存器将判决的解调符号进行同步。

本实施例的工作原理如下：

根据MPPSK调制信号波形的特征，分析位置信息与符号信息之间的关系。

以M＝256为例，冲击所在的位置与符号之间的示意图如图5所示。图5中用●来表示相应符号冲击所在的位置，如果以符号“1”的位置作为原点(即位置起点)，那么每一个符号出现冲击的位置相对于原点处是固定的。设跳变与保护周期数为K，系统采样倍数为A，整个符号包含的载波周期数为N，以采样点数来量化位置，则相邻符号间的位置差S＝KA，符号Symbol与冲击所在位置P可表示为P＝(Symbol-1)KA，那么理论上Symbol＝P/(KA)+1，由于MPPSK调制包含未填满的载波周期，该部分的载波周期数对应的采样点数Sr＝(N-(M-1)K)A。注意到发送的任何两个符号间必然包含这部分采样点，因此我们需要减去这部分采样点数，则得到一个符号的位置为P＝S_xy-Sr，这样就直接通过位置信息与符号间的关系计算得到码元Symbol＝P/(KA)+1，并根据所测得的位置信息动态调整位置原点。例如，当原点位置确定后，计数器counter从原点开始出计数，直到碰到下一个冲击，假如为S11，那么理论上(S11-Sr)/S＝P/S＝255，余数为0，Symbol＝(S11-Sr)/S+1＝255+1＝1(8为表示)，由于实际系统的影响可能不能整除，但可以通过余数判断该符号是“1”还是“255”。例如，P/(KA)＝254，余数大于S/2，就可以判断该符号是“1”，否则该符号为“255”；当完成当前符号的判断后，将该符号的理论位置信息加到counter中并重新计数来实现调整，如此往复实现解调，如果计数器的值大于2*N*A，则必有码元0出现，就可以判断Symbol＝“0”，并且将counter减去N*A。又如图5中的S42，由于计数器得到的S42包括了虚线箭头部分(因为前面已经将该判断出的符号的理论位置信息加到了计数器中)，那么理论上Symbol＝(S42-Sr)/S+1＝256+1＝“2”，同理S31可以判断出符号“1”。

1、MPPSK调制器

图10是本实施例使用的MPPSK发射机的具体实现框图，其中调制器(除了上变频器和功率放大器以外的模块)采用全数字化实施，被选中的调制波形数字样本由数模转换器(DAC)直接转换成模拟的已调信号输出。其最显著的优点就是具有很强的灵活性，然而，它也存在很大的缺点，即载波的频率f_c受DAC转换速率、准确性等因素的限制不可能太高，且高速DAC的功耗和代价也大。因此全数字MPPSK调制器主要适用于载频较低的情况，对于载频f_c较高(如上百兆赫兹)需要使用模拟方法实施。专利“扩展的二元相移键控调制解调器及其实现方法”(发明专利申请号：201010580315.X，公开号：CN102014093A)中提出了一种简单直接的模拟实现EBPSK调制的调制器(实施框图见图11)，该调制器同样也适用于MPPSK调制(只需将电子开关控制信号采用MPPSK的码流时序)。本发明的具体实施中载频为10MHz，完全可以使用全数字MPPSK调制器实现：载频f_c＝10MHz，码元宽度N＝2000，跳变周期数K＝3，保护间隔为4，系统采样率为120MHz，相应的MPPSK调制波形如图12(a)所示。

2、MPPSK数字接收机

MPPSK解调器的实现方案共有4中结构，如图6-图9所示。本实施例的具体实施使用如图8所示方案，其中的数字冲击滤波器采用单共轭零点-双共轭极点的实施方案，其传递函数为

$H\left(z\right)=\frac{b_0+b_1\&CenterDot;z^{-1}+b_2\&CenterDot;z^{-2}}{1-a_1\&CenterDot;z^{-1}-a_2\&CenterDot;z^{-2}-a_3\&CenterDot;z^{-3}-a_4\&CenterDot;z^{-4}}---\left(3\right)$

其中各系数取值为：b₀＝b₂＝1，b₁＝-1.6181733185991785；

a₁＝-3.2030956372618675，a₂＝4.5250048786401749，

a₃＝-3.1388924680650234，a₄＝0.96031356602907181。

1)将图12(a)的MPPSK信号送入(3)式定义的数字冲击滤波器中，得到如图12(b)所示的波形；

2)将图12(b)的冲击波形取绝对值得到图12(c)；

3)对图12(c)所示波形进行低通滤波，得到冲击包络如图12(d)所示，本例中低通滤波器为数字FIR滤波器，通带为0.3MHz，阻带为7MHz；

4)将冲击包络分别送入求和窗1与求和窗2，分别得到图13(a)和图13(b)。求和窗的宽度可以根据冲击的宽度确定，适当的宽度也有利于减少噪声的影响，本例中求和窗宽度为36，即两求和窗内采样点的位移量为36个采样点；

5)将两求和窗的输出送到冲击判断模块判断，当判断出有冲击时，冲击判断模块产生一个脉冲，得到13(c)的波形；

6)如果有冲击并且还未进行原点定位，计数器开始计数并将计数结果用于原点定位，一旦原点定位完成，则开始进行符号判断，并将当前码元的位置信息反馈到计数器中。计数器的输出结果如图13(d)所示；

7)符号判断与位置计算模块对计数器的结果进行计算，判断出对应的符号，同时反馈该符号的理论位置信息，用于动态调整位置原点。判断出的符号如图13(e)所示；

8)图13(e)中的符号宽度不一，将其送入FIFO数据缓存模块中重新进行时钟同步，即得到图14(b)所得波形，对比图14(a)发送的符号，可知已经完成了MPPSK的解调。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.基于位置信息的MPPSK解调方法，以MPPSK调制的简化表达式为基础，

(1)

式中，为调制载波的角频率，为载波周期，为符号保护间隔控制因子，由和整数、、构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”；其特征在于，所述MPPSK解调方法基于冲击滤波器，具体方法如下：

步骤1）初始发送多个符号“1”的MPPSK调制信号用于过渡冲击滤波器的初始振荡和位置原点的定位与确认；

步骤2）完成位置原点的定位后，通过确定冲击所在的位置，计算出该位置信息所对应的解调符号；

步骤3）反馈所述解调符号所对应的理论位置信息，实现位置原点的动态调整，最终实现MPPSK信号的解调；

将冲击包络分别送入求和窗1和求和窗2，将两求和窗的输出送到冲击判断模块判断，当判断出有冲击时，冲击判断模块产生一个脉冲，如果有冲击并且还未进行原点定位，计数器开始计数并将计数结果用于原点定位，一旦原点定位完成，则开始进行符号判断，并将当前码元的位置信息反馈到计数器中，符号判断与位置计算模块对计数器的结果进行计算，判断出对应的符号，同时反馈该符号的理论位置信息，用于动态调整位置原点；

所述冲击滤波器为模拟冲击滤波器，所述MPPSK调制信号经过所述模拟冲击滤波器后，相位跳变转变为寄生调幅，之后直接对所述模拟冲击滤波器输出取绝对值、低通或带通滤波后再使用模数转换器将冲击包络数字化；或先通过锁相环或窄带滤波器滤出载波，将所述模拟冲击滤波器输出与滤出的载波相干后再进行低通或带通滤波，然后使用模数转换器将冲击包络数字化；或者，

所述冲击滤波器为数字冲击滤波器，此时，所述MPPSK调制信号先经过模数转换器数字化后，所述数字冲击滤波器将所述MPPSK调制信号的相位跳变转变为寄生调幅，之后对所述数字冲击滤波器输出取绝对值、低通或带通滤波得到冲击包络；或使用数字窄带滤波器滤出载波，将所述数字冲击滤波器输出与滤出的载波相干后再进行低通或带通滤波得到冲击包络。

2.根据权利要求1所述的基于位置信息的MPPSK解调方法，其特征在于：利用FIFO数据缓存器将判决的解调符号进行同步。